JPH0630440B2 - Semiconductor switch - Google Patents
Semiconductor switchInfo
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- JPH0630440B2 JPH0630440B2 JP59252703A JP25270384A JPH0630440B2 JP H0630440 B2 JPH0630440 B2 JP H0630440B2 JP 59252703 A JP59252703 A JP 59252703A JP 25270384 A JP25270384 A JP 25270384A JP H0630440 B2 JPH0630440 B2 JP H0630440B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は半導体スイッチに係り、特に交流信号を扱う回
路の開閉制御等に好適な半導体スイッチに関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a semiconductor switch, and more particularly to a semiconductor switch suitable for opening / closing control of a circuit handling an AC signal.
一般には、回路の開閉(ON/OFF)制御を行なうに
は半導体スイッチとしてサイリスタやトランジスタ等が
用いられるが、この場合サイリスタやトランジスタを動
作させる為の制御電流が回路に流出する。この制御電流
の流出が回路動作上問題となる場合もあり、この様な場
合には電圧制御型の半導体スイッチを用いる。Generally, a thyristor, a transistor or the like is used as a semiconductor switch for controlling the opening / closing (ON / OFF) of the circuit. In this case, a control current for operating the thyristor or the transistor flows out to the circuit. The outflow of the control current may cause a problem in the circuit operation. In such a case, a voltage control type semiconductor switch is used.
最も簡単な電圧制御型半導体スイッチの構成としては電
界効果トランジスタ(以下、MOSトランジスタと略
記)単体で使用する事が考えられるが、通常制御電圧は
TTLレベル等の低電圧でありMOSトランジスタの負
荷電流をあまり大きくとることはできず、比較的大電流
が流れるような回路には不適格である。As the simplest configuration of the voltage control type semiconductor switch, it can be considered to use a single field effect transistor (hereinafter abbreviated as MOS transistor), but normally the control voltage is a low voltage such as TTL level and the load current of the MOS transistor. Is not suitable for a circuit in which a relatively large amount of current flows.
上記電流駆動能力を向上させる手段としてMOSトラン
ジスタとバイポーラトランジスタを組み合せた構成があ
る。この一例としてNチヤンネル型MOSトランジスタ
とNPNトランジスタを組み合せたものを第5図に示す
(特開昭55-154826号公報)。As a means for improving the current driving capability, there is a configuration in which a MOS transistor and a bipolar transistor are combined. As an example of this, a combination of an N-channel type MOS transistor and an NPN transistor is shown in FIG. 5 (JP-A-55-154826).
第5図においてNチャンネル型MOSトランジスタM1
のドレイン,ソースは各々NPNトランジスタB1のコ
レクタ端子1及びベース端子4に接続され、MOSトラ
ンジスタM1の基板(領域)がソースに接続されてい
る。またバイポーラトランジスタB1のベース端子4、
エミッタ端子2間に抵抗R1が接続されている。抵抗R
1はバイポーラトランジスタB1の動作安定化及び耐圧
信頼性確保の為に入れてある。In FIG. 5, N-channel type MOS transistor M 1
Is connected to the collector terminal 1 and the base terminal 4 of the NPN transistor B 1 , respectively, and the substrate (region) of the MOS transistor M 1 is connected to the source. In addition, the base terminal 4 of the bipolar transistor B 1 ,
The resistor R 1 is connected between the emitter terminals 2. Resistance R
The numeral 1 is provided for stabilizing the operation of the bipolar transistor B 1 and ensuring the withstand voltage reliability.
MOSトランジスタM1のゲート端子3をソース(B1
のベース)端子4に対しMOSトランジスタM1のしき
い値電圧(以下VTHとする)以上にバイアスするとMO
SトランジスタM1がONし端子1よりMOSトランジ
スタM1→抵抗R1を通じて端子2へ電流が流れる(但
し端子1が端子2よりも高い電位にバイアスされている
ものとする)。このとき抵抗R1での電位降下がバイポ
ーラトランジスタB1のベース・エミッタ間のビルティ
ング電圧(以下VBEとする)より大きければバイポーラ
トランジスタB1がONする。すなわち抵抗R1での電
位降下がVBE以下となる様な小電流域ではMOSトラン
ジスタM1のみが動作しており、大電流域になると両ト
ランジスタM1,B1が同時に動作する構成となってい
る。The gate terminal 3 of the MOS transistor M 1 is connected to the source (B 1
If a bias of more than the threshold voltage (hereinafter referred to as V TH ) of the MOS transistor M 1 is applied to the terminal 4 of the
The S transistor M 1 is turned on, and a current flows from the terminal 1 to the terminal 2 through the MOS transistor M 1 → the resistor R 1 (provided that the terminal 1 is biased at a higher potential than the terminal 2). At this time, if the potential drop across the resistor R 1 is larger than the base-emitter building voltage of the bipolar transistor B 1 (hereinafter referred to as V BE ), the bipolar transistor B 1 is turned on. That is, only the MOS transistor M 1 operates in the small current region where the potential drop in the resistor R 1 becomes V BE or less, and both transistors M 1 and B 1 simultaneously operate in the large current region. ing.
