JPH06326520A

JPH06326520A - 周波数変換回路

Info

Publication number: JPH06326520A
Application number: JP11440793A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Takahashi; 和晃高橋; Keiichiro Kuwatsuru; 敬一郎桑鶴; Yasumi Imagawa; 保美今川
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-05-17
Filing date: 1993-05-17
Publication date: 1994-11-25

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、局部発振信号と、搬送波信号との
高い分離度を実現し、高感度で妨害波特性の優れた無線
受信機の周波数変換回路を提供する。【構成】第１、第２のトランジスタ１１、１２をカス
コード接続し、第２のトランジスタ１２を第１のトラン
ジスタ１１と比して小さなサイズとし、前記カスコード
接続トランジスタにエミッタを共通とした第３、第４の
トランジスタ１３、１４のエミッタを接続し、搬送波信
号を第１のトランジスタ１１のベース側の入力端子１７
から、局部発振信号を第３のトランジスタのベースベー
ス側の入力端子１８から入力することで、低雑音特性を
確保しながら、搬送波信号と局部発振信号の分離度が高
めることができ、局部発振信号の第２次高調波と搬送波
信号の上下の２信号によって起こる相互変調歪を抑圧す
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は小型化、低消費電力化に
適した、直接変換受信機の周波数変換回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近年、直接変換方式は、ベースバンドで
のフィルタリングが可能なことから、集積化に適した方
式として、ページャ受信機等に用いられてきている。従
来技術としては、例えば、エヌ・イー・シー・リサーチ
・アンド・ディベロップメント、１９９２年１月号７８
頁に記載されたものがある。

【０００３】以下、従来の直接変換受信機に用いられて
いる周波数変換回路について説明する。図１１は従来の
直接変換受信機に用いられている周波数変換回路を示す
ものである。

【０００４】図１１において、１１は搬送波信号の入力
となるトランジスタである。１３、１４はエミッタを共
通とした差動トランジスタ対で、負荷抵抗１５を通じて
電源（Ｖ_CC）１６に接続している。１７はトランジスタ
１１のベースを搬送波信号（ＲＦ）の入力、１８はトラ
ンジスタ１３のベースを局部発振信号（ＬＯ）の入力、
１９はトランジスタ１４のコレクタの出力端子である。
２０、２１は接地容量で、トランジスタ１４のベース
と、トランジスタ１１のエミッタは当該接地容量２０、
２１により交流信号に対して接地してある。

【０００５】なお、５１はトランジスタ１３と１４のベ
ース間に設けられた抵抗、５２は接地容量２１とパラレ
ルに設けられた抵抗、５３は電源（Ｖ_RF）とトランジス
タ１１のベース間に設けられた抵抗、５４は電源
（Ｖ_LO）とトランジスタ１３、１４のベース間に設けら
れた抵抗、５５、５６はそれぞれ入力端子（ＬＯ，Ｒ
Ｆ）とベース間に設けられた容量である。

【０００６】このようなシングルバランス形ミキサ回路
の構成をとることにより、搬送波信号（ＲＦ）と局部発
振信号（ＬＯ）との積算が行われ、出力端子１９には、
ＲＦとＬＯの差の周波数成分と和の周波数成分が出力さ
れる。

【０００７】直接変換受信機では、このような周波数変
換回路に復調回路が接続されるため、復調回路の雑音の
影響を抑え、受信機としての感度を確保するためには、
周波数変換回路として雑音特性に優れ、高い利得を持た
なければならない。また、ページャ受信機として使用す
る場合には、大きな妨害信号があった場合にも受信でき
なければならない。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、周波数変換回路の雑音特性を向上させる
大きなサイズのトランジスタを使用した場合に、コレク
タとベース間の接合容量が大きくなり、局部発振信号や
局部発振信号の第２次高調波が搬送波信号に漏洩し、受
信障害を起こすという現象が起こる。

