JPH0638521A - Switching power supply - Google Patents
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- JPH0638521A JPH0638521A JP4211993A JP21199392A JPH0638521A JP H0638521 A JPH0638521 A JP H0638521A JP 4211993 A JP4211993 A JP 4211993A JP 21199392 A JP21199392 A JP 21199392A JP H0638521 A JPH0638521 A JP H0638521A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源で動作する電
子機器の力率を改善でき、かつ小型、軽量にして、低コ
スト化を可能とするスイッチング電源装置に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device which can improve the power factor of an electronic device which is operated by an AC power supply, and can be reduced in size and weight to reduce the cost.
【０００２】[0002]
【従来の技術】カラーテレビ（以下ＴＶという）受像
機、プロジェクションＴＶなどの映像機器や、ビデオテ
ープレコーダあるいはビデオディスクプレーヤなどのビ
デオ機器、さらには、オーディオ機器やオフィスオート
メーション機器などの電子機器は商用交流電源を電源と
して動作するようになっている。このような電子機器に
使用される電源装置には、たとえば図１９に示すような
電源装置が使用されており、商用電源１は交流電源ライ
ン２，３を通して、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接
続して構成された全波整流回路４の入力端に接続されて
いる。2. Description of the Related Art Video equipment such as color television (hereinafter referred to as TV) receivers and projection TVs, video equipment such as video tape recorders and video disc players, and electronic equipment such as audio equipment and office automation equipment are commercially available. It is designed to operate with an AC power source as the power source. For example, a power supply device as shown in FIG. 19 is used as a power supply device used in such an electronic device, and the commercial power supply 1 connects the diodes D1 to D4 in a bridge connection through the AC power supply lines 2 and 3. It is connected to the input terminal of the configured full-wave rectifier circuit 4.
【０００３】全波整流回路４の一方の出力端からスイッ
チングレギュレータ５の一方の入力端に至るラインに
は、インラッシュ電流を制限するための抵抗Ｒｉが直列
に接続され、全波整流回路４の他方の出力端はアースさ
れている。また、抵抗Ｒｉからスイッチングレギュレー
タ５の一方の入力端に至るラインには、平滑用の電解コ
ンデンサＣｉの一端が接続され、該電解コンデンサＣｉ
の他端は、スイッチングレギュレータ５の他方の入力端
に接続されていると共にアースされている。スイッチン
グレギュレータ５はＴＶ受像機用電源として好適な共振
型コンバータによるもので、直交型フエライトトランス
を使用し、自動発振方式共振コンバータ回路と直交型フ
エライトトランスとを組み合わせて実用化されている。
このようなスイッチングレギュレータ５は、高効率、小
型軽量、低ノイズ、低コストであるという特徴を有して
おり、複数の出力電圧ＥＯ，ＥＯ１，ＥＯ２を発生する
ようになっている。A resistor Ri for limiting the inrush current is connected in series to a line extending from one output end of the full-wave rectifier circuit 4 to one input end of the switching regulator 5, and the resistor Ri of the full-wave rectifier circuit 4 is connected. The other output terminal is grounded. In addition, one end of a smoothing electrolytic capacitor Ci is connected to a line from the resistor Ri to one input end of the switching regulator 5, and the electrolytic capacitor Ci
The other end of is connected to the other input end of the switching regulator 5 and is grounded. The switching regulator 5 is a resonance type converter suitable as a power supply for a TV receiver. It uses a quadrature type ferrite transformer and is put into practical use by combining an automatic oscillation type resonance converter circuit and a quadrature type ferrite transformer.
Such a switching regulator 5 is characterized by high efficiency, small size, light weight, low noise, and low cost, and is adapted to generate a plurality of output voltages EO, EO1, EO2.
【０００４】ところで、一般的に、共振形コンバータに
よるスイッチングレギュレータは制御手段の設計が困難
であり、入力電圧変動や、負荷変動が大きい場合には、
広範囲な制御のダイナミックレンジを満足しなければな
らない電源システムとしては、不利であるとされてい
る。しかし、「電子技術１９２２年３月号第２９頁〜第
３５頁」には、スイッチング周波数固定の直列共振周波
数制御方式電流共振型コンバータ回路によるスイッチン
グレギュレータが実用化されている旨記載されている。
このスイッチングレギュレータは、世界各国の交流電源
の公称電圧に対応できるように、９０Ｖ〜２８８Ｖのワ
イドレンジの交流電源電圧に対応できるように設計され
ている。このようなワイドレンジ対応とすることによ
り、上述のような広範囲な制御のダイナミックレンジを
満足することができるようにしている。By the way, in general, it is difficult to design the control means of a switching regulator using a resonant converter, and if the input voltage fluctuation or load fluctuation is large,
It is considered to be a disadvantage for a power supply system that must satisfy a wide control dynamic range. However, "Electronic Technology March 1922, pages 29 to 35" describes that a switching regulator using a series resonance frequency control type current resonance type converter circuit with a fixed switching frequency has been put into practical use.
This switching regulator is designed to be compatible with a wide range AC power supply voltage of 90V to 288V so as to be compatible with the nominal voltage of AC power supplies in countries around the world. By supporting such a wide range, it is possible to satisfy the dynamic range of a wide range of control as described above.
【０００５】このスイッチングレギュレータ５は、図１
９では、内部構成を示していないが、交流電源１のスタ
ンバイ時には、出力側に設けられたリレーがオフすると
ともに、ハーフブリッジスイッチング回路と直列共振コ
ンデンサとスタンバイトランスとによって共振形コンバ
ータ回路を構成して、スイッチングレギュレータ５の入
力電圧、すなわち、電解コンデンサＣｉの充電電圧を交
流に変換し、このスタンバイトランスの２次巻線側に交
流電圧を誘起させ、この２次巻線の両端の電圧を整流し
て所定の複数のスタンバイ直流電圧を発生させる。ま
た、交流電源１の電圧に比例して、コンバータドライブ
トランスの制御巻線の直流電流を周波数制御回路で制御
することにより、ハーフブリッジのスイッチング回路の
スイッチングトランジスタのスイッチング周波数を制御
して、スタンバイトランス２次巻線に変動の少ない出力
電圧を発生する。This switching regulator 5 is shown in FIG.
9, the internal configuration is not shown, but when the AC power supply 1 is in standby, the relay provided on the output side is turned off, and the half bridge switching circuit, the series resonant capacitor, and the standby transformer form a resonant converter circuit. Then, the input voltage of the switching regulator 5, that is, the charging voltage of the electrolytic capacitor Ci is converted into an alternating current, the alternating current voltage is induced on the secondary winding side of this standby transformer, and the voltage across the secondary winding is rectified. Then, a plurality of predetermined standby DC voltages are generated. Further, by controlling the DC current of the control winding of the converter drive transformer in proportion to the voltage of the AC power supply 1 by the frequency control circuit, the switching frequency of the switching transistor of the half bridge switching circuit is controlled, and the standby transformer is controlled. An output voltage with little fluctuation is generated in the secondary winding.
【０００６】上記リレーがオンすると、上記直列共振コ
ンデンサと直交フエライトパワーレギュレーショントラ
ンスの１次巻線のリーケージインダクタンスとにより、
この１次巻線に直列共振電流がハーフブリッジスイッチ
ング回路から流れ、直交フエライトパワーレギュレーシ
ョンの２次巻線に所定の２次電圧を誘起し、この２次電
圧を整流回路で整流することにより、図１９に示すよう
な出力電圧Ｅ０〜Ｅ０２を発生する。なお、前記のスイ
ッチングレギュレータ５を平滑用電解コンデンサＣｉに
並列に接続した図１９の電源装置において、ηＡＣ→Ｄ
Ｃ１は交流→直流電力変換効率、ηＤＣ１→ＤＣはＤＣ
→ＤＣコンバータ部の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣは交流
→直流電力変換効率を示している。When the relay is turned on, the series resonance capacitor and the leakage inductance of the primary winding of the orthogonal ferrite power regulation transformer cause
A series resonance current flows from the half-bridge switching circuit to the primary winding, a predetermined secondary voltage is induced in the secondary winding of the quadrature ferrite power regulation, and the secondary voltage is rectified by a rectifier circuit, thereby The output voltages E0 to E02 as shown at 19 are generated. In the power supply device of FIG. 19 in which the switching regulator 5 is connected in parallel to the smoothing electrolytic capacitor Ci, ηAC → D
C1 is AC → DC power conversion efficiency, ηDC1 → DC is DC
→ Power conversion efficiency of DC converter section ηAC → DC indicates AC → DC power conversion efficiency.
【０００７】交流電源１から全波整流回路４の入力端に
加わる交流入力電圧ＶＡＣは図２２（ａ）に示すよう
に、Ｅｍｓｉｎωｔの交流電圧が全波整流回路４の入力
端に印加される。スイッチングレギュレータ５内の直交
フエライトパワーレギュレーショントランスの制御巻線
の制御電圧を出力電圧Ｅ０の平均値が一定となるよう
に、上記直列共振コンデンサと、スタンバイトランスに
よる直流共振コンバータの高周波共振電流の振幅を交流
入力電圧ＶＡＣ（Ｅｍｓｉｎωｔ）の正弦波のエンベロ
ープに合わせて制御すれば、交流電源１から全波整流回
路４とインラッシュ電流制限抵抗Ｒｉを経て、スイッチ
ングレギュレータ５に流入する入力電流ＩＡＣ（図２２
（ｂ））と、上記直列共振コンデンサの放電電流がスイ
ッチングレギュレータ５内のスイッチング半導体に交互
に流れる。The AC input voltage VAC applied from the AC power source 1 to the input terminal of the full-wave rectification circuit 4 is an AC voltage of Emsin ωt applied to the input terminal of the full-wave rectification circuit 4, as shown in FIG. The amplitude of the high-frequency resonance current of the DC resonance converter by the series resonance capacitor and the standby transformer is adjusted so that the average value of the output voltage E0 of the control voltage of the control winding of the orthogonal ferrite power regulation transformer in the switching regulator 5 becomes constant. If control is performed according to the sine wave envelope of the AC input voltage VAC (Emsin ωt), the input current IAC flowing from the AC power supply 1 to the switching regulator 5 via the full-wave rectifier circuit 4 and the inrush current limiting resistor Ri (FIG. 22).
(B)) and the discharge current of the series resonance capacitor alternately flows through the switching semiconductor in the switching regulator 5.
【０００８】これにより、直交フエライトパワーレギュ
レーショントランスの２次巻線に交流誘起電圧が発生し
て、この２次巻線に接続されるダイオードで整流され、
平滑用電解コンデンサＣｉで平滑され、交流入力電圧Ｖ
ＡＣの２倍の周期のリップル電圧である出力電圧Ｅ，Ｅ
０，Ｅ０１，Ｅ０２が得られる。As a result, an AC induced voltage is generated in the secondary winding of the orthogonal ferrite power regulation transformer and rectified by the diode connected to this secondary winding.
The AC input voltage V is smoothed by the smoothing electrolytic capacitor Ci.
Output voltage E, E which is a ripple voltage with a cycle twice that of AC
0, E01, E02 are obtained.
【０００９】このように、図１９に示す電源装置におい
ては、交流電源１、交流電源ライン２，３から全波整流
回路４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４と大静電容量の電解
コンデンサＣｉによる平滑回路は図２２（ｂ）に示すよ
うに、急峻な交流入力電流ＩＡＣの波形で動作する。As described above, in the power supply device shown in FIG. 19, the smoothing circuit including the AC power supply 1, the AC power supply lines 2 and 3 and the rectifying diodes D1 to D4 of the full-wave rectifying circuit 4 and the electrolytic capacitor Ci having a large capacitance. Operates with a steep AC input current IAC waveform, as shown in FIG.
【００１０】この図１９に示す電源装置は、重負荷の場
合、電解コンデンサＣｉの静電容量は１０００μＦの大
容量が必要となり、この平滑用電解コンデンサＣｉへの
充電電流、すなわち、図２２（ｂ）に示す交流入力電流
ＩＡＣは交流電源１から急峻なパルス状波形で流入す
る。このとき、インラッシュ電流制限抵抗Ｒｉの抵抗値
をＲｉ＝１Ωのとき、力率ＰＦは、０．６５であり、力
率ＰＦと電源波形の全高調波歪率ＴＨＤとの間には、次
式に示すような関係がある。即ち、ＴＨＤ＝｛（１−Ｐ
Ｆ2 ）／ＰＦ2 ｝1/2 。In the case of a heavy load, the power supply device shown in FIG. 19 requires a large capacitance of 1000 μF for the capacitance of the electrolytic capacitor Ci, and the charging current to the smoothing electrolytic capacitor Ci, that is, FIG. The AC input current IAC shown in () flows from the AC power source 1 in a steep pulse waveform. At this time, when the resistance value of the inrush current limiting resistance Ri is Ri = 1Ω, the power factor PF is 0.65, and between the power factor PF and the total harmonic distortion factor THD of the power supply waveform, There is a relationship as shown in the formula. That is, THD = {(1-P
F 2 ) / PF 2 } 1/2 .
【００１１】この数式において、力率ＰＦ＝０．６５で
は、全高調波歪率ＴＨＤ＝１１５％であり、高調波歪が
多くなる。このように、力率が低くなり、交流電源１の
高調波電流が増加し、図２２（ａ）に示す正弦波の交流
入力電圧ＶＡＣの波形に歪みが発生することになり、電
子機器に障害が生じたり、電力系統に被害を招来するこ
とになり、高調波歪抑制の対策が必要となる。In this equation, when the power factor PF = 0.65, the total harmonic distortion rate THD = 115%, and the harmonic distortion increases. In this way, the power factor decreases, the harmonic current of the AC power supply 1 increases, and the waveform of the AC input voltage VAC of the sine wave shown in FIG. May occur or may cause damage to the power system, and it is necessary to take measures to suppress harmonic distortion.
【００１２】上述のように、電子機器が発生する交流電
源（商用電源）の高調波歪に対して、国内では電気協同
研究会高調波対策専門委員会の報告でこれらの電子機器
の高調波は総量規制として、現在発生量の２５％を抑制
することが必要とされている。現在は、対象機器の選
定、守るべき許容値、実施時期などが電気用品調査委員
会で引き続き検討されている。この高調波電流を抑制す
るための対策として、一般的には、図２０に示すよう
に、全波整流回路４の一方の出力端からスイッチングレ
ギュレータ５の一方の入力端に至るラインにインダクタ
ンスＬｉを直列に接続し、全波整流回路４の整流ダイオ
ードＤ１〜Ｄ４の導通角を大きくして、ピーク電流を抑
圧する方法が採られている。なお、この図２０における
ηＡＣ→ＤＣ１の部分は交流→直流電力変換効率を示
し、ηＤＣ１→ＤＣの部分はＤＣ→ＤＣコンバータの電
力変換効率を示し、ηＡＣ→ＤＣの部分が交流→直流電
力変換効率を示す。As described above, against the harmonic distortion of the AC power supply (commercial power supply) generated by the electronic equipment, in Japan, the harmonics of these electronic equipment are reported by the Technical Committee on Harmonic Countermeasures As a total amount regulation, it is necessary to suppress 25% of the current generation amount. At present, the Electrical Appliances Investigation Committee is continuously studying the selection of target equipment, the allowable values to be protected, and the timing of implementation. As a measure for suppressing this harmonic current, generally, as shown in FIG. 20, an inductance Li is provided in a line extending from one output end of the full-wave rectifier circuit 4 to one input end of the switching regulator 5. The method of connecting in series and increasing the conduction angles of the rectifying diodes D1 to D4 of the full-wave rectifying circuit 4 to suppress the peak current is adopted. 20. In FIG. 20, ηAC → DC1 indicates the AC → DC power conversion efficiency, ηDC1 → DC indicates the DC → DC converter power conversion efficiency, and ηAC → DC indicates the AC → DC power conversion efficiency. Indicates.