いま、上記の半導体スイッチを交流回路に適用する事を
考える。交流信号を通す為、端子1から端子2へ、また
端子2から端子1へと両方向に電流を流せなければなら
ない。さらに、OFF時には両方向の耐圧が必要であ
る。以上を満足させるために発明者等が考案した回路を
第6図に示す。Now, consider application of the above semiconductor switch to an AC circuit. In order to pass an AC signal, it must be possible to pass current in both directions from terminal 1 to terminal 2 and from terminal 2 to terminal 1. Further, in the OFF state, the withstand voltage in both directions is required. A circuit devised by the inventors in order to satisfy the above is shown in FIG.
第6図においてNチャンネル型MOSトランジスタM1
のドレイン,ソースは各々のNPNバイポーラトランジ
スタB1のコレクタ端子1及びベース端子4に接続さ
れ、MOSトランジスタM1の基板(領域)がソースに
接続されている。バイポーラトランジスタB1のエミッ
タにはダイオードD1のアノードが接続され、ダイオー
ドD1のカソードは端子2に接続されている。ダイオー
ドD1のアノード及びバイポーラトランジスタB1のベ
ース間には抵抗R1が接続されている。また、NPNト
ランジスタB2のベースがバイポーラトランジスタB1
のベース端子4に接続され、Nチャンネル型MOSトラ
ンジスタM2のドレイン,ソースが各々NPNバイポー
ラトランジスタB2のコレクタ端子2及びベース端子4
に接続され、MOSトランジスタM1の基板(領域)が
ソースに接続されている。バイポーラトランジスタB2
のエミッタにはダイオードD2のアノードが接続され、
ダイオードD2のカソードは端子1に接続されている。
また、ダイオードD2のアノードとバイポーラトランジ
スタB2のベース間に抵抗R2が接続されている。In FIG. 6, N-channel type MOS transistor M 1
Are connected to the collector terminal 1 and the base terminal 4 of each NPN bipolar transistor B 1 , and the substrate (region) of the MOS transistor M 1 is connected to the source. The anode of the diode D 1 is connected to the emitter of the bipolar transistor B 1 , and the cathode of the diode D 1 is connected to the terminal 2. A resistor R 1 is connected between the anode of the diode D 1 and the base of the bipolar transistor B 1 . The base of the NPN transistor B 2 is the bipolar transistor B 1
Connected to the base terminal 4 of the N-channel MOS transistor M 2 and the drain and source of the N-channel MOS transistor M 2 are respectively the collector terminal 2 and the base terminal 4 of the NPN bipolar transistor B 2.
And the substrate (region) of the MOS transistor M 1 is connected to the source. Bipolar transistor B 2
The anode of the diode D 2 is connected to the emitter of
The cathode of the diode D 2 is connected to the terminal 1.
A resistor R 2 is connected between the anode of the diode D 2 and the base of the bipolar transistor B 2 .
上記第6図の回路は、第5図の半導体スイッチのバイポ
ーラトランジスタのエミッタ側にダイオードD1,D2
を直列に挿入し逆並列に接続した構成となつているが、
このダイオードは第5図において端子2の電位が端子1
より高くなつた場合に抵抗R1→MOSトランジスタM
1の基板(領域)→MOSトランジスタM1のドレイン
或いは抵抗R1→バイポーラトランジスタB1のベース
→バイポーラトランジスタB1のコレクタという径路で
流れる電流を防止する為のものであり、回路耐圧はこの
ダイオードD1,D2の耐圧で決まっている。The circuit shown in FIG. 6 includes diodes D 1 and D 2 on the emitter side of the bipolar transistor of the semiconductor switch shown in FIG.
Is inserted in series and connected in anti-parallel,
This diode has the potential of terminal 2 at terminal 1 in FIG.