【０００９】受信目的とする搬送波信号に対して、上下
に同じ周波数だけずれた２つの信号がトランジスタのベ
ースから入力された場合に、局部発振信号の第２次高調
波との相互変調歪により、目的とする信号と同一の周波
数成分を持った妨害信号となる。また、局部発振信号そ
のものが、搬送波信号側に漏洩し、受信妨害を起こすこ
とや、局部発振信号が受信機のアンテナを通じて放射
し、他の受信機に妨害を与えることになる。

【００１０】このように、低い雑音指数を与える大きな
サイズのトランジスタを搬送波信号の入力される部分に
用いるには、局部発振信号と搬送波信号との分離度を犠
牲にしなければならないという課題を有していた。

【００１１】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、受信機としての感度を保ちながら、局部発振信号
と搬送波信号との分離度を高め、搬送波信号の上下に同
じ周波数だけずれた、２つの妨害信号に対する受信特性
にも優れ、局部発振信号の漏洩または放射による受信障
害の影響を低減した周波数変換回路を提供することを目
的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、搬送波信号と前記搬送波信号と略等しい周
波数を有する局部発振信号とを混合し、ベースバンド信
号に周波数変換し復調する直接変換受信機において、前
記混合回路として、エミッタ接地形とした第１のトラン
ジスタのコレクタと、ベース接地形とした第２のトラン
ジスタのエミッタとをカスコード接続し、第１のトラン
ジスタのサイズを第２のトランジスタのサイズに比して
小さなサイズとし、第２のトランジスタのコレクタに、
エミッタを共通とした第３、第４のトランジスタからな
る差動トランジスタ対のエミッタを接続し、前記差動ト
ランジスタ対のコレクタにそれぞれ負荷となる素子を接
続し、電源へと接続した構成とし、前記第３のトランジ
スタのベースから第１のコンデンサを介し、局部発振信
号を入力し、第４のトランジスタのベースを第２のコン
デンサにより接地し、第１のトランジスタのベースから
第３のコンデンサを介し、搬送波信号を入力し、第４の
トランジスタのコレクタを出力端子とする第１の手段を
有する。また、負荷となる素子として、２つのＰＮＰト
ランジスタからなる能動負荷回路を用いた第２の手段を
有する。

【００１３】第１のトランジスタを搬送波入力として共
通とし、第２、第３、第４と同様の回路構成を複数個並
列に接続する第３の手段を有し、また、第１のトランジ
スタと並列に利得の異なるトランジスタを接続し、ベー
スバイアスにより動作を切り替える第４の手段を有し、
第１のトランジスタと並列に同じ利得のトランジスタを
減衰器を介して接続し、ベースバイアスにより動作を切
り替える第５の手段を有し、エミッタ接地していない第
７のトランジスタとベース接地した第９のトランジスタ
をカスコード接続し、第３、第４のトランジスタのエミ
ッタに接続し、第２、第９のトランジスタのベースバイ
アスにより動作を切り替える第６の手段を有する。

【００１４】さらに、差動トランジスタ対の代わりとし
て、第１０のトランジスタのエミッタを第２のトランジ
スタのコレクタに接続し、前記第１０のトランジスタの
コレクタに負荷となる素子を接続し、電源へと接続した
構成とし、前記第１０のトランジスタのベースを局部発
振信号の入力とし、前記第１０のトランジスタのコレク
タを出力端子とした第７の手段を有する。

【００１５】トランジスタとして、バイポーラ接合トラ
ンジスタ（ＢＪＴ）でなく、電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）を用いコレクタをドレイン、エミッタをソース、
ベースをゲートとして接続する第７の手段を有する。