【００１３】この図２０では、図１９におけるインラッ
シュ電流抵抗Ｒｉの代わりにインダクタンスＬｉを用い
ることにより、全波整流回路４の整流ダイオードＤ１〜
Ｄ４の導通角を図２２（ｂ）の導通角ｔから図２２
（ｄ）に示す導通角ｔ１に拡大しており、これにより、
整流ダイオードＤ１〜Ｄ４に流れる交流入力電圧ＩＡＣ
１のピーク電流を抑制し、力率を改善している。具体的
数値例を挙げて説明すると、交流電源１の電源電圧ＡＣ
＝１００Ｖ、５０Ｈｚ、交流電力ＰＡＣ＝２００Ｗの場
合では、インダクタンスＬｉ＝５ｍＨで力率ＰＦ＝０．
７３となり、また、Ｌｉ＝１０ｍＨで力率ＰＦ＝０．８
０に改善される。In FIG. 20, by using the inductance Li in place of the inrush current resistance Ri in FIG. 19, the rectifying diodes D1 to D1 of the full-wave rectifying circuit 4 are used.
The conduction angle of D4 can be calculated from the conduction angle t of FIG.
The conduction angle t1 shown in (d) is enlarged.
AC input voltage IAC flowing through rectifier diodes D1 to D4
The peak current of 1 is suppressed and the power factor is improved. Explaining with a specific numerical example, the power supply voltage AC of the AC power supply 1
= 100 V, 50 Hz, and AC power PAC = 200 W, the inductance Li = 5 mH and the power factor PF = 0.
73, and the power factor PF = 0.8 at Li = 10 mH.
It is improved to 0.
【００１４】しかしながら、インダクタンスＬｉとし
て、珪素鋼板で構成されるパワーチョークコイルを使用
した場合、パワーチョークコイルが漏洩磁束を発生する
とともに、重量が増加するばかりか、パワーチョークコ
イルの直流抵抗分の電圧降下や電力損失の発生を抑制す
るために、断面積が大きな線輪で構成しなければなら
ず、負荷電力の増加、力率の向上を図るためには、より
一層パワーチョークコイルが大型かつ重量化する。However, when a power choke coil made of a silicon steel plate is used as the inductance Li, the power choke coil not only generates leakage flux but also increases the weight, and the voltage of the DC resistance component of the power choke coil is increased. In order to suppress the occurrence of drop and power loss, it must be composed of a wire with a large cross-sectional area, and in order to increase load power and power factor, the power choke coil must be larger and heavier. Turn into.
【００１５】図２０の電源装置におけるパワーチョーク
コイルによる欠点を除去するために、図２１に示すよう
に、図２０のインダクタンスＬｉに代えて、アクティブ
フィルタ６を使用した電源装置も提案されている。この
図２１では、全波整流回路４とスイッチングレギュレー
タ５との間にブースト形ＤＣ→ＤＣコンバータによるア
クティブフィルタ６を介設している。この図２１におけ
るηＡＣ→ＤＣ１はＡＣ→ＤＣ変換部の電力変換効率で
あり、ηＤＣ１→ＤＣはＤＣ→ＤＣコンバータ部の電力
変換効率、ηＡＣ→ＤＣはＡＣ→ＤＣ交流−直流変換部
の電力変換効率である。In order to eliminate the defects due to the power choke coil in the power supply device of FIG. 20, a power supply device using an active filter 6 in place of the inductance Li of FIG. 20 has been proposed as shown in FIG. In FIG. 21, an active filter 6 of a boost DC → DC converter is provided between the full-wave rectifier circuit 4 and the switching regulator 5. In FIG. 21, ηAC → DC1 is the power conversion efficiency of the AC → DC converter, ηDC1 → DC is the power conversion efficiency of the DC → DC converter, and ηAC → DC is the power conversion efficiency of the AC → DC AC-DC converter. Is.
【００１６】このようなアクティブフィルタ６を用いる
ことにより、図２２（ａ）に示す正弦波の交流入力電圧
ＶＡＣの波形に比例した図２２（ｆ）に示すような入力
電流波形ＩＡＣ２が全波整流回路４の整流ダイオードＤ
１〜Ｄ４に流れる。これにともない、力率ＰＦ＝０．９
９、全高調波歪率ＴＨＤ＝１２％となり、高調波歪が大
幅に改善されることになる。By using such an active filter 6, the input current waveform IAC2 shown in FIG. 22 (f), which is proportional to the waveform of the sinusoidal AC input voltage VAC shown in FIG. 22 (a), is full-wave rectified. Rectifier diode D of circuit 4
Flow through 1 to D4. Along with this, the power factor PF = 0.9
9. The total harmonic distortion rate THD = 12%, and the harmonic distortion is significantly improved.
【００１７】[0017]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなアクティブフィルタ６を全波整流回路４と直列に接
続する方式の電源装置においては、１００ＫＨｚの高周
波の矩形波でスイッチングレギュレータ５の半導体スイ
ッチで動作を繰り返すと、電磁妨害波（以下、ＥＭＩと
いう）レベルが大きくなる。そこで、このＥＭＩレベル
を抑制するように対処すると、ますますアクティブフィ
ルタ６の電力変換効率ηＡＣ−ＤＣ１が低下して入力電
力が増加してしまい、あるいは回路構成の複雑化を招
き、ＥＭＩ対策のためのラインフィルタ部の強化、不要
輻射防止部品のための部品点数の増加を伴い、それとと
もに、コストアップを招来するばかりか、消費電力が大
きくなるという不具合がある。However, in the power supply device of the type in which the active filter 6 is connected in series with the full-wave rectification circuit 4, the semiconductor switch of the switching regulator 5 operates with a high-frequency rectangular wave of 100 KHz. By repeating, the electromagnetic interference wave (hereinafter, referred to as EMI) level increases. Therefore, if a countermeasure is taken to suppress this EMI level, the power conversion efficiency ηAC-DC1 of the active filter 6 will further decrease and the input power will increase, or the circuit configuration will become complicated and EMI countermeasures will be taken. The line filter section is strengthened, and the number of components for the unnecessary radiation prevention component is increased. At the same time, not only the cost is increased, but also the power consumption is increased.
【００１８】加えて、アクティブフィルタ６の図２２
（ｇ）に示す入力電圧Ｅ２に対する、図２２（ｈ）に示
すアクティブフィルタ６の出力電圧Ｅ３は、Ｅｌ３≫Ｅ
ｌ２の関係があるため、スイッチングレギュレータ５の
出力電圧Ｅ０，Ｅ０１，Ｅ０２を安定化するためのスイ
ッチングレギュレータ５内の安定化回路の再設計が必要
である。In addition, the active filter 6 shown in FIG.
The output voltage E3 of the active filter 6 shown in FIG. 22 (h) with respect to the input voltage E2 shown in (g) is El3 >> E.
Because of the relationship of l2, it is necessary to redesign the stabilizing circuit in the switching regulator 5 for stabilizing the output voltages E0, E01, E02 of the switching regulator 5.
【００１９】本発明は上述の問題に鑑みなされたもので
あり、力率が改善され、構成部品点数が少なく、小型軽
量で低コスト化が図られ、消費電力を低減できるととも
に、スイッチングレギュレータのスイッチング半導体か
ら電磁妨害波を抑制できるばかりか、平滑用電解コンデ
ンサとその後段のスイッチングレギュレータのスイッチ
ング半導体の耐圧を低下させることができるスイッチン
グレギュレータ装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above problems, and has an improved power factor, a small number of components, a small size, a light weight, a low cost, a reduced power consumption, and the switching of a switching regulator. It is an object of the present invention to provide a switching regulator device that can suppress electromagnetic interference waves from a semiconductor and can also reduce the breakdown voltage of the switching electrolytic semiconductor of the smoothing electrolytic capacitor and the switching regulator of the subsequent stage.
【００２０】また、本発明は、上述の目的に加えて、ス
イッチングレギュレータ部の再設計を必要としないスイ
ッチングレギュレータ装置を提供することにある。さら
に、本発明は、交流電源ラインの全高調波歪の低減が図
れるとともに、スイッチングレギュレータ部の入力電圧
の平均値が上昇し、交流入力電圧の保証電圧が拡大でき
るスイッチングレギュレータ装置を提供することにあ
る。In addition to the above-mentioned object, the present invention is to provide a switching regulator device which does not require redesign of the switching regulator section. Further, the present invention provides a switching regulator device capable of reducing the total harmonic distortion of the AC power supply line, increasing the average value of the input voltage of the switching regulator unit, and expanding the guaranteed voltage of the AC input voltage. is there.
【００２１】[0021]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、交流電圧が入力されて全波整流電圧を出
力する全波整流回路と、互いに導通方向を揃えて直列に
接続した第１ダイオードと第２ダイオードとからなり、
第１ダイオードの第１端子をその第１端子とし、第１ダ
イオードの第２端子と第２ダイオードの第１端子との接
続点をその第２端子とし、第２ダイオードの第２端子を
その第３端子としたダイオード回路と、第１コンデンサ
及び第２コンデンサと、前記交流電圧の周波数の２倍の
周波数で導通・非導通のスイッチングを行なうスイッチ
ング回路とを備え、前記ダイオード回路の第１端子を前
記全波整流回路の第１出力端子に接続し、前記ダイオー
ド回路の第２端子を前記第１コンデンサを介して前記全
波整流回路の第２出力端子に接続し、前記ダイオード回
路の第３端子を前記スイッチング回路を介して前記全波
整流回路の第２出力端子に接続してあり、しかも、前記
全波整流回路が発生する出力電圧が前記ダイオード回路
の極性に対して逆方向電圧となるようにそれら端子を接
続してあり、前記第２コンデンサの第１端子を前記ダイ
オード回路の第１端子に接続し、また、前記第２コンデ
ンサの第２端子を前記ダイオード回路の第３端子に接続
してあり、前記第２コンデンサの両端子間の電圧をもっ
て出力電圧とするようにしたことを特徴とする。To achieve the above object, the present invention relates to a full-wave rectifying circuit which receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and which is connected in series so that their conduction directions are aligned with each other. Consisting of one diode and a second diode,
The first terminal of the first diode is its first terminal, the connection point between the second terminal of the first diode and the first terminal of the second diode is its second terminal, and the second terminal of the second diode is its first terminal. A diode circuit having three terminals, a first capacitor and a second capacitor, and a switching circuit for performing conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the AC voltage are provided, and the first terminal of the diode circuit is provided. A first output terminal of the full-wave rectification circuit, a second terminal of the diode circuit connected to a second output terminal of the full-wave rectification circuit via the first capacitor, and a third terminal of the diode circuit. Is connected to the second output terminal of the full-wave rectifier circuit via the switching circuit, and the output voltage generated by the full-wave rectifier circuit is reverse to the polarity of the diode circuit. The terminals are connected so as to have a forward voltage, the first terminal of the second capacitor is connected to the first terminal of the diode circuit, and the second terminal of the second capacitor is connected to the first terminal of the diode circuit. It is connected to three terminals, and a voltage between both terminals of the second capacitor is used as an output voltage.
【００２２】また、前記スイッチング回路は、前記交流
電圧をＥｍｓｉｎωｔで表わすとき、｜ｓｉｎωｔ｜≦
１／２の場合は導通状態となり、｜ｓｉｎωｔ｜＞１／
２の場合は非導通状態となるようにスイッチング動作を
行ない、それによって、前記交流電圧の１周期の間に前
記全波整流回路にパルス状の電流が６回流れるようにし
た。In the switching circuit, when the AC voltage is represented by Emsinωt, | sinωt | ≦
In the case of 1/2, it becomes conductive, and | sinωt |> 1 /
In the case of 2, the switching operation was performed so as to be in a non-conducting state, so that a pulsed current would flow through the full-wave rectification circuit 6 times during one cycle of the AC voltage.
【００２３】さらに、上記目的を達成するため、本発明
は、交流電圧が入力されて全波整流電圧を出力する全波
整流回路と、互いに直列に接続した第１コンデンサと第
２コンデンサとからなり、第１コンデンサの第１端子を
その第１端子とし、第１コンデンサの第２端子と第２コ
ンデンサの第１端子との接続点をその第２端子とし、第
２コンデンサの第２端子をその第３端子としたコンデン
サ回路と、前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通
・非導通のスイッチングを行なうスイッチング回路とを
備え、前記コンデンサ回路の第１端子を前記全波整流回
路の第１出力端子に接続し、前記コンデンサ回路の第２
端子を前記スイッチング回路を介して前記全波整流回路
の一方の入力端子に接続し、前記コンデンサ回路の第３
端子を前記全波整流回路の第２出力端子に接続してあ
り、前記コンデンサ回路の第１端子と第２端子との間の
電圧をもって出力電圧とするようにしたことを特徴とす
る。Further, in order to achieve the above object, the present invention comprises a full-wave rectifier circuit which receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and a first capacitor and a second capacitor which are connected in series with each other. , The first terminal of the first capacitor is its first terminal, the connection point between the second terminal of the first capacitor and the first terminal of the second capacitor is its second terminal, and the second terminal of the second capacitor is its A capacitor circuit having a third terminal, and a switching circuit that performs conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the AC voltage are provided, and the first terminal of the capacitor circuit is the first of the full-wave rectification circuit. Connected to the output terminal, the second of the capacitor circuit
The terminal is connected to one input terminal of the full-wave rectifier circuit via the switching circuit, and the third terminal of the capacitor circuit is connected.
The terminal is connected to the second output terminal of the full-wave rectifier circuit, and the voltage between the first terminal and the second terminal of the capacitor circuit is used as the output voltage.
【００２４】また、前記スイッチング回路は、前記交流
電圧をＥｍｓｉｎωｔで表わすとき、｜ｓｉｎωｔ｜≦
１／２の場合は導通状態となり、｜ｓｉｎωｔ｜＞１／
２の場合は非導通状態となるようにスイッチング動作を
行ない、それによって、前記交流電圧の１周期の間に前
記全波整流回路にパルス状の電流が６回流れるようにし
た。In the switching circuit, when the AC voltage is represented by Emsinωt, | sinωt | ≦
In the case of 1/2, it becomes conductive, and | sinωt |> 1 /
In the case of 2, the switching operation was performed so as to be in a non-conducting state, so that a pulsed current would flow through the full-wave rectification circuit 6 times during one cycle of the AC voltage.