When it becomes higher, the resistance R 1 → MOS transistor M
It is intended to prevent current flowing first substrate (region) → MOS transistor M 1 drain or the resistor R 1 → bipolar transistor B 1 based → in path of the collector of the bipolar transistor B 1, circuit breakdown voltage diode It is determined by the breakdown voltage of D 1 and D 2 .
いま第6図の外部出力端子(以下、端子と略記)1,2
の間に交流信号が印加された場合の動作を考えてみる。
第6図の半導体スイッチのONは第5図の場合と同様M
OSトランジスタM1,M2のゲート端子3をソース端
子4に対してVTH以上にバイアスすれば良い。このとき
MOSトランジスタM1或いはM2がONし抵抗R1或
いはR2に連流を流し抵抗R1或いはR2での電位降下
がVBE以上となるとバイポーラトランジスタB1或いは
B2がONし大電流駆動を可能とする。External output terminals (hereinafter abbreviated as terminals) 1 and 2 in FIG.
Consider the operation when an AC signal is applied during.
The ON state of the semiconductor switch in FIG. 6 is M as in the case of FIG.
The gate terminals 3 of the OS transistors M 1 and M 2 may be biased with respect to the source terminal 4 to V TH or more. At this time the MOS transistor M 1 or M 2 is ON and the resistor R 1 or R 2 to the potential drop in the flow of communication flow resistance R 1 or R 2 is bipolar transistor B 1 or B 2 becomes equal to or greater than V BE is ON Univ Enables current drive.
上記半導体スイッチがON駆動されている状態で端子
1,2間に0Vより上昇(或いは下降)する交流電圧が
印加された場合、ダイオードD1,D2の為に端子1、
2間の電位差がダイオードD1,D2の順電圧(以下V
FDとする)以上とならなければ半導体スイッチはONす
ることができない。この様子を第7図に示す。When an AC voltage that rises (or falls) from 0 V is applied between the terminals 1 and 2 while the semiconductor switch is ON-driven, the terminals 1 and 2 due to the diodes D 1 and D 2 .
The potential difference between the two is the forward voltage of the diodes D 1 and D 2 (hereinafter V
The semiconductor switch cannot be turned on unless it is more than FD . This state is shown in FIG.
第7図において横軸は端子1(または2)の端子2(ま
たは1)に対する電位、縦軸は端子1,2間に流れる電
流である。図中A点は第6図におけるダイオードD1或
いはD2がONとなる電圧、すなわちVFDである。A点
以下の電圧では半導体スイッチはON駆動されているに
もかかわらずOFF状態を保つ。端子1,2間の電位差
がVFDより大きくなるとダイオードD1或いはD2がO
NしMOSトランジスタM1或いはM2、抵抗R1或い
はR2を介して電流が流れはじめる。さらに電位差が大
きくなると抵抗R1或いはR2を流れる電流が増加し、
そこでの電位降下がバイポーラトランジスタB1或いは
B2のVBE以上となった時点でバイポーラトランジスタ
B1或いはB2がONする。この時点で図中のB点であ
る。よってB点はVFD+VBEとなる。A点からB点まで
の特性グラフの傾きはMOSトランジスタM1或いはM
2のオン抵抗と抵抗R1或いはR2で決まる。またB点
以降の特性はバイポーラトランジスタB1或いはB2に
依るものである。In FIG. 7, the horizontal axis represents the potential of terminal 1 (or 2) with respect to terminal 2 (or 1), and the vertical axis represents the current flowing between terminals 1 and 2. Point A in the figure is the voltage at which the diode D 1 or D 2 in FIG. 6 is turned on, that is, V FD . When the voltage is lower than the point A, the semiconductor switch maintains the OFF state even though it is driven ON. When the potential difference between the terminals 1 and 2 becomes larger than V FD , the diode D 1 or D 2 becomes O.
A current starts to flow through the MOS transistor M 1 or M 2 and the resistor R 1 or R 2 . When the potential difference further increases, the current flowing through the resistor R 1 or R 2 increases,
There potential drop in the bipolar transistor B 1 or B 2 at the time point when the bipolar transistor B 1 or B 2 of V BE above is turned ON. It is point B in the figure at this point. Therefore, point B becomes V FD + V BE . The slope of the characteristic graph from the point A to the point B is the MOS transistor M 1 or M
It is determined by the ON resistance of 2 and the resistance R 1 or R 2 . The characteristics after point B depend on the bipolar transistor B 1 or B 2 .