【００１６】また、カスコード接続された第１、第２の
トランジスタを、２つのゲートを有するデュアルゲート
形電界効果トランジスタで構成する第８の手段を有す
る。

【００１７】

【作用】本発明は上記構成によって、局部発振信号およ
び局部発振信号の第２次高調波成分が前記ベース接地さ
れたトランジスタにより、搬送波信号を入力するトラン
ジスタのベースに漏洩することを抑えることができるた
めに、局部発振信号の第２次高調波成分が搬送波信号の
トランジスタに漏洩し、搬送波信号に対して上下に等し
いだけ離れた２つの信号と混変調を起こし、目的とする
信号の妨害となることを防ぐことができる。

【００１８】また、局部発振信号が搬送波信号に漏洩
し、受信妨害をする事を防ぐことができるとともに、局
部発振信号がアンテナから放射し、他の受信機に影響を
与えることを防ぐことができる。

【００１９】また、搬送波信号の入力となるトランジス
タのサイズは、上記局部発振信号と搬送波信号の分離度
にほとんど影響を与えないために、搬送波信号のトラン
ジスタのサイズや構造を雑音特性に最適ものを利用でき
る。

【００２０】また、直交ミキサの様に一つの搬送波信号
を分配し、複数の局部発信信号と混合する場合には、搬
送波信号を入力するトランジスタが共通のため、バイア
ス電流を多く流せるため、低雑音、低歪化が図れる。ま
た、搬送波信号と局部発信信号の分離度が高いために、
搬送波信号側での利得を制御する回路を容易に付加する
ことができる。

【００２１】

【実施例】（実施例１）以下、本発明の第１の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図１は本発明の
第１の実施例における直接変換受信機の周波数変換回路
を示す回路図である。図２は本発明の第１の実施例にお
ける直接変換受信機の周波数変換回路の相互変調歪に対
する特性を従来形の周波数変換回路と比較して示した図
である。

【００２２】図１において、１１は第１のトランジス
タ、１２は第２のトランジスタで、第１のトランジスタ
１１はエミッタ接地形、第２のトランジスタ１２はベー
ス接地形としたカスコード接続としている。第２のトラ
ンジスタ１２のコレクタに第３のトランジスタ１３と第
４のトランジスタ１４からなる差動トランジスタ対を接
続し、第３、第４のトランジスタ１３、１４のコレクタ
に抵抗などの負荷１５ａ、ｂを接続し、電源（Ｖ_CC）１
６へと接続している。搬送波信号（ＲＦ）は第１のトラ
ンジスタ１１のベース側の入力端子１７から入力し、局
部発振信号（ＬＯ）は第３のトランジスタ１３のベース
側の入力端子１８から入力し、第４のトランジスタ１４
のコレクタ側を出力（Ｖ_OUT）端子１９としている。第
４のトランジスタ１４のベースは第１のコンデンサ２０
で交流的に接地され、第１のトランジスタ１１のエミッ
タ、第２のトランジスタ１２のベースも第２、第３のコ
ンデンサ２１、２２で交流的に接地されている。各バイ
アス電圧はそれぞれの電源Ｖ _LO２３、Ｖ_BB２４、Ｖ_RF２
５によって与えられている。

【００２３】なお、５１は第３、第４のトランジスタ１
３と１４のベース間に設けられた抵抗、５２は接地容量
２１とパラレルに設けられた抵抗、５３は電源（Ｖ_RF）
２５と第１のトランジスタ１１のベース間に設けられた
抵抗、５４は電源（Ｖ_LO）と第３、第４のトランジスタ
１３、１４のベース間に設けられた抵抗、５５、５６は
それぞれ入力端子（ＬＯ，ＲＦ）とベース間に設けられ
た容量、５７は電源（Ｖ_BB）と第２のトランジスタ１２
のベース間に設けられた抵抗である。

【００２４】上記構成において、搬送波信号の入力とな
る第１のトランジスタ１１と局部発振信号の入力となる
第３のトランジスタ１３の間にトランジスタサイズが小
さく、ベースとコレクタ間の接合容量が小さい、第２の
トランジスタ１２をベース接地形として挿入すること
で、入力端子１８における局部発振信号（ＬＯ）と入力
端子１７における搬送波信号（ＲＦ）との分離度を高め
ることができる。