【００２５】加えて、上記目的を達成するため、本発明
は、交流電圧が入力されて全波整流電圧を出力する全波
整流回路と、互いに導通方向を揃えて直列に接続した第
１ダイオードと第２ダイオードとからなり、第１ダイオ
ードの第１端子をその第１端子とし、第１ダイオードの
第２端子と第２ダイオードの第１端子との接続点をその
第２端子とし、第２ダイオードの第２端子をその第３端
子としたダイオード回路と、第１コンデンサと、前記交
流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導通のスイッ
チングを行なう第１スイッチング回路とを備え、前記ダ
イオード回路の第１端子を前記全波整流回路の第１出力
端子に接続し、前記ダイオード回路の第２端子を前記第
１コンデンサを介して前記全波整流回路の第２出力端子
に接続し、前記ダイオード回路の第３端子を前記第１ス
イッチング回路を介して前記全波整流回路の第２出力端
子に接続してあり、しかも、前記全波整流回路が発生す
る出力電圧が前記ダイオード回路の極性に対して逆方向
電圧となるようにそれら端子を接続してあり、第２コン
デンサと、第３及び第４ダイオードと、チョークコイル
と、所定の高周波の周波数で導通・非導通のスイッチン
グを行なう第２スイッチング回路とから成る部分平滑回
路を備え、前記ダイオード回路の第１端子と第３端子と
を、前記部分平滑回路に接続してあり、前記部分平滑回
路からの出力電圧をもってこの電源装置の出力電圧とす
るようにしたことを特徴とする。In addition, in order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a full-wave rectifier circuit which receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and a first diode which is connected in series with its conducting directions aligned. A second diode, the first terminal of the first diode is its first terminal, and the connection point between the second terminal of the first diode and the first terminal of the second diode is its second terminal; The diode circuit having the second terminal of the third terminal as its third terminal, the first capacitor, and the first switching circuit for performing conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the AC voltage. A first terminal of the full-wave rectifier circuit is connected to a first output terminal of the full-wave rectifier circuit, and a second terminal of the diode circuit is connected to a second output terminal of the full-wave rectifier circuit via the first capacitor. The third terminal of the diode circuit is connected to the second output terminal of the full-wave rectifier circuit via the first switching circuit, and the output voltage generated by the full-wave rectifier circuit has the polarity of the diode circuit. The terminals are connected to each other so that a reverse voltage is applied, and the second capacitor, the third and fourth diodes, the choke coil, and the second switching element that conducts or does not conduct at a predetermined high frequency. A partial smoothing circuit including a switching circuit is provided, and the first terminal and the third terminal of the diode circuit are connected to the partial smoothing circuit, and the output voltage from the partial smoothing circuit is used as the output voltage of the power supply device. It is characterized by doing so.
【００２６】さらに、上記目的を達成するため、本発明
は、交流電圧が入力されて全波整流電圧を出力する全波
整流回路と、第１部分平滑回路及び第２部分平滑回路
と、前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導
通のスイッチングを行なうスイッチング回路とを備え、
前記第１部分平滑回路及び前記第２部分平滑回路は、そ
の各々が、平滑用コンデンサと、２個のダイオードと、
チョークコイルと、所定の高周波の周波数で導通・非導
通のスイッチングを行なう高周波スイッチング回路とを
備えており、前記第１部分平滑回路及び前記第２部分平
滑回路は、その各々が、第１端子と第２端子とを備えて
おり、前記第１部分平滑回路の第１端子を前記全波整流
回路の第１出力端子に接続し、前記第１部分平滑回路の
第２端子と前記第２部分平滑回路の第１端子とを接続し
た上、その接続点を前記スイッチング回路を介して前記
全波整流回路の一方の入力端子に接続し、前記第２部分
平滑回路の第２端子を前記全波整流回路の第２出力端子
に接続してあり、前記第１部分平滑回路の第１端子と前
記第２部分平滑回路の第２端子との間の電圧をもって出
力電圧とするようにしたことを特徴とする。Further, in order to achieve the above object, the present invention provides a full-wave rectification circuit which receives an AC voltage and outputs a full-wave rectification voltage, a first partial smoothing circuit and a second partial smoothing circuit, and the alternating current. And a switching circuit for performing conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the voltage,
Each of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit includes a smoothing capacitor, two diodes, and
A choke coil and a high-frequency switching circuit that performs conduction / non-conduction switching at a predetermined high-frequency frequency are provided, and each of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit has a first terminal. A second terminal, the first terminal of the first partial smoothing circuit is connected to the first output terminal of the full-wave rectifying circuit, and the second terminal of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit are provided. The first terminal of the circuit is connected, and the connection point is connected to one input terminal of the full-wave rectifier circuit via the switching circuit, and the second terminal of the second partial smoothing circuit is connected to the full-wave rectifier. It is connected to the second output terminal of the circuit, and the voltage between the first terminal of the first partial smoothing circuit and the second terminal of the second partial smoothing circuit is used as the output voltage. To do.
【００２７】[0027]
【作用】本発明によれば、交流電源の周波数の２倍の周
期でスイッチング回路がスイッチング動作を繰り返し
て、スイッチング回路の導通ごとに、全波整流回路で交
流電源の電圧を整流して整流電流がスイッチング回路を
通して平滑用電解コンデンサを充電すると同時に、電解
コンデンサの放電電流が平滑用電解コンデンサおよび一
方の整流ダイオードとの放電回路で放電して平滑用電解
コンデンサを充電する。スイッチング回路の非導通時に
は全波整流回路で整流した交流入力電流が電解コンデン
サと他方の整流ダイオードおよび平滑用電解コンデンサ
の回路を通して流れて、この平滑用電解コンデンサを充
電し、交流電源電圧の１周期でスイッチング回路の導通
時と非導通時に充電する。これにより、交流電圧の１周
期に数回パルス状の充電電流が平滑用電解コンデンサに
流入して充電され、力率を改善することができるととも
に、小型軽量、低コスト、低消費電力を可能とすること
ができる。According to the present invention, the switching circuit repeats the switching operation at a cycle of twice the frequency of the AC power supply, and the full-wave rectifier circuit rectifies the voltage of the AC power supply for each conduction of the switching circuit to obtain the rectified current. Simultaneously charges the smoothing electrolytic capacitor through the switching circuit, and at the same time, the discharge current of the electrolytic capacitor discharges in the discharging circuit with the smoothing electrolytic capacitor and one of the rectifying diodes to charge the smoothing electrolytic capacitor. When the switching circuit is not conducting, the AC input current rectified by the full-wave rectifier circuit flows through the circuit of the electrolytic capacitor, the other rectifying diode and the smoothing electrolytic capacitor to charge the smoothing electrolytic capacitor, and one cycle of the AC power supply voltage. It charges when the switching circuit is on and off. As a result, a pulsed charging current flows into the smoothing electrolytic capacitor several times in one cycle of the AC voltage to be charged, and the power factor can be improved, and at the same time, small size, light weight, low cost, and low power consumption are possible. can do.
【００２８】また、本発明によれば、交流電源の周波数
の２倍の周期でスイッチング回路がスイッチング動作を
繰り返して、スイッチング回路の導通ごとに、交流入力
電流が全波整流回路で整流され、その整流電流が一方の
平滑用電解コンデンサを通して流れ、この一方の平滑用
電解コンデンサを充電し、スイッチング回路の非導通期
間交流入力電流が全波整流回路で整流され、その整流電
流が直列接続された２個の平滑用電解コンデンサを通し
て流れ、２個の平滑用電解コンデンサを同時に充電す
る。これにより、入力交流電圧の１周期で数回２個の平
滑用電解コンデンサが充電され、交流電源からの交流入
力電流の導通角が大きくなり、力率を改善することがで
きる。Further, according to the present invention, the switching circuit repeats the switching operation at a cycle twice the frequency of the AC power supply, and the AC input current is rectified by the full-wave rectification circuit every time the switching circuit is turned on. A rectified current flows through one smoothing electrolytic capacitor, charges the one smoothing electrolytic capacitor, the AC input current is rectified by the full-wave rectifier circuit during the non-conduction period of the switching circuit, and the rectified current is connected in series. Flow through one smoothing electrolytic capacitor and charge two smoothing electrolytic capacitors simultaneously. As a result, the two smoothing electrolytic capacitors are charged several times in one cycle of the input AC voltage, the conduction angle of the AC input current from the AC power supply increases, and the power factor can be improved.
【００２９】さらに、本発明によれば、交流電源の周波
数の２倍の周期で第１のスイッチング回路がスイッチン
グ動作を繰り返すとともに、第２のスイッチング回路が
高周波の周期でスイッチング動作を繰り返し、第２のス
イッチング回路が導通している間のみ、交流入力電流が
全波整流回路で整流されて、第１のスイッチング回路、
平滑用電解コンデンサ、フエライトチョークコイル、第
２のスイッチング回路を通して平滑用電解コンデンサに
充電電流が流れると同時に、半倍圧整流回路の電解コン
デンサの放電電流が半倍圧整流回路の一方の整流ダイオ
ード、平滑用電解コンデンサと第２のスイッチング回路
を通して流れ、この平滑用電解コンデンサを充電する。Further, according to the present invention, the first switching circuit repeats the switching operation at a cycle of twice the frequency of the AC power source, the second switching circuit repeats the switching operation at a high frequency cycle, and the second switching circuit repeats the switching operation at a high frequency cycle. The AC input current is rectified by the full-wave rectification circuit only while the switching circuit of is conducting, and the first switching circuit,
At the same time as the charging current flows through the smoothing electrolytic capacitor, the ferrite choke coil, and the second switching circuit to the smoothing electrolytic capacitor, the discharge current of the electrolytic capacitor of the half-doubler rectifier circuit is one rectifier diode of the half-doubler rectifier circuit It flows through the smoothing electrolytic capacitor and the second switching circuit to charge the smoothing electrolytic capacitor.
【００３０】第１のスイッチング回路の非導通時には全
波整流回路で整流した交流入力電流が半倍圧整流回路の
電解コンデンサと他方の整流ダイオード、平滑用電解コ
ンデンサ、フエライトチョークコイルおよび第２のスイ
ッチング回路に流れ、平滑用電解コンデンサを充電す
る。第２のスイッチング回路の非導通時には、フエライ
トチョークコイルに蓄えられていた電磁エネルギが部分
平滑回路の２つの整流ダイオードを介して直流成分を整
流平滑電圧に重畳する。これにより、より一層の力率改
善が可能となるとともに、交流電源ラインの全高調波歪
の低減が図れる。When the first switching circuit is not conducting, the AC input current rectified by the full-wave rectifier circuit is the electrolytic capacitor of the half-voltage rectifier circuit and the other rectifier diode, the smoothing electrolytic capacitor, the ferrite choke coil, and the second switching circuit. It flows into the circuit and charges the smoothing electrolytic capacitor. When the second switching circuit is non-conductive, the electromagnetic energy stored in the ferrite choke coil superimposes the DC component on the rectified and smoothed voltage via the two rectifying diodes of the partial smoothing circuit. As a result, the power factor can be further improved and the total harmonic distortion of the AC power supply line can be reduced.
【００３１】また、本発明によれば、交流電源の周波数
の２倍の周期で第１のスイッチング回路がスイッチング
動作を繰り返すとともに、２組の部分平滑回路の第２の
スイッチング回路が高周波の周期でスイッチング動作を
繰り返し、この２組の第２のスイッチング回路の導通時
に第１のスイッチング回路が導通すると、交流入力電流
が全波整流回路で整流され、一方の倍圧全波切換整流回
路の平滑用電解コンデンサ、一方の部分平滑回路のフエ
ライトチョークコイル、第２のスイッチング回路、第１
のスイッチング回路を通してこの平滑用電解コンデンサ
に充電電流が流れて充電する。Further, according to the present invention, the first switching circuit repeats the switching operation at a cycle of twice the frequency of the AC power supply, and the second switching circuit of the two sets of partial smoothing circuits has a high frequency cycle. The switching operation is repeated, and when the first switching circuit is turned on when the two sets of the second switching circuits are turned on, the AC input current is rectified by the full-wave rectification circuit and used for smoothing one of the double-voltage full-wave switching rectification circuits. Electrolytic capacitor, one part smoothing circuit ferrite choke coil, second switching circuit, first
A charging current flows through the smoothing electrolytic capacitor through the switching circuit to charge the smoothing electrolytic capacitor.
【００３２】第１のスイッチング回路が非導通になる
と、全波整流回路で整流された整流電流は一方の倍圧全
波切換整流回路の平滑用電解コンデンサ、一方の部分平
滑回路のフエライトチョークコイル、第２のスイッチン
グ回路、他方の倍圧全波切換整流回路の平滑用電解コン
デンサ、他方の部分平滑回路のフエライトチョークコイ
ル、第２のスイッチング回路に流れ、二つの平滑用電解
コンデンサに同時に充電され、倍電圧が得られる。２組
の部分平滑回路の各第２のスイッチング回路が非導通に
なると、それぞれのフエライトチョークコイルに蓄えら
れていた電磁エネルギが各他方の整流ダイオードを介し
て直流で出力電圧に重畳する。これにより、より一層の
力率が改善されると同時に、スイッチングレギュレータ
部の入力電圧の平均値が上昇し、交流入力電圧の保証電
圧が拡大されることになる。When the first switching circuit becomes non-conducting, the rectified current rectified by the full-wave rectifier circuit is used as a smoothing electrolytic capacitor of one voltage-doubler full-wave switching rectifier circuit, a ferrite choke coil of one partial smoothing circuit, The second switching circuit, the smoothing electrolytic capacitor of the other double-voltage full-wave switching rectifier circuit, the ferrite choke coil of the other partial smoothing circuit, the second switching circuit, and the two smoothing electrolytic capacitors are charged at the same time. Double voltage can be obtained. When each of the second switching circuits of the two sets of partial smoothing circuits becomes non-conductive, the electromagnetic energy stored in each ferrite choke coil is superimposed on the output voltage as a direct current through the other rectifying diode. As a result, the power factor is further improved, and at the same time, the average value of the input voltage of the switching regulator unit rises and the guaranteed voltage of the AC input voltage is expanded.
【００３３】[0033]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づき説明す
る。図１は本発明の一実施例によるスイッチングレギュ
レータ装置の原理的構成を示す回路図である。この図１
において、説明の混同を避けるために、図１９〜図２１
で示した従来例と同一部分には同一符号を付して述べる
ことにする。この図１において、交流電源１（商用交流
電源）の両極は交流電源ライン２，３を介して、全波整
流回路４の両入力端子に接続されており、交流電源ライ
ン２にはインラッシュ電流を制限するための抵抗Ｒｉが
直列に接続されている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing the principle configuration of a switching regulator device according to an embodiment of the present invention. This Figure 1
19 to 21 in order to avoid confusion of description.
The same parts as those of the conventional example shown in FIG. In FIG. 1, both poles of an AC power supply 1 (commercial AC power supply) are connected to both input terminals of a full-wave rectification circuit 4 via AC power supply lines 2 and 3, and an inrush current is supplied to an AC power supply line 2. A resistor Ri for limiting the voltage is connected in series.