以上の特性をもつ第6図の半導体スイッチに交流信号を
印加した場合、半導体スイッチを通過した交流信号はV
FD以下の成分をカットされてしまい、歪,所謂,ディス
トーシヨンを生ずるという問題がある。これは第6図中
のダイオードD1,D2に依るものである。When an AC signal is applied to the semiconductor switch of FIG. 6 having the above characteristics, the AC signal passing through the semiconductor switch is V
There is a problem that components below FD are cut and distortion, so-called distortion occurs. This is due to the diodes D 1 and D 2 in FIG.
そこでこのダイオードD1,D2を除いた回路を第8図
に示す。第8図の半導体スイッチでは、ダイオード
D1,D2が無いためバイポーラトランジスタB1また
はB2に逆電圧(エミッタからコレクタへの向き)が印
加された場合、第6図における抵抗R1,R2が入って
いるとこの抵抗を通して反対側の外部出力端子に電流が
回り込むため、第8図では除かれている。Therefore, a circuit excluding the diodes D 1 and D 2 is shown in FIG. In the semiconductor switch of FIG. 8, since the diodes D 1 and D 2 are not provided, when the reverse voltage (direction from the emitter to the collector) is applied to the bipolar transistor B 1 or B 2 , the resistances R 1 and R in FIG. If 2 is included, a current will flow to the external output terminal on the opposite side through this resistor, so it is omitted in FIG.
第8図においてNチャンネル型MOSトランジスタM1
のドレイン及びソースが各々NPNバイポーラトランジ
スタB1のコレクタ及びベースに抵抗され、バイポーラ
トランジスタB1のコレクタ及びエミッタは各々外部出
力端子1,2に接続されており、Nチャンネル型MOS
トランジスタM2のドレイン及びソースが各々NPNバ
イポーラトランジスタB2のコレクタ及びベースに接続
され、バイポーラトランジスタB2のコレクタ及びベー
スが各々外部出力端子1,2に接続されている。またM
OSトランジスタM1,M2のゲート及びソースは各々
入力端子(以下端子と略記)3,4に共通接続されてい
る。In FIG. 8, N-channel type MOS transistor M 1
Drain and source of the NPN bipolar transistor B 1 are respectively connected to the collector and the base of the NPN bipolar transistor B 1 , and the collector and the emitter of the bipolar transistor B 1 are connected to the external output terminals 1 and 2, respectively.
The drain and source of the transistor M 2 are connected to the collector and base of the NPN bipolar transistor B 2 , respectively, and the collector and base of the bipolar transistor B 2 are connected to the external output terminals 1 and 2, respectively. Also M
Gates and sources of the OS transistors M 1 and M 2 are commonly connected to input terminals (hereinafter abbreviated as terminals) 3 and 4, respectively.
第8図の半導体スイッチをONさせる場合、第5図,第
6図の場合と同様端子3,4間をMOSトランジスタM
1,M2のVTH以上にバイアスする。このとき、MOS
トランジスタM1,M2はONするがそれらを流れた電
流はバイポーラトランジスタB1またはB2のベースに
入る為、MOSトランジスタM1,M2のソースに直列
接続されたバイポーラトランジスタB1またはB2のベ
ース,エミッタによつて形成されるダイオードを介して
流れることになる。故に端子1,2間の電位差がバイポ
ーラトランジスタB1またはB2のVBE以上とならなけ
れば第8図の半導体スイッチはONすることができな
い。よつてその電流−電圧特性は第7図とほぼ同様のも
のとなり、第6図の場合と同様交流信号のデイストーシ
ヨンが発生する。さらに第8図においては、耐圧はバイ
ポーラトランジスタB1及びB2のエミッタ・ベース間
電圧VEB0で決まり、あまり大きくはできない。When the semiconductor switch of FIG. 8 is turned on, the MOS transistor M is connected between the terminals 3 and 4 as in the case of FIGS.
Bias above V TH of 1 and M 2 . At this time, the MOS
Transistors M 1, M 2 since although ON entering the base of the current bipolar transistor B 1 or B 2 flowing them, MOS transistors M 1, bipolar transistor B 1 are connected in series to the source of M 2 or B 2 Will flow through the diode formed by the base and emitter of the. Therefore, the semiconductor switch shown in FIG. 8 cannot be turned on unless the potential difference between the terminals 1 and 2 becomes not less than V BE of the bipolar transistor B 1 or B 2 . Therefore, the current-voltage characteristics are almost the same as in FIG. 7, and the distortion of the AC signal is generated as in the case of FIG. Further, in FIG. 8, the withstand voltage is determined by the emitter-base voltage V EB0 of the bipolar transistors B 1 and B 2 , and cannot be increased so much.