【００２５】具体的には、２８０ＭＨｚの搬送波に対し
±４ｋＨｚの周波数偏移変調（ＦＳＫ）のかかった希望
波信号周波数をｆ₀＝２８０ＭＨｚ±４ｋＨｚと表す
と、局部発振信号は搬送波信号と同じｆ_LO＝２８０ＭＨ
ｚであるから、出力として得られる信号は、ｆ_LO−ｆ₀
＝±４ｋＨｚとなり、周波数偏移量がベースバンド信号
として得られる。妨害波信号として搬送波信号から上下
に１００ｋＨｚだけ離れた２信号を考え、片側に変調を
かけた場合には、その２信号は、ｆ₁＝２７９．９ＭＨ
ｚ、ｆ₂＝２８０．１００ＭＨｚ±４ｋＨｚと表され、
（ｆ₁＋ｆ₂）−２ｆ_LO＝±４ｋＨｚの関係があることか
ら、直接変換受信機の場合、希望する信号と上下に等間
隔はなれた２つの妨害波信号と、局部発振信号の第２次
高調波成分の相互変調歪により、受信妨害を起こすこと
が分かる。

【００２６】このような局部発振信号の第２次高調波成
分は、トランジスタサイズが小さく、コレクタとベース
間の接合容量が小さい、第２のトランジスタ１２をベー
ス接地形として挿入することにより、分離度を高め、搬
送波信号側に漏洩することを防ぐことができる。

【００２７】図２は本実施例による回路形式と、従来の
回路形式の希望信号（Ｄ）と妨害信号（Ｕ）との比（Ｄ
／Ｕ比［ｄＢ］）をバイアス電流（Ｉ_CC［μＡ］）に対
する値で示すものである。

【００２８】図２（ａ）では、各々のトランジスタサイ
ズを第１のトランジスタは、基本サイズの１倍、第２の
トランジスタも１倍としている。

【００２９】また図２（ｂ）では、第１のトランジスタ
を基本サイズの５倍サイズ、第２のトランジスタを基本
サイズの１倍としている。

【００３０】このように従来形の周波数変換回路で第１
のトランジスタサイズを雑音特性がよい大きなサイズと
すると、相互変調歪特性が最大１０ｄＢ以上劣化するの
に対して、本実施例の回路形式を用いると相互変調歪特
性による劣化を大幅に抑えることができる。

【００３１】また、直接変換受信機では、搬送波信号と
局部発振信号は同じ周波数であるために、局部発振信号
が搬送波信号に漏洩し、受信障害を起こし、またアンテ
ナを通じて局部発振信号が外部に放射されると、他の受
信機に妨害を与える。

【００３２】そこで、このようなカスコード接続のトラ
ンジスタを利用することにより、局部発振信号から搬送
波信号方向に対する分離度が高くとれるために、局部発
振信号が漏洩することを防ぐことができる。

【００３３】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図３は本発明
の第２の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００３４】図３において、図１の第１の実施例と異な
る点は、差動トランジスタ対の負荷回路として２つのＰ
ＮＰトランジスタ２６、２７を用い、ベースを共通と
し、片方のＰＮＰトランジスタ２６のベースとコレクタ
を接続したカレントミラー回路としており、負荷抵抗２
８を前記２つのＰＮＰトランジスタ２６、２７のコレク
タ間に接続している点である。