【００３４】全波整流回路４は整流ダイオードＤ１〜Ｄ
４をブリッジ接続して構成されており、その正側の出力
端子はスイッチング回路Ｓ（図中には模式的にスイッチ
の記号で表わしてある）を介して、スイッチングレギュ
レータ５の正側の入力端子に接続されている。スイッチ
ングレギュレータ５は図１９〜図２１で述べた従来例と
同様のものであり、その負側の入力端子はアースされて
いる。スイッチング回路Ｓとスイッチングレギュレータ
５の正側の入力端子との間は、２個の整流ダイオードＤ
５とＤ６（第２，第１ダイオードに相当）との直列回路
を介してアースされており、この整流ダイオードＤ５と
Ｄ６との接続点と全波整流回路４の正側の出力端子間に
は、電解コンデンサＣｉ１（第１コンデンサに相当）が
接続されている。また、整流ダイオードＤ５とＤ６との
直列回路に並列に平滑用の電解コンデンサＣｉ（第２コ
ンデンサに相当）が接続されている。The full-wave rectifier circuit 4 includes rectifier diodes D1 to D
4 is connected by a bridge, and its positive output terminal is connected to the positive input terminal of the switching regulator 5 via a switching circuit S (schematically represented by a switch symbol in the figure). It is connected to the. The switching regulator 5 is the same as the conventional example described with reference to FIGS. 19 to 21, and its negative input terminal is grounded. Two rectifying diodes D are provided between the switching circuit S and the positive side input terminal of the switching regulator 5.
5 and D6 (corresponding to the second and first diodes) are grounded via a series circuit, and between the connection point of the rectifying diodes D5 and D6 and the positive side output terminal of the full-wave rectifying circuit 4. , An electrolytic capacitor Ci1 (corresponding to the first capacitor) is connected. Further, a smoothing electrolytic capacitor Ci (corresponding to a second capacitor) is connected in parallel to the series circuit of the rectifying diodes D5 and D6.
【００３５】次に、動作について説明する。交流電源１
で発生する図４（ａ）に示す正弦波電圧ＶＡＣ＝Ｅｍｓ
ｉｎωｔは、抵抗Ｒｉを介して全波整流回路４の両入力
端子に印加されている。図２、図３は動作原理を説明す
るための等価回路図であり、図２は、正弦波電圧ＶＡＣ
のｓｉｎωｔが｜ｓｉｎωｔ｜≦１／２となってスイッ
チング回路Ｓが導通状態にある場合の等価回路図であ
り、図３は正弦波電圧ＶＡＣのｓｉｎωｔが｜ｓｉｎω
ｔ｜＞１／２となってスイッチング回路Ｓが非導通状態
にある場合の等価回路図である。Next, the operation will be described. AC power supply 1
Sine wave voltage VAC = Ems shown in FIG.
inωt is applied to both input terminals of the full-wave rectifier circuit 4 via the resistor Ri. 2 and 3 are equivalent circuit diagrams for explaining the operation principle. FIG. 2 shows a sine wave voltage VAC.
Is a sinωt of | sinωt | ≦ 1/2 and the switching circuit S is in a conductive state. FIG. 3 shows that sinωt of the sine wave voltage VAC is | sinωt.
FIG. 6 is an equivalent circuit diagram when t |> 1/2 and the switching circuit S is in a non-conductive state.
【００３６】先ず、図２に示す｜ｓｉｎωｔ｜≦１／２
の期間スイッチング回路Ｓを導通状態にすると、０＜ω
ｔ＜πの期間、交流電源１で発生する電源電圧は抵抗Ｒ
ｉを介して全波整流回路４に印加され、交流入力電流Ｉ
ＡＣは、ＶＡＣ≒Ｅｍ／２となるタイミングで、全波整
流回路４の一方の入力端子から図中の破線の矢印で示す
ように、整流ダイオードＤ２−電解コンデンサＣｉ−整
流ダイオードＤ３の回路に充電電流Ｉ１として流れる。
なお、この充電電流Ｉ１は図４（ｂ）に示すように２回
流れる。First, | sinωt | ≦ 1/2 shown in FIG.
When the switching circuit S is turned on during the period of, 0 <ω
During the period of t <π, the power supply voltage generated by the AC power supply 1 is the resistance R
is applied to the full-wave rectification circuit 4 via i and the AC input current I
AC charges the circuit of the rectifier diode D2-electrolytic capacitor Ci-rectifier diode D3 from one input terminal of the full-wave rectifier circuit 4 as indicated by a dashed arrow in the figure at the timing when VAC≈Em / 2. It flows as a current I1.
The charging current I1 flows twice as shown in FIG.
【００３７】これと同時に、電解コンデンサＣｉ１の蓄
積電荷の一部が、電解コンデンサＣｉ−ダイオードＤ６
−電解コンデンサＣｉ１の回路を流れ、コンデンサＣｉ
１が幾分放電すると共にコンデンサＣｉが幾分充電され
る。これにより、電解コンデンサＣｉには、（Ｅｍ−Ｉ
１Ｒｉ）／２の電圧が充電されることになる。また、ス
イッチング回路Ｓが｜ｓｉｎωｔ｜＞１／２の期間非導
通となれば、図３に示すように、交流入力電流ＩＡＣ
は、ＶＡＣ≒Ｅｍとなるタイミングで、全波整流回路４
の整流ダイオードＤ２−電解コンデンサＣｉ１−ダイオ
ードＤ５−電解コンデンサＣｉ−整流ダイオードＤ３の
回路に充電電流として流れる。この結果、電解コンデン
サＣｉと電解コンデンサＣｉ１には、図４（ｂ）に示す
ような充電電流Ｉ２が流れる。このとき、電解コンデン
サＣｉと電解コンデンサＣｉ１が同じ静電容量であれ
ば、電解コンデンサＣｉは（Ｅｍ−Ｉ２Ｒｉ）／２の電
圧に充電される。At the same time, a part of the electric charge accumulated in the electrolytic capacitor Ci1 is partially converted into the electrolytic capacitor Ci-diode D6.
-Flowing through the circuit of the electrolytic capacitor Ci1,
1 discharges somewhat and capacitor Ci charges somewhat. As a result, the electrolytic capacitor Ci has (Em-I
A voltage of 1 Ri) / 2 will be charged. If the switching circuit S becomes non-conductive for a period of | sinωt |> 1/2, as shown in FIG. 3, the AC input current IAC
Is a full-wave rectifier circuit 4 at the timing when VAC≈Em.
Rectifier diode D2-electrolytic capacitor Ci1-diode D5-electrolytic capacitor Ci-rectifier diode D3 flows as a charging current. As a result, the charging current I2 as shown in FIG. 4B flows through the electrolytic capacitor Ci and the electrolytic capacitor Ci1. At this time, if the electrolytic capacitor Ci and the electrolytic capacitor Ci1 have the same capacitance, the electrolytic capacitor Ci is charged to a voltage of (Em-I2Ri) / 2.
【００３８】π＜ωｔ＜２πの期間も同様の動作を繰り
返すから、図４（ａ）に示す交流入力電圧ＶＡＣの１周
期で電解コンデンサＣｉには、充電電流Ｉ１が４回、充
電電流Ｉ２が２回流入して、その結果、整流平滑電圧Ｅ
ｉ、換言すれば、電解コンデンサＣｉの図４（ｃ）に示
す充電電圧は、（Ｅｍ−ＩＡＣ−Ｒｉ）／２のレベルと
なる。図４（ｂ）に示すように、ＶＡＣの１周期にパル
ス状の電流が６回流れる半倍電圧回路を構成すれば、交
流電源１から全波整流回路４に流入する交流入力電流Ｉ
ＡＣの導通角が大きくなり、力率が改善される。Since the same operation is repeated during the period of π <ωt <2π, the charging current I1 is supplied to the electrolytic capacitor Ci four times and the charging current I2 is supplied to the electrolytic capacitor Ci in one cycle of the AC input voltage VAC shown in FIG. 4A. Inflowed twice, resulting in rectified smoothed voltage E
i, in other words, the charging voltage of the electrolytic capacitor Ci shown in FIG. 4C is at a level of (Em-IAC-Ri) / 2. As shown in FIG. 4B, if a half voltage circuit in which a pulsed current flows six times in one cycle of VAC is configured, an AC input current I flowing from the AC power supply 1 to the full-wave rectification circuit 4 is obtained.
The conduction angle of AC is increased and the power factor is improved.
【００３９】次に、図１の回路のスイッチング回路Ｓの
部分の好適実施態様について説明する。 図５では、図
１の回路のスイッチング回路Ｓの部分の具体的構成を示
す回路図であり、このスイッチング回路Ｓは、ハイブリ
ッドＩＣ７で構成することができる。Next, a preferred embodiment of the switching circuit S portion of the circuit of FIG. 1 will be described. FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration of the switching circuit S portion of the circuit of FIG. 1, and this switching circuit S can be configured by the hybrid IC 7.
【００４０】図５において、図１と同一部分には同一符
号を付して、その回路構成の重複説明を避け、図１とは
異なる部分、すなわち、ハイブリッドＩＣ７の部分の構
成を主体に述べることにする。このハイブリッドＩＣ７
において、全波整流回路４の正側の出力端子は分割抵抗
Ｒ１とツエナーダイオードＤ７、抵抗Ｒ０との直列回路
を介してアースされている。この分割抵抗Ｒ１とツエナ
ーダイオードＤ７との接続点は分割抵抗Ｒ２を介して、
トランジスタＱ１のコレクタに接続されており、トラン
ジスタＱ１のベースは抵抗ＲＢを介して、ツエナーダイ
オードＤ７と抵抗Ｒ０との接続点に接続され、トランジ
スタＱ１のエミッタはアースされている。In FIG. 5, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals to avoid redundant description of the circuit structure, and the parts different from FIG. 1, that is, the structure of the hybrid IC 7 will be mainly described. To This hybrid IC7
In, the output terminal on the positive side of the full-wave rectifier circuit 4 is grounded through a series circuit of the dividing resistor R1, the Zener diode D7, and the resistor R0. The connection point between the dividing resistor R1 and the zener diode D7 is connected via the dividing resistor R2.
It is connected to the collector of the transistor Q1, the base of the transistor Q1 is connected to the connection point between the Zener diode D7 and the resistor R0 via the resistor RB, and the emitter of the transistor Q1 is grounded.
【００４１】また、分割抵抗Ｒ２とトランジスタＱ１の
コレクタとの接続点は分割抵抗Ｒ３とＲ４との直列回路
を介してアースされている。この分割抵抗Ｒ３とＲ４と
の接続点はトランジスタＱ２のベースに接続されてお
り、トランジスタＱ２のエミッタはアースされ、そのコ
レクタは抵抗Ｒ０１，Ｒ０２の直列回路を介して、全波
整流回路４の正側の出力端子から後述のパワースイッチ
ングトランジスタＱ４のコレクタに至るライン１０１に
接続されている。The connection point between the dividing resistor R2 and the collector of the transistor Q1 is grounded via the series circuit of the dividing resistors R3 and R4. The connection point between the dividing resistors R3 and R4 is connected to the base of the transistor Q2, the emitter of the transistor Q2 is grounded, and the collector thereof is connected through the series circuit of the resistors R01 and R02 to the positive terminal of the full-wave rectifier circuit 4. It is connected to a line 101 extending from the side output terminal to the collector of a power switching transistor Q4 described later.
【００４２】トランジスタＱ３のエミッタは抵抗Ｒ０１
のライン１０１側の端部に接続されてライン１０１に直
結されており、また、トランジスタＱ３のベースは抵抗
Ｒ０１とＲ０２との接続点に接続され、さらに、トラン
ジスタＱ３のコレクタはパワースイッチングトランジス
タＱ４のベースに接続されている。パワースイッチング
トランジスタＱ４のベースには、抵抗Ｒ０３の一端が接
続され、他端は、パワースイッチングトランジスタＱ４
のエミッタからスイッチングレギュレータ５の一方の入
力端子に至るライン１０２に接続されている。その他の
構成は図１と同様である。The emitter of the transistor Q3 is a resistor R01.
Of the power switching transistor Q4. The base of the transistor Q3 is connected to the connection point between the resistors R01 and R02, and the collector of the transistor Q3 is connected to the end of the power switching transistor Q4. It is connected to the base. One end of the resistor R03 is connected to the base of the power switching transistor Q4, and the other end is connected to the power switching transistor Q4.
Is connected to a line 102 extending from the emitter to the one input terminal of the switching regulator 5. Other configurations are the same as those in FIG.
【００４３】次に、この図５の回路の動作について説明
する。ハイブリッドＩＣ７以外の部分の動作について
は、図１と同様であり、その説明を割愛し、ハイブリッ
ドＩＣ７の部分の動作を重点的に述べる。分割抵抗Ｒ１
とツエナーダイオードＤ７、抵抗Ｒ０との直列回路の両
端の電圧、すなわち、全波整流回路４の出力電圧Ｅ１
（以下、入力電圧という）を分割抵抗Ｒ１と分割抵抗Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４で検出する。たとえば、入力電圧Ｅ１が
図６（ａ）に示すように６５Ｖ以下になると、ツエナー
ダイオードＤ７がオフし、トランジスタＱ１がオフとな
り、そのコレクタ電位が上昇し、図６（ｂ）に示すよう
に、トランジスタＱ２がオンとなり、トランジスタＱ３
のエミッタ電位が低下し、トランジスタＱ３もオンであ
り、したがって、パワースイッチングトランジスタＱ４
もオンとなる。Next, the operation of the circuit of FIG. 5 will be described. The operation of the part other than the hybrid IC 7 is the same as that of FIG. 1, and the description thereof is omitted, and the operation of the part of the hybrid IC 7 will be mainly described. Dividing resistor R1
Voltage across the series circuit of the zener diode D7 and the resistor R0, that is, the output voltage E1 of the full-wave rectifier circuit 4.
(Hereinafter referred to as input voltage) is divided resistance R1 and division resistance R
Detected at 2, R3 and R4. For example, when the input voltage E1 becomes 65 V or less as shown in FIG. 6 (a), the Zener diode D7 is turned off, the transistor Q1 is turned off, and its collector potential rises, as shown in FIG. 6 (b). Transistor Q2 turns on and transistor Q3
Of the power switching transistor Q4.
Is also turned on.
【００４４】パワースイッチングトランジスタＱ４がオ
ンとなると、上記図２でスイッチング回路Ｓがオンの場
合の説明と同様になり、交流入力電流ＩＡＣは、図６
（ｃ）に示すように交流入力電流ＩＡＣがＶＡＣ≒Ｅｍ
／２となるタイミングで、電解コンデンサＣｉへの充電
電流Ｉ１が、パワースイッチングトランジスタＱ４を介
して、整流ダイオードＤ２から平滑用電解コンデンサＣ
ｉ−整流ダイオードＤ３へ２回流れる。When the power switching transistor Q4 is turned on, the explanation is the same as when the switching circuit S is turned on in FIG. 2, and the AC input current IAC is as shown in FIG.