【００３５】このような構成をとることにより、抵抗１
５ａ、１５ｂによる抵抗だけを負荷とした場合と比較し
て、大きな利得を得ることができる。

【００３６】（実施例３）以下、本発明の第３の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図４は本発明
の第３の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００３７】図４において図１、若しくは図３の第１、
第２の実施例と異なる点は、５個のトランジスタ１２、
１３、１４、２６、２７からなる回路接続２９と同じ回
路接続３０を設け、トランジスタ３１のエミッタを第１
のトランジスタ１１のコレクタに接続し、トランジスタ
３２のベースから、第３のトランジスタ１３のベースに
与える第１の局部発信信号（ＬＯ₁）とは９０度位相の
ずれた第２の局部発信信号（ＬＯ₂）３４を与え、トラ
ンジスタ３３のコレクタを出力（Ｖ_OUT）３５とし、バ
イアス電圧をＶ_LO2３６、Ｖ_BB2３７より与えるようにし
た点である。

【００３８】このような構成をとることにより、搬送波
信号の入力に用いる第１のトランジスタ１１が搬送波信
号の分配回路を兼ね、直交復調に用いる直交ミキサ回路
が容易に構成できる。

【００３９】また、周波数変換回路として、低い雑音特
性と低い歪特性を得るためには、搬送波信号が入力され
る第１のトランジスタ１１に十分な電流を流す必要があ
る。上記構成では、２つの周波数変換回路のバイアス電
流の総和を第１のトランジスタ１１に流すことができる
ため、全体のバイアス電流を増やさずに、低雑音特性
と、低歪特性を実現でき、低消費電力の直接変換受信機
が実現できる。

【００４０】なお、本実施例において、２つのミキサ回
路を利用した直交ミキサという構成をとっているが、３
個以上のミキサ回路を利用しても良い。また、本実施例
において、２つの局部発信信号の位相差９０度異なる２
信号としたが、周波数が異なる２信号でもよいことはい
うまでもない。

【００４１】（実施例４）以下、本発明の第４の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図５は本発明
の第４の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００４２】図５において図１、若しくは図３の第１、
第２の実施例と異なるのは、エミッタを交流的に接地し
ていない第７のトランジスタ３８を設け、第１のトラン
ジスタ１１のコレクタと第７のトランジスタ３８のコレ
クタを接続し、両者のトランジスタのベースをキャパシ
タを通じて接続し、ベースバイアスとしてＶ_RF1２５、
Ｖ_RF2３９をそれぞれ与えている点である。なお、同図
において、５７は第２のトランジスタ１２と電源Ｖ_BB間
に接続された抵抗、５８は第７のトランジスタ３８のベ
ースと電源Ｖ_RF2間に接続された抵抗、５９は第７のト
ランジスタ３８のエミッタと接地間に接続された抵抗、
６０はＲＦ入力端子１７と第７のトランジスタ３８のベ
ース間に接続された容量である。

【００４３】このような構成をとることにより、周波数
変換利得の制御が容易に可能となる。例えば、Ｖ_RF2３
９を０Ｖに設定し、Ｖ_RF1２５を第１のトランジスタ１
１が動作する適切なバイアス電圧に設定すれば、第１の
トランジスタ１１はエミッタ接地であることから、高い
周波数変換利得が得られる。

【００４４】逆に、Ｖ_RF1２５を０Ｖに設定し、Ｖ_RF2３
９を適切なバイアス電圧に設定すれば、第７のトランジ
スタ３８が動作するが、エミッタが接地されていないこ
とから、第１のトランジスタ１１を動作させた場合と比
べて利得を下げることができる。

【００４５】なお本実施例においては、第１のトランジ
スタ１１と並列に利得を変えた第７のトランジスタ３８
を１個だけ設けたが、多数の利得を変えたトランジスタ
を並列に接続することにより、より厳密に利得の制御が
可能となる。

【００４６】（実施例５）以下、本発明の第５の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図６は本発明
の第５の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００４７】図６において図５の第４の実施例と異なる
点は、エミッタを容量６１により交流的に接地した第８
のトランジスタ４０を設け、第８のトランジスタ４０の
ベースを第１のトランジスタ１１のベースに、減衰器４
１を介して接続している点である。

【００４８】このような構成により、第１、第８のトラ
ンジスタ１１、４０はともに同じ利得を与えるが、第８
のトランジスタ４０を動作させた場合には、入力に減衰
器４１が存在するために、利得を下げることができる。

【００４９】なお、本実施例も、第４の実施例と同様
に、減衰量を変えた減衰器４１とトランジスタ４０の組
み合わせを複数個用いれば、より厳密な利得制御が可能
となる。

【００５０】（実施例６）以下、本発明の第６の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図７は本発明
の第６の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００５１】図７において図５、若しくは図６の第４、
５の実施例と異なる点は、エミッタを接地していない第
７のトランジスタ３８と、ベースを接地した第９のトラ
ンジスタ４２を設け、第７、９のトランジスタ３８、４
２をカスコード接続し、第７のトランジスタ３８のベー
スを第１のトランジスタ１１のベースに、第９のトラン
ジスタ４２のコレクタを第３、４のトランジスタ１３、
１４のエミッタに接続し、ベースバイアスとして、Ｖ
_BB1２４、Ｖ_BB2４３を与えている点である。

【００５２】このような構成により、第２、第９のトラ
ンジスタ１２、４２のベースバイアスＶ_BB1２４、Ｖ_BB2
４３を制御し、利得の異なる第１、第７のトランジスタ
１１、３８のどちらを動作させるか切り替えることがで
き、周波数変換利得を制御することができる。

【００５３】（実施例７）以下、本発明の第７の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図８は本発明
の第７の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図である。

【００５４】図８において図１、若しくは図３の第１、
２の実施例と異なる点は、差動トランジスタ対を用い
ず、第１０のトランジスタ４４を用いて、第１、第２の
トランジスタ１１、１２と３段のカスコード接続として
いる点である。

【００５５】このような構成をとることにより、差動ト
ランジスタ対を利用した場合と比較して、少ない電流
で、高い周波数までの動作をさせることができ、局部発
振信号（ＬＯ）と搬送波信号（ＲＦ）との分離度を高め
た上で、受信機としての低消費電力化が実現できる。

【００５６】（実施例８）以下、本発明の第８の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図９は本発明
の第８の実施例における直接変換受信機に用いる周波数
変換回路の回路図を示すものである。

【００５７】図９において、図１、若しくは図３の第
１、第２の実施例と異なる点は、トランジスタをバイポ
ーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）でなく、電界効果トラ
ンジスタ（ＦＥＴ）１１ａ、１２ａ、１３ａ、１４ａと
した点である。すなわち、ＦＥＴのドレインをＢＪＴの
コレクタ、ＦＥＴのゲートをＢＪＴのベース、ＦＥＴの
ソースをＢＪＴのエミッタとそれぞれ置き換えている。

【００５８】ＦＥＴはゲート電圧の２乗に比例してドレ
インとソース間に電流が流れることから、３次歪を起こ
しにくい。直接変換受信機で問題となる搬送波信号と等
間隔で上下に離れた２つの妨害信号に対する相互変調歪
に加えて、無線通信で常に問題となる３次の相互変調歪
も抑圧することができる。

【００５９】なお、本実施例において、すべてのトラン
ジスタをＦＥＴで構成しているが、ＢＪＴとＦＥＴを混
在させても良いことは言うまでもない。また、本実施例
において、負荷を抵抗としているが、第２の実施例のよ
うに、能動負荷回路を用いても良いことは言うまでもな
い。

【００６０】（実施例９）以下本発明の第９の実施例に
ついて、図面を参照しながら説明する。図１０は本発明
の第１０の実施例における直接変換受信機に用いる周波
数変換回路の回路図を示すものである。

【００６１】図１０において図９に示した第８の実施例
と異なる点は、カスコード接続されたトランジスタ１１
ａ、１２ａの代わりに２つのゲートをもったデュアルゲ
ート形電界効果トランジスタ４５を用いた点である。