As shown in (c), the AC input current IAC is VAC≈Em
At the timing of becoming / 2, the charging current I1 to the electrolytic capacitor Ci is transferred from the rectifying diode D2 to the smoothing electrolytic capacitor C via the power switching transistor Q4.
Flows twice to i-rectifier diode D3.
【００４５】また、入力電圧Ｅ１が６５Ｖ以下になる
と、ツエナーダイオードＤ７がオフとなり、今度は上記
とは逆にトランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２，
Ｑ３およびパワースイッチングトランジスタＱ４がオフ
となる。この結果、上記図３の場合の動作と同様にな
り、電解コンデンサＣｉへの充電電流Ｉ２は、電解コン
デンサＣｉ１の放電電流により整流ダイオードＤ５−電
解コンデンサＣｉ−整流ダイオードＤ３に流れ、この電
解コンデンサＣｉを充電し、入力電圧Ｅ１の０から２π
の間に、充電電流Ｉ１が４回、Ｉ２が２回電解コンデン
サＣｉに流入することになる。When the input voltage E1 becomes 65 V or less, the Zener diode D7 is turned off, and contrary to the above, the transistor Q1 is turned on and the transistor Q2 is turned on.
Q3 and the power switching transistor Q4 are turned off. As a result, the operation becomes similar to that in the case of FIG. 3, and the charging current I2 to the electrolytic capacitor Ci flows to the rectifying diode D5-electrolytic capacitor Ci-rectifying diode D3 due to the discharging current of the electrolytic capacitor Ci1, and this electrolytic capacitor Ci The input voltage E1 from 0 to 2π
During this period, the charging current I1 flows into the electrolytic capacitor Ci four times and the charging current I2 flows into the electrolytic capacitor Ci twice.
【００４６】実験によれば、交流電源１の交流電圧ＡＣ
＝１００Ｖ、５０Ｈｚ、抵抗Ｒｉ＝１Ωで、電解コンデ
ンサＣｉと電解コンデンサＣｉ１の容量が等しい場合、
すなわち、Ｃｉ＝Ｃｉ１＝１０００μＦ／１０００Ｖ，
入力電圧Ｅ１＝６５Ｖ、入力電力ＰＡＣ＝１００Ｗのと
き、力率ＰＦ＝０．８２であり、この図５に示す第２の
実施例の電力損失の増加は、パワースイッチングトラン
ジスタＱ４と整流ダイオードＤ５，Ｄ６の飽和電圧とス
イッチング時の損失が発生するが、いずれも僅少であ
り、放熱板を必要としない程度の発熱である。According to the experiment, the AC voltage AC of the AC power source 1
= 100 V, 50 Hz, resistance Ri = 1Ω, and the capacitances of the electrolytic capacitor Ci and the electrolytic capacitor Ci1 are equal,
That is, Ci = Ci1 = 1000 μF / 1000 V,
When the input voltage E1 = 65V and the input power PAC = 100W, the power factor PF = 0.82, and the power loss increase in the second embodiment shown in FIG. 5 is caused by the power switching transistor Q4 and the rectifying diode D5. Although the saturation voltage of D6 and the loss at the time of switching occur, they are very small, and the heat is generated to the extent that a heat sink is not required.
【００４７】上記のように、Ｃｉ＝Ｃｉ１とすれば、電
解コンデンサＣｉ、電解コンデンサＣｉ１、整流ダイオ
ードＤ５，Ｄ６の耐圧は１００Ｖ〜１２０Ｖ地域では１
００Ｖ耐圧、２００Ｖ〜２４０Ｖ地域では２００Ｖ耐圧
となり、また、スイッチング回路部（図５のトランジス
タＱ１〜Ｑ３、パワースイッチングトランジスタＱ４）
と、抵抗部をハイブリッドＩＣ化すれば、構成部品の点
数を低減することができる。したがって、回路構成が簡
略化され、小型軽量となるとともに、安価で低消費電力
化が可能となる。また、平滑整流電圧が交流入力電圧Ｖ
ＡＣの半分となるため、負荷電力が５０Ｗ以下のように
軽負荷の電子機器やＡＣ２２０Ｖ〜２４０Ｖ地域に適用
すれば、後段のスイッチングレギュレータ５のスイッチ
ング回路の低耐圧化が可能となる。As described above, if Ci = Ci1, the withstand voltage of the electrolytic capacitor Ci, the electrolytic capacitor Ci1, and the rectifying diodes D5 and D6 is 1 in the 100V to 120V region.
00V breakdown voltage, 200V breakdown voltage in 200V to 240V regions, and switching circuit section (transistors Q1 to Q3 and power switching transistor Q4 in FIG. 5).
If the resistance part is formed as a hybrid IC, the number of constituent parts can be reduced. Therefore, the circuit configuration is simplified, the size is reduced, the power is reduced, and the power consumption is reduced. In addition, the smoothed rectified voltage is the AC input voltage V
Since it is half that of AC, if the load power is applied to a light load electronic device such as 50 W or less or an AC 220 V to 240 V region, the breakdown voltage of the switching circuit of the switching regulator 5 in the subsequent stage can be lowered.
【００４８】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図７はこの第２の実施例の原理的構成を示す回路
図である。この図７に示す第３の実施例では、全波整流
回路４の正側の出力端子とアース間に２個の平滑用の電
解コンデンサＣｉ，Ｃｉ２を直列に接続するとともに、
この電解コンデンサＣｉとＣｉ２との中点と、交流電源
ライン３との間に、スイッチング回路Ｓ（図中には模式
的にスイッチの記号で表わしてある）を接続している。
その他の構成は図１と同様であり、図１と同一部分につ
いては同一符号を付すのみにとどめる。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a circuit diagram showing the principle configuration of the second embodiment. In the third embodiment shown in FIG. 7, two smoothing electrolytic capacitors Ci and Ci2 are connected in series between the positive side output terminal of the full-wave rectifier circuit 4 and the ground, and
A switching circuit S (schematically represented by a switch symbol in the drawing) is connected between the midpoint between the electrolytic capacitors Ci and Ci2 and the AC power supply line 3.
Other configurations are the same as those in FIG. 1, and the same portions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
【００４９】次に動作について説明する。交流電源１の
図１０（ａ）に示す正弦波電圧ＶＡＣ＝Ｅｍｓｉｎωｔ
において、図８の等価回路図に示すように、｜ｓｉｎω
ｔ｜≦１／２の期間スイッチング回路Ｓを導通状態にす
れば、０＜ωｔ≦πの期間、交流入力電流ＩＡＣ≒Ｅｍ
／２近辺で平滑用電解コンデンサＣｉには、充電電流Ｉ
１が整流ダイオードＤ２−平滑用電解コンデンサＣｉ−
整流ダイオードＤ３を通して２回流れる。これにより、
図１０（ｂ）に示すように、電解コンデンサＣｉに充電
電流Ｉ１が流れ、このとき、電解コンデンサＣｉには
（Ｅｍ−Ｉ１・Ｒｉ）／２の電圧が充電される。Next, the operation will be described. The sine wave voltage VAC = Emsinωt shown in FIG.
, As shown in the equivalent circuit diagram of FIG.
If the switching circuit S is turned on for the period of t | ≦ 1/2, the AC input current IAC≈Em during the period of 0 <ωt ≦ π.
The charging current I is applied to the smoothing electrolytic capacitor Ci near / 2.
1 is a rectifier diode D2-smoothing electrolytic capacitor Ci-
It flows twice through the rectifying diode D3. This allows
As shown in FIG. 10B, a charging current I1 flows through the electrolytic capacitor Ci, and at this time, the electrolytic capacitor Ci is charged with a voltage of (Em-I1 · Ri) / 2.
【００５０】また、｜ｓｉｎωｔ｜＞１／２の期間スイ
ッチング回路Ｓをオフにすれば、図９に示すように、交
流入力電流ＩＡＣは、ＶＡＣ≒Ｅｍ近辺で直列接続され
ている電解コンデンサＣｉとＣｉ２への充電電流Ｉ２
は、整流ダイオードＤ２−電解コンデンサＣｉ−電解コ
ンデンサＣｉ２−整流ダイオードＤ３を通じて流れる。
このとき、２つの電解コンデンサＣｉ，Ｃｉ２には、
（Ｅｍ−Ｒ２・Ｒｉ）／２の電圧が充電される。Further, when the switching circuit S is turned off during the period of | sinωt |> 1/2, as shown in FIG. 9, the AC input current IAC becomes equal to the electrolytic capacitor Ci connected in series near VAC≈Em. Charging current I2 to Ci2
Flows through the rectifier diode D2-electrolytic capacitor Ci-electrolytic capacitor Ci2-rectifier diode D3.
At this time, the two electrolytic capacitors Ci and Ci2 are
A voltage of (Em-R2 · Ri) / 2 is charged.
【００５１】π≦ωｔ≦２πの期間も同様の動作を繰り
返すために、図１０（ｂ）に示すように、交流電源１の
交流電圧の１周期で、充電電流Ｉ１が４回、充電電流Ｉ
２が２回流れ、電解コンデンサＣｉとＣｉ２の両端に
は、整流平滑電圧Ｅｉが図１０（ｃ）に示すように、
（Ｅｍ−ＩＡＣ・Ｒｉ）のレベルで６回の充放電を繰り
返す倍圧全波切換整流回路を構成すれば、交流電源１か
らの交流入力電流ＩＡＣの導通角が大きくなり、したが
って、力率が改善される。Since the same operation is repeated during the period of π ≦ ωt ≦ 2π, as shown in FIG. 10B, the charging current I1 is four times and the charging current I1 is four times in one cycle of the AC voltage of the AC power supply 1.
2 flows twice, and the rectified and smoothed voltage Ei is applied across the electrolytic capacitors Ci and Ci2 as shown in FIG.
If a voltage doubler full-wave switching rectifier circuit that repeats charging and discharging six times at the level of (Em-IAC · Ri) is configured, the conduction angle of the AC input current IAC from the AC power source 1 increases, and therefore the power factor is Be improved.
【００５２】倍圧全波切換整流回路は公知の技術であ
り、ＡＣ１００Ｖの地域とＡＣ２３０Ｖの地域の共用の
整流回路としてＡＣ９０Ｖ〜２８８Ｖワイドレンジ対応
の一般海外向け電子機器に実用化されているが、交流電
源１の交流電圧のピーク値を検出してＶＡＣ＝１４５Ｖ
近辺で倍圧全波切換えのスイッチング動作を両方向性サ
イリスタレトライアックをスイッチング回路としてい
る。The double-voltage full-wave switching rectifier circuit is a well-known technique, and it has been put to practical use as a rectifier circuit commonly used in the AC100V region and the AC230V region for general-purpose electronic devices for AC90V to 288V wide range. VAC = 145V by detecting the peak value of AC voltage of AC power supply 1
The bidirectional thyristor triac is used as a switching circuit for the switching operation of double-voltage full-wave switching in the vicinity.
【００５３】図１１は図７の回路のスイッチング回路Ｓ
の部分の好適実施態様の構成を示す回格図であり、上記
スイッチング回路Ｓとして両方向性サイリスタによるス
イッチング回路１０３を使用した場合を示しており、ト
ライアックＴ１と両方向サイリスタＴ２および発光素子
ＬＥＤとによりスイッチング回路１０３を構成してい
る。このスイッチング回路１０３は電解コンデンサＣｉ
とＣｉ２との接続点と、交流電源ライン３との間に接続
されており、このトライアックＴ１に並列に、抵抗Ｒ０
４とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。ま
た、トライアックＴ１とコンデンサＣ１との接続点は抵
抗Ｒ０５とツエナーダイオードＤ８を直列に介してアー
スされている。この抵抗Ｒ０５とツエナーダイオードＤ
８との接続点は、発光素子ＬＥＤと抵抗Ｒ０６を介して
トランジスタＱ６のコレクタに接続されている。ハイブ
リッドＩＣ１０４の全波整流回路１０５は整流ダイオー
ドＤ９〜Ｄ１２をブリッジ接続して構成されている。FIG. 11 shows the switching circuit S of the circuit of FIG.
FIG. 7 is a retrograde diagram showing a configuration of a preferred embodiment of a part of FIG. 3, showing a case where a switching circuit 103 including a bidirectional thyristor is used as the switching circuit S, and switching using a triac T1, a bidirectional thyristor T2, and a light emitting element LED. It constitutes the circuit 103. This switching circuit 103 has an electrolytic capacitor Ci.
Connected to the AC power supply line 3 and the resistor R0 connected in parallel with the triac T1.
4 and the capacitor C1 are connected in series. The connection point between the triac T1 and the capacitor C1 is grounded via a resistor R05 and a zener diode D8 in series. This resistor R05 and Zener diode D
The connection point with 8 is connected to the collector of the transistor Q6 via the light emitting element LED and the resistor R06. The full-wave rectifier circuit 105 of the hybrid IC 104 is configured by bridge-connecting rectifier diodes D9 to D12.
【００５４】全波整流回路１０５の入力端子は交流電源
１の両極に接続されており、正側の一方の出力端子は抵
抗Ｒ０７、ツエナーダイオードＤ１３、抵抗Ｒ０８を直
列に介してアースされ、他方の出力端子は直接アースさ
れている。ツエナーダイオードＤ１３と抵抗Ｒ０８との
接続点は抵抗Ｒ０９を介してトランジスタＱ５のベース
に接続されている。このトランジスタＱ５のエミッタは
アースされ、コレクタは抵抗Ｒ１０を介して、上記抵抗
Ｒ０７とツエナーダイオードＤ１３との接続点に接続さ
れている。また、トランジスタＱ５のコレクタとアース
間には、抵抗Ｒ１１とＲ１２が直列に接続され、この抵
抗Ｒ１１とＲ１２との接続点は、上記トランジスタＱ６
のベースに接続されており、トランジスタＱ６のエミッ
タはアースされている。The input terminal of the full-wave rectifier circuit 105 is connected to both poles of the AC power supply 1, and one output terminal on the positive side is grounded via a resistor R07, a Zener diode D13, and a resistor R08 in series, and the other terminal is grounded. The output terminal is directly grounded. The connection point between the Zener diode D13 and the resistor R08 is connected to the base of the transistor Q5 via the resistor R09. The emitter of the transistor Q5 is grounded, and the collector is connected to the connection point between the resistor R07 and the zener diode D13 via the resistor R10. Further, resistors R11 and R12 are connected in series between the collector of the transistor Q5 and the ground, and the connection point of the resistors R11 and R12 is the transistor Q6.
Of the transistor Q6 is grounded.