【００６２】デュアルゲート形電界効果トランジスタを
用いることで、半導体プロセス上で構成した場合には、
余分な金属配線を必要とせず、個別部品で構成した場合
にも、簡単な構成で実現できる。

【００６３】なお、すべての実施例において、直接変換
受信機に用いる周波数変換回路としているが、スーパヘ
テロダイン方式などの様に、搬送波信号と局部発振信号
が異なり、出力として中間周波数を出力してから復調を
行う受信機においても、局部発振信号と搬送波信号との
高い分離度が要求される場合には有効である。さらに、
周波数を低く変換する場合ばかりでなく、周波数を高く
変換する場合にも有効である。

【００６４】

【発明の効果】以上のように本発明は、直接変換受信機
に用いる周波数変換回路として、搬送波信号を入力する
トランジスタと局部発振信号を入力するトランジスタと
の間に、ベースを交流的に接地した、トランジスタを挿
入することにより、局部発振信号と搬送波信号との分離
度を高めることにより、搬送波信号周波数と上下に同じ
だけ離れた、２つの妨害波信号に対する相互変調歪を抑
圧することができるとともに、局部発振信号が漏洩し、
受信機自身や他の受信機に影響を与えることを防ぐこと
ができる。

【００６５】また、搬送波信号の入力されるトランジス
タのサイズや構造は、前記搬送波信号と局部発振信号と
の分離度にほとんど影響を与えないため、雑音特性に最
も適したサイズや構造をとることができ、直交ミキサを
構成した場合には、低消費電流で、低雑音、低歪を実現
できる。

【００６６】また、搬送波信号側での利得を制御する回
路を容易に付加することができることから、少ない消費
電力で、高い感度で、妨害信号に対しても受信特性が劣
化しにくい直接変換受信機を容易に構成することができ
るため、その効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図２】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の特性を示す特性図

【図３】本発明の第２の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図４】本発明の第３の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図５】本発明の第４の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図６】本発明の第５の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図７】本発明の第６の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図８】本発明の第７の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図９】本発明の第８の実施例における直接変換受信機
の周波数変換回路の回路図

【図１０】本発明の第９の実施例における直接変換受信
機の周波数変換回路の回路図

【図１１】従来の直接変換受信機の周波数変換回路の回
路図

【符号の説明】

１１第１のトランジスタ１２第２のトランジスタ１３第３のトランジスタ１４第４のトランジスタ１５負荷となる素子１６電源（Ｖ_cc）１７搬送波信号入力端子（ＲＦ）１８局部発振信号入力端子（ＬＯ）１９出力端子（Ｖ_OUT）２０、２１、２２接地容量２６、２７ＰＮＰトランジスタによる能動負荷回路３８第７のトランジスタ４０第８のトランジスタ４２第９のトランジスタ４４第１０のトランジスタ４５デュアルゲート形電界効果トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】エミッタ接地形とした第１のトランジス
タのコレクタと、ベース接地形とした第２のトランジス
タのエミッタとをカスコード接続し、第２のトランジス
タのコレクタに、エミッタを共通とした第３、第４のト
ランジスタからなる差動トランジスタ対のエミッタを接
続し、前記差動トランジスタ対のコレクタにそれぞれ負
荷となる第１、第２の負荷素子の一方の端子を接続し、
前記第１、第２の負荷素子の他方の端子を電源へ接続
し、前記第３のトランジスタのベースから第１の局部発
振信号を入力し、前記第４のトランジスタのベースを交
流的に接地し、前記第１のトランジスタのベースから搬
送波信号を入力し、前記第４のトランジスタのコレクタ
を周波数変換された信号の出力となるように構成したこ
とを特徴とする周波数変換回路。
【請求項２】第２のトランジスタを第１のトランジス
タに比して、小さなサイズとしたことを特徴とする請求
項１記載の周波数変換回路。
【請求項３】局部発振信号を搬送波信号と略等しい周
波数に設定し、前記局部発振信号と搬送波信号とを入力
し、直接変換受信機を構成することを特徴とする請求項
１記載の周波数変換回路。
【請求項４】第１、第２の負荷素子として、２つのＰ
ＮＰトランジスタからなる能動負荷回路を用いたことを
特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項５】第２、第３、第４のトランジスタ、およ
び第１、第２の負荷素子からなる回路と同じ接続を持っ
た回路を２個以上設け、前記第２のトランジスタに相当
するトランジスタのエミッタを前記第１のトランジスタ
のコレクタに接続し、前記第１、第２の負荷素子に相当
する素子をそれぞれ電源へと接続し、前記第３のトラン
ジスタに相当するトランジスタのそれぞれのベースから
第１の局部発信信号と位相、または周波数の異なる局部
発信信号を入力したことを特徴とする請求項１記載の周
波数変換回路。
【請求項６】第２、第３、第４のトランジスタ、およ
び第１、第２の負荷素子からなる回路と同じ接続を持っ
た回路を２個設け、前記第３のトランジスタに相当する
トランジスタのベースから第１の局部発信信号と位相が
９０度ずれた第２の局部発信信号を入力することを特徴
とする請求項３記載の周波数変換回路。
【請求項７】エミッタを交流的に接地していない第７
のトランジスタを設け、第１のトランジスタのコレクタ
と前記第７のトランジスタのコレクタとを接続し、前記
第１、第７のトランジスタのベース同士を交流的に接続
し、搬送波信号入力とし、前記第１、第７のトランジス
タのベースにそれぞれ直流電圧を与え制御し、前記第
１、第７のトランジスタのどちらか一方を動作状態、も
う一方を動作しない状態としたことを特徴とする請求項
１記載の周波数変換回路。
【請求項８】エミッタを交流的に接地した第８のトラ
ンジスタを設け、第１のトランジスタのコレクタと前記
第８のトランジスタのコレクタとを接続し、前記第１の
トランジスタのベースと前記第８のトランジスタのベー
スとを減衰器を通じて接続し、前記第１のトランジスタ
のベースを搬送波信号入力とし、前記第１、第８のトラ
ンジスタのベースにそれぞれ直流電圧を与え制御し、前
記第１、第８のトランジスタのどちらか一方を動作状
態、もう一方を動作しない状態としたことを特徴とする
請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項９】エミッタを交流的に接地していない第７
のトランジスタと、ベースを接地した第９のトランジス
タとを設け、第２のトランジスタのコレクタに前記第９
のトランジスタのコレクタを接続し、前記第７のトラン
ジスタのコレクタと前記第９のトランジスタのエミッタ
を接続し、前記第７のトランジスタのベースと第１のト
ランジスタのベースを接続し、搬送波信号入力とし、前
記第２、第９のトランジスタのベースにそれぞれ直流電
圧を与え制御し、前記第１、第７のトランジスタのどち
らか一方を動作状態、もう一方を動作しない状態とした
ことを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項１０】差動トランジスタ対の代わりとして、
第１０のトランジスタのエミッタを第２のトランジスタ
のコレクタに接続し、前記第１０のトランジスタのコレ
クタに負荷となる素子を接続し、電源へと接続し、前記
第１０のトランジスタのベースを局部発振信号の入力と
し、前記第１０のトランジスタのコレクタを出力端子と
したことを特徴とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項１１】トランジスタとして、バイポーラ接合
トランジスタの代わりに電界効果トランジスタを用い、
コレクタをドレイン、エミッタをソース、ベースをゲー
トとして接続し、第２のトランジスタのゲート長を第１
のトランジスタのゲート長と比して短くしたことを特徴
とする請求項１記載の周波数変換回路。
【請求項１２】カスコード接続された第１、第２のト
ランジスタを、２つのゲートを有するデュアルゲート形
電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする請求
項４記載の周波数変換回路。