【００５５】次に、動作について説明する。ハイブリッ
ドＩＣ１０４の全波整流回路１０５で交流電源１の交流
電圧を全波整流し、図１２（ａ）に示すその整流電圧Ｅ
１を抵抗Ｒ０７、Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１４で検出し、そ
の検出電圧がたとえば６５Ｖ以上になると、ツエナーダ
イオードＤ１３がオンとなり、トランジスタＱ５もオン
となり、トランジスタＱ６が図１２（ｂ）に示すように
オフとなる。これにともない、発光素子ＬＥＤがターン
オフし、トライアックＴ２がトリガされず、したがっ
て、両方向性パワーサイリスタＴ１がターンオンされな
いので、スイッチング回路１０３としてはオフ状態にあ
る。Next, the operation will be described. The full-wave rectifier circuit 105 of the hybrid IC 104 full-wave rectifies the AC voltage of the AC power supply 1, and the rectified voltage E shown in FIG.
1 is detected by the resistors R07, R10, R11, R14, and when the detected voltage is, for example, 65 V or more, the Zener diode D13 is turned on, the transistor Q5 is also turned on, and the transistor Q6 is turned off as shown in FIG. 12 (b). Becomes Along with this, the light emitting element LED is turned off, the triac T2 is not triggered, and therefore the bidirectional power thyristor T1 is not turned on. Therefore, the switching circuit 103 is in the off state.
【００５６】したがって、全波整流回路４から電解コン
デンサＣｉとＣｉ２に充電電流Ｉ２が図９で説明したの
と同様にして流れ、これらの電解コンデンサＣｉ、Ｃｉ
２が充電される。また、入力電力Ｅ１が６５Ｖ以下にな
り、ツエナーダイオードＤ１３がオフになると、トラン
ジスタＱ５がオフで、トランジスタＱ６が図１２（ｂ）
に示すようにオンとなり、発光素子ＬＥＤがターンオン
するとともに、トライアックＴ２をトリガし、両方向性
パワーサイリスタＴ１をターンオンさせる。これにとも
ない、図８で説明したのと同様の要領で、全波整流回路
４の整流ダイオードＤ２から充電電流Ｉ１が電解コンデ
ンサＣｉ−両方向性パワーサイリスタＴ１−整流ダイオ
ードＤ３に流れ、この電解コンデンサＣｉを充電する。Therefore, the charging current I2 flows from the full-wave rectifier circuit 4 to the electrolytic capacitors Ci and Ci2 in the same manner as described with reference to FIG. 9, and these electrolytic capacitors Ci and Ci are used.
2 is charged. Further, when the input power E1 becomes 65V or less and the Zener diode D13 is turned off, the transistor Q5 is turned off and the transistor Q6 is turned on in FIG.
As shown in FIG. 3, the light emitting element LED is turned on, the triac T2 is triggered, and the bidirectional power thyristor T1 is turned on. Along with this, the charging current I1 flows from the rectifying diode D2 of the full-wave rectifying circuit 4 to the electrolytic capacitor Ci−the bidirectional power thyristor T1−the rectifying diode D3 in the same manner as described with reference to FIG. To charge.
【００５７】発明者等の実験によれば、交流電源１のＡ
Ｃ電圧１００Ｖ、５０Ｈｚ、インラッシュ電流制限抵抗
Ｒｉ＝１Ω、電解コンデンサＣｉ＝１０００μＦ／２０
０Ｖ、出力電圧Ｅｉ＝１３０Ｖ、入力電力ＰＡＣ＝２０
０Ｗの場合に、力率ＰＦ＝０．８０であり、この第４の
実施例の電力損失の増加はトライアックＴ２のオン電圧
とスイッチング時の損失が発生するが、いずれも僅かで
あり、この第４の実施例の場合も放熱板を必要としない
程度の発熱であった。また、半導体部と抵抗部をハイブ
リッドＩＣ化すれば、この第４の実施例においても部品
点数が低減し、回路構成が簡単になるとともに、小型軽
量化、低コストが可能となる。この第２実施例は全波整
流回路４とスイッチングレギュレータ５の入力、すなわ
ち、整流平滑電圧Ｅｉが同じであり、負荷電力が重い
（１００Ｗ以上）電子機器に適用すれば有利である。According to the experiments by the inventors, the AC of the AC power source 1
C voltage 100 V, 50 Hz, inrush current limiting resistance Ri = 1 Ω, electrolytic capacitor Ci = 1000 μF / 20
0V, output voltage Ei = 130V, input power PAC = 20
In the case of 0 W, the power factor PF = 0.80, and the increase of the power loss in the fourth embodiment causes the ON voltage of the triac T2 and the loss at the time of switching, but both are small. In the case of Example 4 as well, the heat generation was such that no heat sink was required. Further, if the semiconductor section and the resistance section are formed as a hybrid IC, the number of parts is reduced in the fourth embodiment, the circuit configuration is simplified, and the size, weight and cost can be reduced. The second embodiment is advantageous when applied to an electronic device in which the inputs of the full-wave rectifier circuit 4 and the switching regulator 5, that is, the rectified and smoothed voltage Ei are the same, and the load power is heavy (100 W or more).
【００５８】次に、本発明の第３の実施例について図１
５により説明するが、この第３の実施例の理解を容易に
するために、図１５の説明に先立ち、図１３に示す部分
平滑回路の原理図から述べる。この図１３において、全
波整流回路４の正負両出力端子間に、電解コンデンサＣ
ｉと整流ダイオードＤ１４が直列に接続されているとと
もに、全波整流回路４の正側の出力端子は整流ダイオー
ドＤ１５を介してスイッチングトランジスタＱ７のコレ
クタに接続されている。スイッチングトランジスタＱ７
のベースには、高周波信号が入力され、そのエミッタは
アースされている。スイッチングトランジスタＱ７のコ
レクタと、電解コンデンサＣｉと整流ダイオードＤ１４
との接続点間には、フエライトチョークコイルＬ２が接
続されている。これらの整流ダイオードＤ１４，Ｄ１
５、フエライトチョークコイルＬ２、スイッチングトラ
ンジスタＱ７により、部分平滑回路を構成している。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
5, the description will be given from the principle diagram of the partial smoothing circuit shown in FIG. 13 prior to the explanation of FIG. 15 in order to facilitate understanding of the third embodiment. In FIG. 13, an electrolytic capacitor C is provided between the positive and negative output terminals of the full-wave rectifier circuit 4.
i and the rectifier diode D14 are connected in series, and the positive output terminal of the full-wave rectifier circuit 4 is connected to the collector of the switching transistor Q7 via the rectifier diode D15. Switching transistor Q7
A high-frequency signal is input to the base of, and its emitter is grounded. The collector of the switching transistor Q7, the electrolytic capacitor Ci and the rectifying diode D14
A ferrite choke coil L2 is connected between the connection point of and. These rectifying diodes D14, D1
5, the ferrite choke coil L2, and the switching transistor Q7 form a partial smoothing circuit.
【００５９】次に、動作について説明する。全波整流回
路４の入力端子間には、交流入力電圧ＶＡＣ＝Ｅｍｓｉ
ｎωｔの電圧が図１４（ａ）に示すように印加され、ま
た、スイッチングトランジスタＱ７が５０ＫＨｚ以上の
高周波の周期で不図示の発振回路、ドライブ回路からベ
ースにオン、オフのドライブ電流が供給されており、高
周波のスイッチングトランジスタＱ７が導通していると
きにのみ、電解コンデンサＣｉの充電電流により、交流
入力電流ＩＡＣがフエライトチョークコイルＬ２を介し
て図１４（ｂ）に示すように導通角τ２で流れる。Next, the operation will be described. Between the input terminals of the full-wave rectifier circuit 4, an AC input voltage VAC = Emsi
The voltage of nωt is applied as shown in FIG. 14 (a), and the switching transistor Q7 supplies on / off drive current to the base from the oscillator circuit (not shown) and the drive circuit at a high frequency cycle of 50 KHz or more. Therefore, only when the high-frequency switching transistor Q7 is conducting, the AC input current IAC flows at the conduction angle τ2 through the ferrite choke coil L2 by the charging current of the electrolytic capacitor Ci as shown in FIG. 14 (b). .
【００６０】スイッチングトランジスタＱ７の非導通時
には、スイッチングトランジスタＱ７の導通時に蓄積さ
れていたフエライトチョークコイルＬ２の電磁エネルギ
の直流成分が、整流ダイオードＤ１４，Ｄ１５を介して
図１４（ｃ）に示す整流平滑電圧Ｅｉに重畳され、△Ｅ
ｉだけこの整流平滑電圧Ｅｉを上昇させる。この電圧△
Ｅｉの上昇分はフエライトチョークコイルＬ２のインダ
クタンス値と電解コンデンサＣｉの充電電流の大きさで
決定され、交流入力電圧ＶＡＣの最大値Ｅｍに重畳され
る。When the switching transistor Q7 is non-conducting, the direct current component of the electromagnetic energy of the ferrite choke coil L2, which is stored when the switching transistor Q7 is conducting, is rectified and smoothed as shown in FIG. 14 (c) via the rectifying diodes D14 and D15. Superimposed on the voltage Ei, ΔE
The rectified and smoothed voltage Ei is increased by i. This voltage △
The amount of increase in Ei is determined by the inductance value of the ferrite choke coil L2 and the magnitude of the charging current of the electrolytic capacitor Ci, and is superimposed on the maximum value Em of the AC input voltage VAC.
【００６１】このような作動を行う部分平滑回路は、フ
エライトチョークコイルＬ２、整流ダイオードＤ１４，
Ｄ１５、スイッチングトランジスタＱ７により構成され
るが、図１９で示した従来例の全波整流回路４と比較し
て同一条件で力率を比較すると、０．６５から０．７５
に改善され、整流回路の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣ１
は、この図１３で抵抗Ｒｉが削除されれば、スイッチン
グトランジスタＱ７のコレクタ電流が流れる期間は、整
流ダイオードＤ２，Ｄ３の導通期間であるから、スイッ
チングトランジスタＱ７の損失とインラッシュ電流制限
抵抗Ｒｉの抵抗損失はほぼ同等であるので、全体として
の電力変換効率ηＡＣ→ＤＣも同等となり、入力電力の
増加はない。The partial smoothing circuit which performs such an operation includes a ferrite choke coil L2, a rectifying diode D14,
D15 and the switching transistor Q7 are used. When comparing the power factor under the same conditions as the conventional full-wave rectifier circuit 4 shown in FIG. 19, the power factor is 0.65 to 0.75.
Improved to the power conversion efficiency of the rectifier circuit ηAC → DC1
If the resistor Ri is deleted in FIG. 13, the period during which the collector current of the switching transistor Q7 flows is the conduction period of the rectifying diodes D2 and D3, and therefore the loss of the switching transistor Q7 and the inrush current limiting resistor Ri are reduced. Since the resistance loss is almost the same, the overall power conversion efficiency ηAC → DC is also the same and the input power does not increase.
【００６２】次に、図１５により、本発明の第３の実施
例について説明する。この図１５は図１の第１の実施例
の半倍圧整流回路と図１３の部分平滑回路を組み合わせ
たものである。この図１、図１３と同一部分には同一符
号を付して述べる。図１５において、全波整流回路４の
正側の出力端子にはライン１０５が接続されており、こ
のライン１０５にスイッチング回路Ｓ（図中には模式的
にスイッチの記号で表わしてある）が直列に接続されて
いる。また、スイッチング回路Ｓの下流側端部は、整流
ダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路を介してアースされ、
この整流ダイオードＤ５とＤ６との接続点と、全波整流
回路４の負側の出力端子間に電解コンデンサＣｉ１が接
続され、半倍圧整流回路を構成している。また、ライン
１０５とアース間には、図１３で説明した部分平滑回路
が接続され、この部分平滑回路の整流ダイオードＤ１４
とライン１０５との間に平滑用の電解コンデンサＣｉが
接続されている。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This FIG. 15 is a combination of the half voltage doubler rectifier circuit of the first embodiment of FIG. 1 and the partial smoothing circuit of FIG. The same parts as those of FIGS. 1 and 13 are designated by the same reference numerals. In FIG. 15, a line 105 is connected to the positive side output terminal of the full-wave rectifier circuit 4, and a switching circuit S (schematically represented by a switch symbol in the figure) is connected in series to this line 105. It is connected to the. The downstream end of the switching circuit S is grounded via a series circuit of rectifier diodes D5 and D6,
An electrolytic capacitor Ci1 is connected between the connection point between the rectifying diodes D5 and D6 and the negative output terminal of the full-wave rectifying circuit 4 to form a half voltage doubler rectifying circuit. Further, the partial smoothing circuit described in FIG. 13 is connected between the line 105 and the ground, and the rectifying diode D14 of this partial smoothing circuit is connected.
And a line 105, a smoothing electrolytic capacitor Ci is connected.
【００６３】次に、動作について説明する。全波整流回
路４の入力端子には、図１８（ａ）に示す交流入力電圧
ＶＡＣ＝Ｅｍｓｉｎωｔが印加され、かつスイッチング
トランジスタＱ７が導通しているとき、つまりスイッチ
ング回路Ｓが導通しているときは、交流入力電流ＩＡＣ
１は、スイッチング回路Ｓ−電解コンデンサＣｉ−フエ
ライトチョークコイルＬ２−スイッチングトランジスタ
Ｑ７に流れ、電解コンデンサＣｉが充電される。これと
同時に、電解コンデンサＣｉ１の放電電流がスイッチン
グ回路Ｓ−電解コンデンサＣｉ−フエライトチョークコ
イルＬ２−スイッチングトランジスタＱ７に流れ、電解
コンデンサＣｉには、この放電電流によっても充電され
る。Next, the operation will be described. When the AC input voltage VAC = Emsinωt shown in FIG. 18A is applied to the input terminal of the full-wave rectifier circuit 4 and the switching transistor Q7 is conducting, that is, when the switching circuit S is conducting. , AC input current IAC
1 flows through the switching circuit S-electrolytic capacitor Ci-ferrite choke coil L2-switching transistor Q7, and the electrolytic capacitor Ci is charged. At the same time, the discharge current of the electrolytic capacitor Ci1 flows through the switching circuit S-electrolytic capacitor Ci-ferrite choke coil L2-switching transistor Q7, and the electrolytic capacitor Ci is also charged by this discharge current.
【００６４】また、スイッチング回路Ｓの非導通時に
は、整流ダイオードＤ２−電解コンデンサＣｉ１−整流
ダイオードＤ５−電解コンデンサＣｉ−フエライトチョ
ークコイルＬ２−スイッチングトランジスタＱ７−整流
ダイオードＤ３に入力電流ＩＡＣ１が図１８（ｂ）に示
すように流れる。さらに、スイッチングトランジスタＱ
７がオフになると、スイッチングトランジスタＱ７の導
通時にフエライトチョークコイルＬ２に蓄えられていた
電磁エネルギが整流ダイオードＤ１４，Ｄ１５を介して
直流で整流平滑電圧Ｅｉ１に図１８（ｃ）に示すように
重畳される。When the switching circuit S is not conducting, the input current IAC1 is fed to the rectifying diode D2-electrolytic capacitor Ci1-rectifying diode D5-electrolytic capacitor Ci-ferrite choke coil L2-switching transistor Q7-rectifying diode D3 as shown in FIG. 18 (b). ) Flows as shown in. Furthermore, switching transistor Q
When 7 is turned off, the electromagnetic energy stored in the ferrite choke coil L2 when the switching transistor Q7 is turned on is superimposed on the rectified and smoothed voltage Ei1 as a direct current through the rectifier diodes D14 and D15 as shown in FIG. 18 (c). It
【００６５】図１６は本発明の第４の実施例の構成を示
す回路図である。この図１６の場合は図７の第２の実施
例と図１５の第３の実施例の原理図とを組み合わせたも
のであり、全波整流回路４の正側の出力端子に接続され
たライン１０６とアース間には、電解コンデンサＣｉ、
整流ダイオードＤ１４、電解コンデンサＣｉ２、整流ダ
イオードＤ１６の直列回路が接続されている。整流ダイ
オードＤ１４と電解コンデンサＣｉ２との接続点１０７
と、全波整流回路４の一方の入力端子との間には、スイ
ッチング回路Ｓ（図中には模式的にスイッチの記号で表
わしてある）が直列に接続されている。接続点１０７と
等電位の接続点１０８にはスイッチングトランジスタＱ
７のエミッタが接続され、スイッチングトランジスタＱ
７のコレクタには整流ダイオードＤ１５の一端が接続さ
れている。また、整流ダイオードＤ１５の他端はライン
１０６に接続され、スイッチングトランジスタＱ７のコ
レクタと整流ダイオードＤ１５との接続点１０９と、整
流コンデンサＣｉと整流ダイオードＤ１４との接続点１
１０との間には、フエライトチョークコイルＬ２が接続
されている。FIG. 16 is a circuit diagram showing the configuration of the fourth embodiment of the present invention. In the case of FIG. 16, the principle diagram of the second embodiment of FIG. 7 and the third embodiment of FIG. 15 are combined, and the line connected to the positive side output terminal of the full-wave rectifier circuit 4 is connected. Between 106 and the ground, electrolytic capacitor Ci,
A series circuit of a rectifying diode D14, an electrolytic capacitor Ci2, and a rectifying diode D16 is connected. Connection point 107 between rectifier diode D14 and electrolytic capacitor Ci2
, And one input terminal of the full-wave rectifier circuit 4, a switching circuit S (schematically represented by a switch symbol in the drawing) is connected in series. A switching transistor Q is connected to the connection point 107 and the connection point 108 having the same potential.
7 emitter is connected, switching transistor Q
One end of a rectifying diode D15 is connected to the collector of 7. The other end of the rectifier diode D15 is connected to the line 106, and a connection point 109 between the collector of the switching transistor Q7 and the rectification diode D15 and a connection point 1 between the rectification capacitor Ci and the rectification diode D14.
A ferrite choke coil L2 is connected between the first and second terminals.
【００６６】接続点１０７とアース間には、整流ダイオ
ードＤ１７とスイッチングトランジスタＱ８とが直列に
接続され、スイッチングトランジスタＱ８のコレクタは
整流ダイオードＤ１７の一端に接続され、スイッチング
トランジスタＱ８のエミッタはアースされている。ま
た、電解コンデンサＣｉ２と整流ダイオードＤ１６との
接続点１１１と、整流ダイオードＤ１７とスイッチング
トランジスタＱ８のコレクタとの接続点１１２との間に
は、フエライトチョークコイルＬ３が接続されている。
上記２つのスイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８は高周
波信号により同時にスイッチング動作を行うように構成
されている。A rectifying diode D17 and a switching transistor Q8 are connected in series between the connection point 107 and ground, the collector of the switching transistor Q8 is connected to one end of the rectifying diode D17, and the emitter of the switching transistor Q8 is grounded. There is. A ferrite choke coil L3 is connected between a connection point 111 between the electrolytic capacitor Ci2 and the rectifying diode D16 and a connection point 112 between the rectifying diode D17 and the collector of the switching transistor Q8.
The two switching transistors Q7 and Q8 are configured to simultaneously perform switching operation by a high frequency signal.
【００６７】次に、動作について図１７のタイムチャー
トを併用して述べる。この図１７（ａ）は不図示の回路
よりスイッチング回路Ｓに印加される入力電圧Ｅ１を示
し、図１７（ｂ）に示すように、スイッチング回路Ｓは
１０ｍｓの期間でオン、オフするように、たとえば図１
７（ａ）に示すように、入力電圧Ｅ１が６５Ｖ以上にな
ると非導通、６５Ｖ以下で導通するようになっており、
図１７（ｃ）に示すように、スイッチングトランジスタ
Ｑ７，Ｑ８は２０μｓ以上の高周波の周期でスイッチン
グ動作を繰り返す。図１８（ａ）に示すように、交流入
力電圧ＶＡＣ＝Ｅｍｓｉｎωｔが全波整流回路４に印加
され、スイッチングトランジスタＱ７，Ｑ８の導通時に
スイッチング回路Ｓが導通すると、交流入力電流ＩＣ２
は整流ダイオードＤ２−電解コンデンサＣｉ−フエライ
トチョークコイルＬ２−スイッチングトランジスタＱ７
−スイッチング回路Ｓ−整流ダイオードＤ３に流れ、電
解コンデンサＣｉを充電する。Next, the operation will be described together with the time chart of FIG. FIG. 17A shows an input voltage E1 applied to the switching circuit S from a circuit not shown, and as shown in FIG. 17B, the switching circuit S is turned on and off in a period of 10 ms. Figure 1
As shown in FIG. 7 (a), when the input voltage E1 is 65V or higher, it is non-conductive, and when it is 65V or lower, it is conductive.
As shown in FIG. 17C, the switching transistors Q7 and Q8 repeat the switching operation at a high frequency cycle of 20 μs or more. As shown in FIG. 18A, when the AC input voltage VAC = Emsinωt is applied to the full-wave rectifier circuit 4 and the switching circuit S is turned on when the switching transistors Q7 and Q8 are turned on, the AC input current IC2
Is a rectifier diode D2-electrolytic capacitor Ci-ferrite choke coil L2-switching transistor Q7
-Switching circuit S-flows to the rectifier diode D3 and charges the electrolytic capacitor Ci.
【００６８】スイッチング回路Ｓが非導通になると、図
１８（ｂ）に示す交流入力電流ＩＡＣ２は整流ダイオー
ドＤ２−電解コンデンサＣｉ−フエライトチョークコイ
ルＬ２−スイッチングトランジスタＱ７−電解コンデン
サＣｉ２−フエライトチョークコイルＬ３−スイッチン
グトランジスタＱ８−整流ダイオードＤ３に流れ、整流
コンデンサＣｉ，Ｃｉ２は同時に充電される。スイッチ
ングトランジスタＱ７，Ｑ８が非導通になると、スイッ
チングトランジスタＱ７，Ｑ８の導通時に蓄積されてい
たフエライトチョークコイルＬ２，Ｌ３の電磁エネルギ
はそれぞれ整流ダイオードＤ１４とＤ１５，Ｄ１６とＤ
１７を介して直流で整流ダイオードＤ１４，Ｄ１５を通
して整流平滑電圧Ｅｉ２に重畳され、図１８（ｄ）に示
すようになる。When the switching circuit S becomes non-conductive, the AC input current IAC2 shown in FIG. 18 (b) is rectified by a rectifier diode D2-electrolytic capacitor Ci-ferrite choke coil L2-switching transistor Q7-electrolytic capacitor Ci2-ferrite choke coil L3-. The current flows through the switching transistor Q8-rectifying diode D3, and the rectifying capacitors Ci and Ci2 are charged at the same time. When the switching transistors Q7 and Q8 become non-conducting, the electromagnetic energy of the ferrite choke coils L2 and L3 accumulated when the switching transistors Q7 and Q8 are conducting becomes the rectifying diodes D14 and D15, D16 and D, respectively.
The DC voltage is superposed on the rectified and smoothed voltage Ei2 through the rectifier diodes D14 and D15 via DC 17, and becomes as shown in FIG.
【００６９】このように、図１５の第３の実施例、図１
６の第４の実施例はいずれも従来例に比較して、力率が
改善され、しかも整流平滑電圧が向上することがわか
る。発明者らの実験によれば、図１６の第４の実施例で
は、交流電源１のＡＣ電圧＝１００ｖ，５０Ｈｚ、電解
コンデンサＣｉ、Ｃｉ２＝１０００μＦ／２００Ｖ、フ
エライトチョークコイルＬ２，Ｌ３＝１００μＨ、スイ
ッチングトランジスタＱ７，Ｑ８のスイッチング周波数
５０ＫＨｚの状態で入力電力ＰＡＣ＝２００Ｗのとき、
力率ＰＦ＝０．９１であり、整流平滑電圧Ｅｉ２＝１３
６Ｖとなり、従来の力率より０．１１、平滑整流電圧で
６Ｖ向上しているのが確認された。Thus, the third embodiment of FIG. 15 and FIG.
It can be seen that in all the sixth examples of No. 6 the power factor is improved and the rectification smoothing voltage is improved as compared with the conventional example. According to the experiments conducted by the inventors, in the fourth embodiment of FIG. 16, the AC voltage of the AC power supply 1 = 100 V, 50 Hz, the electrolytic capacitors Ci, Ci2 = 1000 μF / 200 V, the ferrite choke coils L2, L3 = 100 μH, and the switching. When the input power PAC = 200 W when the switching frequency of the transistors Q7 and Q8 is 50 KHz,
Power factor PF = 0.91 and rectified and smoothed voltage Ei2 = 13
It was 6 V, and it was confirmed that the power factor was improved by 0.11 and the smooth rectified voltage was 6 V from the conventional power factor.
【００７０】[0070]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流電源の周波数の２倍の周期でスイッチング動作する
スイッチング回路を全波整流回路と平滑用電解コンデン
サと直列にするとともに、平滑用電解コンデンサと並列
に２個の整流ダイオードを接続し、この整流ダイオード
の中点と全波整流回路との間に電解コンデンサを接続し
て１／２倍圧整流回路を構成するようにしたので、パワ
ーチョークコイルによる対策と比較して力率を改善で
き、部品点数を削減でき、小型、軽量、低コスト化が可
能となるとともに、電力消費の低減化が可能となり、し
かも平滑用電解コンデンサと後段のスイッチングレギュ
レータのスイッチング回路の耐圧を低下することができ
る。また、直列に接続した平滑用電解コンデンサの中点
と交流電源ラインとの間に、交流電源の周波数の２倍の
周期でスイッチング動作をするスイッチング回路を接続
するようにしたので、パワーチョークコイルによる対策
と比較して、半導体と平滑用電解コンデンサとの組み合
わせで力率を改善でき、部品点数の削減と小型軽量化お
よび低コストと電力消費の低減を可能とすることがで
き、しかも、後段のスイッチングレギュレータの再設計
を不必要とすることができる。As described above, according to the present invention,
A switching circuit that performs switching operation at twice the frequency of the AC power supply is connected in series with a full-wave rectifying circuit and a smoothing electrolytic capacitor, and two rectifying diodes are connected in parallel with the smoothing electrolytic capacitor. Since an electrolytic capacitor is connected between the midpoint and the full-wave rectifier circuit to form a 1/2 voltage rectifier circuit, the power factor can be improved compared to the countermeasure with a power choke coil, and the number of parts It is possible to reduce the power consumption, reduce the size, the weight, and the cost, reduce the power consumption, and reduce the breakdown voltage of the smoothing electrolytic capacitor and the switching circuit of the switching regulator in the subsequent stage. In addition, since a switching circuit that performs a switching operation at a cycle twice the frequency of the AC power supply is connected between the middle point of the smoothing electrolytic capacitor connected in series and the AC power supply line, the power choke coil is used. Compared to the countermeasures, the power factor can be improved by combining the semiconductor and the smoothing electrolytic capacitor, the number of parts can be reduced, the size and weight can be reduced, and the cost and power consumption can be reduced. Redesign of the switching regulator may be unnecessary.
【００７１】さらに、交流電源の周波数の２倍の周期で
スイッチング動作する第１のスイッチング回路と平滑用
電解コンデンサおよび２個の整流ダイオードとにより半
倍電圧整流回路を構成するとともに、高周波信号でスイ
ッチング動作する第２のスイッチング回路とフエライト
チョークコイルと、整流ダイオードによる２組の部分平
滑回路とを組み合わせるようにしたので、力率をさらに
改善することができ、交流電源ラインの全高調波歪を低
減することができる。加えて、交流電源の周波数の２倍
の周期でスイッチング動作する第１のスイッチング回路
と平滑用電解コンデンサおよび整流ダイオードを２組有
する倍圧全波切換整流回路と、高周波信号でスイッチン
グ動作する第２のスイッチング回路とフエライトチョー
クコイルと整流ダイオード２組を有する部分平滑回路と
を組み合わせるようにしたので、上記と同様に力率を改
善することができるとともに、部分平滑回路は直流成分
を平滑整流電圧に重畳するので、後段のスイッチングレ
ギュレータ部の入力電圧の平均値が上昇し、交流入力電
圧の保証電圧を拡大することができる。Further, a half-fold voltage rectifier circuit is constituted by the first switching circuit which performs a switching operation at a cycle twice the frequency of the AC power supply, the smoothing electrolytic capacitor and the two rectifying diodes, and switching is performed by a high frequency signal. Since the second switching circuit that operates, the ferrite choke coil, and the two sets of partial smoothing circuits using rectifying diodes are combined, the power factor can be further improved and the total harmonic distortion of the AC power supply line can be reduced. can do. In addition, a first switching circuit that performs a switching operation at a cycle twice the frequency of the AC power supply, a voltage-doubler full-wave switching rectifier circuit having two sets of smoothing electrolytic capacitors and rectifying diodes, and a second switching operation that uses a high-frequency signal. Since the switching circuit, the ferrite choke coil, and the partial smoothing circuit having two rectifying diodes are combined, the power factor can be improved in the same manner as described above, and the partial smoothing circuit converts the DC component into the smoothed rectified voltage. Since they are superposed, the average value of the input voltage of the switching regulator unit at the subsequent stage rises, and the guaranteed voltage of the AC input voltage can be expanded.
【図１】本発明の第１の実施例によるスイッチングレギ
ュレータ装置の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching regulator device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す第１の実施例のスイッチの導通時の
等価回路図である。2 is an equivalent circuit diagram of the switch of the first embodiment shown in FIG. 1 when the switch is conducting.
【図３】図１に示す第１の実施例のスイッチの非導通時
の等価回路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the switch of the first embodiment shown in FIG. 1 when it is not conducting.
【図４】図１に示す第１の実施例の動作を説明するため
の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment shown in FIG.
【図５】本発明の第１の実施例のスイッチング回路の部
分の好適実施態様を示した図である。FIG. 5 is a diagram showing a preferred embodiment of a portion of the switching circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図６】図５に示すスイッチング回路の動作を説明する
ための波形図である。6 is a waveform diagram for explaining the operation of the switching circuit shown in FIG.
【図７】本発明の第２の実施例によるスイッチングレギ
ュレータ装置の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a switching regulator device according to a second embodiment of the present invention.
【図８】図７に示す第２の実施例のスイッチの導通時の
等価回路図である。8 is an equivalent circuit diagram when the switch of the second embodiment shown in FIG. 7 is conducting.
【図９】図７に示す第２の実施例のスイッチの非導通時
の等価回路図である。9 is an equivalent circuit diagram of the switch of the second embodiment shown in FIG. 7 when it is not conducting.
【図１０】図７に示す第２の実施例の動作を説明するた
めの波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment shown in FIG.
【図１１】本発明の第２の実施例のスイッチング回路の
部分の好適実施態様を示した図である。FIG. 11 is a diagram showing a preferred embodiment of a portion of the switching circuit according to the second embodiment of the present invention.
【図１２】図１１に示すスイッチング回路の動作を説明
するための波形図である。12 is a waveform chart for explaining the operation of the switching circuit shown in FIG.
【図１３】部分平滑回路の回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram of a partial smoothing circuit.
【図１４】図１３の部分平滑回路の動作を説明するため
の波形図である。14 is a waveform diagram for explaining the operation of the partial smoothing circuit of FIG.
【図１５】本発明の第３の実施例によるスイッチングレ
ギュレータ装置の具体的構成を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a specific configuration of a switching regulator device according to a third embodiment of the present invention.
【図１６】本発明の第４の実施例によるスイッチングレ
ギュレータ装置の回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram of a switching regulator device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１７】図１６に示す第４の実施例の動作を説明する
ための波形図である。FIG. 17 is a waveform chart for explaining the operation of the fourth embodiment shown in FIG.
【図１８】図１５に示す第３の実施例と図１６に示す第
４の実施例の動作を説明するための波形図である。18 is a waveform chart for explaining the operation of the third embodiment shown in FIG. 15 and the fourth embodiment shown in FIG.
【図１９】従来の電源装置の回路図である。FIG. 19 is a circuit diagram of a conventional power supply device.
【図２０】従来のインダクタンスによる力率改善を行っ
た電源装置の回路図である。FIG. 20 is a circuit diagram of a conventional power supply device in which a power factor is improved by an inductance.
【図２１】従来のアクティブフィルタによる力率改善を
行った電源装置のブロック図である。FIG. 21 is a block diagram of a power supply device in which a power factor is improved by a conventional active filter.
【図２２】図１９、図２０、図２１に示す従来の電源装
置の動作を説明するための波形図である。FIG. 22 is a waveform diagram for explaining the operation of the conventional power supply device shown in FIGS. 19, 20, and 21.
１ 交流電源 ２，３ 交流電源ライン ４ 全波整流回路 ５ スイッチングレギュレータ ７，１０４ バイブリッドＩＣ Ｃ１ コンデンサ Ｃｉ２ 平滑用電解コンデンサ Ｃｉ 平滑用電解コンデンサ（第２コンデンサ） Ｃｉ１ 電解コンデンサ（第１コンデンサ） Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９〜Ｄ１２，Ｄ１４〜Ｄ１７ 整流ダイ
オード Ｄ５，Ｄ６ 整流ダイオード（第２，第１ダイオード） Ｄ７，Ｄ８，Ｄ１３ ツエナーダイオード ＬＥＤ 発光素子 Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ５，Ｑ６ トランジスタ Ｑ４ パワースイッチングトランジスタ Ｑ７，Ｑ８ スイッチングトランジスタ Ｔ１ 両方向性サイリスタ Ｔ２ トライアック Ｌｉ２，Ｌｉ３ フエライトチョークコイル Ｓ スイッチング回路1 AC power supply 2,3 AC power supply line 4 Full-wave rectifier circuit 5 Switching regulator 7,104 Vibrid IC C1 capacitor Ci2 Smoothing electrolytic capacitor Ci Smoothing electrolytic capacitor (second capacitor) Ci1 Electrolytic capacitor (first capacitor) D1 D4, D9 to D12, D14 to D17 Rectifying diode D5, D6 Rectifying diode (second and first diode) D7, D8, D13 Zener diode LED light emitting element Q1 to Q3, Q5, Q6 transistor Q4 power switching transistor Q7, Q8 switching Transistor T1 Bidirectional thyristor T2 Triac Li2, Li3 Ferrite choke coil S Switching circuit
Claims (6)
力する全波整流回路と、 互いに導通方向を揃えて直列に接続した第１ダイオード
と第２ダイオードとからなり、第１ダイオードの第１端
子をその第１端子とし、第１ダイオードの第２端子と第
２ダイオードの第１端子との接続点をその第２端子と
し、第２ダイオードの第２端子をその第３端子としたダ
イオード回路と、 第１コンデンサ及び第２コンデンサと、 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導通の
スイッチングを行なうスイッチング回路とを備え、 前記ダイオード回路の第１端子を前記全波整流回路の第
１出力端子に接続し、前記ダイオード回路の第２端子を
前記第１コンデンサを介して前記全波整流回路の第２出
力端子に接続し、前記ダイオード回路の第３端子を前記
スイッチング回路を介して前記全波整流回路の第２出力
端子に接続してあり、しかも、前記全波整流回路が発生
する出力電圧が前記ダイオード回路の極性に対して逆方
向電圧となるようにそれら端子を接続してあり、 前記第２コンデンサの第１端子を前記ダイオード回路の
第１端子に接続し、また、前記第２コンデンサの第２端
子を前記ダイオード回路の第３端子に接続してあり、 前記第２コンデンサの両端子間の電圧をもって出力電圧
とするようにした、 ことを特徴とするスイッチング電源装置。1. A full-wave rectifier circuit which receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and a first diode and a second diode which are connected in series so that their conduction directions are aligned with each other. A diode in which the first terminal is its first terminal, the connection point between the second terminal of the first diode and the first terminal of the second diode is its second terminal, and the second terminal of the second diode is its third terminal. A circuit, a first capacitor and a second capacitor, and a switching circuit for performing conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the AC voltage, wherein the first terminal of the diode circuit is the full-wave rectification circuit. Of the diode circuit, the second terminal of the diode circuit is connected to the second output terminal of the full-wave rectifier circuit via the first capacitor, and the third terminal of the diode circuit is connected to It is connected to the second output terminal of the full-wave rectifier circuit via the switching circuit, and further, the output voltage generated by the full-wave rectifier circuit is a reverse voltage with respect to the polarity of the diode circuit. Connecting the terminals, connecting the first terminal of the second capacitor to the first terminal of the diode circuit, and connecting the second terminal of the second capacitor to the third terminal of the diode circuit. And a voltage between both terminals of the second capacitor is used as an output voltage.
をＥｍｓｉｎωｔで表わすとき、｜ｓｉｎωｔ｜≦１／
２の場合は導通状態となり、｜ｓｉｎωｔ｜＞１／２の
場合は非導通状態となるようにスイッチング動作を行な
い、それによって、前記交流電圧の１周期の間に前記全
波整流回路にパルス状の電流が６回流れるようにした請
求項１項記載のスイッチング電源装置。2. The switching circuit, when the AC voltage is represented by Emsinωt, | sinωt | ≦ 1 /
In the case of 2, the switching operation is performed so as to be in the conductive state, and in the case of | sinωt |> 1/2, the switching operation is performed so that the full-wave rectification circuit is pulse-shaped during one cycle of the AC voltage. 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the current of 5 flows 6 times.
力する全波整流回路と、 互いに直列に接続した第１コンデンサと第２コンデンサ
とからなり、第１コンデンサの第１端子をその第１端子
とし、第１コンデンサの第２端子と第２コンデンサの第
１端子との接続点をその第２端子とし、第２コンデンサ
の第２端子をその第３端子としたコンデンサ回路と、 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導通の
スイッチングを行なうスイッチング回路とを備え、 前記コンデンサ回路の第１端子を前記全波整流回路の第
１出力端子に接続し、前記コンデンサ回路の第２端子を
前記スイッチング回路を介して前記全波整流回路の一方
の入力端子に接続し、前記コンデンサ回路の第３端子を
前記全波整流回路の第２出力端子に接続してあり、 前記コンデンサ回路の第１端子と第２端子との間の電圧
をもって出力電圧とするようにした、 ことを特徴とするスイッチング電源装置。3. A full-wave rectifier circuit that receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and a first capacitor and a second capacitor that are connected in series with each other. A capacitor circuit having a first terminal, a second terminal of the first capacitor and a first terminal of the second capacitor being its second terminal, and a second terminal of the second capacitor being its third terminal; A switching circuit for performing conduction / non-conduction switching at a frequency twice the frequency of the voltage, wherein the first terminal of the capacitor circuit is connected to the first output terminal of the full-wave rectification circuit, Two terminals are connected to one input terminal of the full-wave rectifier circuit via the switching circuit, and a third terminal of the capacitor circuit is connected to a second output terminal of the full-wave rectifier circuit, It was set as the output voltage with a voltage between the first terminal and the second terminal of the capacitor circuit, switching power supply unit, characterized in that.
をＥｍｓｉｎωｔで表わすとき、｜ｓｉｎωｔ｜≦１／
２の場合は導通状態となり、｜ｓｉｎωｔ｜＞１／２の
場合は非導通状態となるようにスイッチング動作を行な
い、それによって、前記交流電圧の１周期の間に前記全
波整流回路にパルス状の電流が６回流れるようにした請
求項３項記載のスイッチング電源装置。4. The switching circuit, when the AC voltage is represented by Emsinωt, | sinωt | ≦ 1 /
In the case of 2, the switching operation is performed so as to be in the conductive state, and in the case of | sinωt |> 1/2, the switching operation is performed so that the full-wave rectification circuit is pulse-shaped during one cycle of the AC voltage. 4. The switching power supply device according to claim 3, wherein the current of 5 flows 6 times.
力する全波整流回路と、 互いに導通方向を揃えて直列に接続した第１ダイオード
と第２ダイオードとからなり、第１ダイオードの第１端
子をその第１端子とし、第１ダイオードの第２端子と第
２ダイオードの第１端子との接続点をその第２端子と
し、第２ダイオードの第２端子をその第３端子としたダ
イオード回路と、 第１コンデンサと、 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導通の
スイッチングを行なう第１スイッチング回路とを備え、 前記ダイオード回路の第１端子を前記全波整流回路の第
１出力端子に接続し、前記ダイオード回路の第２端子を
前記第１コンデンサを介して前記全波整流回路の第２出
力端子に接続し、前記ダイオード回路の第３端子を前記
第１スイッチング回路を介して前記全波整流回路の第２
出力端子に接続してあり、しかも、前記全波整流回路が
発生する出力電圧が前記ダイオード回路の極性に対して
逆方向電圧となるようにそれら端子を接続してあり、 第２コンデンサと、第３及び第４ダイオードと、チョー
クコイルと、所定の高周波の周波数で導通・非導通のス
イッチングを行なう第２スイッチング回路とから成る部
分平滑回路を備え、 前記ダイオード回路の第１端子と第３端子とを、前記部
分平滑回路に接続してあり、 前記部分平滑回路からの出力電圧をもってこの電源装置
の出力電圧とするようにした、 ことを特徴とするスイッチング電源装置。5. A full-wave rectifier circuit that receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, and a first diode and a second diode that are connected in series with their conducting directions aligned and are connected to each other. A diode in which the first terminal is its first terminal, the connection point between the second terminal of the first diode and the first terminal of the second diode is its second terminal, and the second terminal of the second diode is its third terminal. A circuit, a first capacitor, and a first switching circuit that performs conduction / non-conduction switching at a frequency that is twice the frequency of the AC voltage, and a first terminal of the diode circuit is connected to the full-wave rectification circuit. 1 output terminal, the second terminal of the diode circuit is connected to the second output terminal of the full-wave rectification circuit via the first capacitor, and the third terminal of the diode circuit is connected to the first switch. The second of the full-wave rectifying circuit through a ring circuit
The output terminals are connected to output terminals, and are connected so that the output voltage generated by the full-wave rectifier circuit is a reverse voltage with respect to the polarity of the diode circuit. A partial smoothing circuit including third and fourth diodes, a choke coil, and a second switching circuit that performs conduction / non-conduction switching at a predetermined high frequency is provided, and the diode circuit has a first terminal and a third terminal. Is connected to the partial smoothing circuit, and the output voltage from the partial smoothing circuit is used as the output voltage of the power supply device.
力する全波整流回路と、 第１部分平滑回路及び第２部分平滑回路と、 前記交流電圧の周波数の２倍の周波数で導通・非導通の
スイッチングを行なうスイッチング回路とを備え、 前記第１部分平滑回路及び前記第２部分平滑回路は、そ
の各々が、平滑用コンデンサと、２個のダイオードと、
チョークコイルと、所定の高周波の周波数で導通・非導
通のスイッチングを行なう高周波スイッチング回路とを
備えており、 前記第１部分平滑回路及び前記第２部分平滑回路は、そ
の各々が、第１端子と第２端子とを備えており、 前記第１部分平滑回路の第１端子を前記全波整流回路の
第１出力端子に接続し、前記第１部分平滑回路の第２端
子と前記第２部分平滑回路の第１端子とを接続した上、
その接続点を前記スイッチング回路を介して前記全波整
流回路の一方の入力端子に接続し、前記第２部分平滑回
路の第２端子を前記全波整流回路の第２出力端子に接続
してあり、 前記第１部分平滑回路の第１端子と前記第２部分平滑回
路の第２端子との間の電圧をもって出力電圧とするよう
にした、 ことを特徴とするスイッチング電源装置。6. A full-wave rectification circuit that receives an AC voltage and outputs a full-wave rectified voltage, a first partial smoothing circuit and a second partial smoothing circuit, and conducts at a frequency twice the frequency of the AC voltage. A switching circuit for performing non-conducting switching, wherein each of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit includes a smoothing capacitor and two diodes.
A choke coil and a high-frequency switching circuit that performs conduction / non-conduction switching at a predetermined high-frequency frequency are provided, and each of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit has a first terminal. A second terminal, the first terminal of the first partial smoothing circuit is connected to the first output terminal of the full-wave rectifying circuit, and the second terminal of the first partial smoothing circuit and the second partial smoothing circuit are provided. After connecting to the first terminal of the circuit,
The connection point is connected to one input terminal of the full-wave rectification circuit via the switching circuit, and the second terminal of the second partial smoothing circuit is connected to the second output terminal of the full-wave rectification circuit. A switching power supply device, wherein a voltage between a first terminal of the first partial smoothing circuit and a second terminal of the second partial smoothing circuit is set as an output voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4211993A JPH0638521A (en) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4211993A JPH0638521A (en) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Switching power supply |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0638521A true JPH0638521A (en) | 1994-02-10 |
Family
ID=16615125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4211993A Pending JPH0638521A (en) | 1992-07-16 | 1992-07-16 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0638521A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010177059A (en) * | 2009-01-29 | 2010-08-12 | Kyokko Denki Kk | Led drive circuit, and led lighting device using the same |
-
1992
- 1992-07-16 JP JP4211993A patent/JPH0638521A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010177059A (en) * | 2009-01-29 | 2010-08-12 | Kyokko Denki Kk | Led drive circuit, and led lighting device using the same |
| JP4630930B2 (en) * | 2009-01-29 | 2011-02-09 | 極光電気株式会社 | LED driving circuit and LED lighting device using the same |
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