本発明の目的は、交流信号のデイストーシヨンを防止
し、かつ高耐圧で大電流の駆動も可能とする半導体スイ
ッチを提供するにある。An object of the present invention is to provide a semiconductor switch capable of preventing distortion of an AC signal and capable of driving a large current with a high breakdown voltage.
上記目的を達成する本発明の特徴とするところは、バイ
ポーラトランジスタおよびサイリスタのいずれかと並列
にソースが基板領域に接続された第1の電界効果トラン
ジスタを接続し、バイポーラトランジスタおよびサイリ
スタのいずれかの一方の主端子と制御端子の間にソース
が基板領域に接続された第2の電界効果トランジスタを
接続してなる1対のものをバイポーラトランジスタおよ
びサイリスタのいずれかが逆直列となるように設け、バ
イポーラトランジスタおよびサイリスタのいずれかのそ
れぞれの一方の主端子を外部出力端子とし、第1,第2
の電界効果トランジスタのゲートとバイポーラトランジ
スタおよびサイリスタのいずれかのそれぞれの他方の主
端子を外部入力端子としたことにある。A feature of the present invention that achieves the above object is that a first field effect transistor whose source is connected to a substrate region is connected in parallel with either a bipolar transistor or a thyristor, and one of the bipolar transistor and the thyristor is connected. A pair of second field effect transistors whose source is connected to the substrate region is connected between the main terminal and the control terminal of the bipolar transistor and the thyristor so as to be in anti-series. One of the main terminals of the transistor and the thyristor is used as an external output terminal, and the first and second
The gate of the field effect transistor and the other main terminal of each of the bipolar transistor and the thyristor are used as external input terminals.
本発明の第1の実施例を第1図に示す。 A first embodiment of the present invention is shown in FIG.
第1図において、外部出力端子(以下端子と略記)1に
NチャンネルのMOS形電界効果トランジスタ(以下M
OSトランジスタと略記)M11,M12のドレイン及びN
PNバイポーラトランジスタB1のコレクタが共通接続
されており、MOSトランジスタM11のソースがバイポ
ーラトランジスタB1のベースに、MOSトランジスタ
M12のソースがバイポーラトランジスタB1のエミッタ
に接続されている。またバイポーラトランジスタB1の
ベース・エミッタ間には抵抗R1が接続されている。同
様に出力外部端子(以下端子と略記)2にNチャンネル
MOS形電界効果トランジスタ(以下MOSトランジス
タと略記)M21,M22のドレイン及びNPNバイポーラ
トランジスタ2のコレクタが共通接続されており、MO
SトランジスタM21及びM22のソースが各々バイポーラ
トランジスタB2のベース,エミッタに接続されてい
る。バイポーラトランジスタB2のベース・エミッタ間
にはバイポーラトランジスタB1同様抵抗R2が接続さ
れている。以上のバイポーラトランジスタB1,B2の
エミッタ及びMOSトランジスタM21,M22のソースは
外部入力端子(以下端子と略記)4に共通接続され、M
OSトランジスタM11,M12,M21,M22のゲートは外
部入力端子(以下端子と略記)3に共通接続されてい
る。また上記MOSトランジスタM11,M12,M21,M
22はすべて基板領域がソースに接続されている。In FIG. 1, an external output terminal (hereinafter abbreviated as terminal) 1 has an N-channel MOS field effect transistor (hereinafter referred to as M
Abbreviated as OS transistor) drains of M 11 and M 12 , and N
The collectors of the PN bipolar transistors B 1 are commonly connected, the source of the MOS transistor M 11 is connected to the base of the bipolar transistor B 1 , and the source of the MOS transistor M 12 is connected to the emitter of the bipolar transistor B 1 . A resistor R 1 is connected between the base and emitter of the bipolar transistor B 1 . Similarly, the drains of the N-channel MOS field effect transistors (hereinafter abbreviated as MOS transistors) M 21 and M 22 and the collector of the NPN bipolar transistor 2 are commonly connected to the output external terminal (hereinafter abbreviated as terminal) 2.
The sources of the S transistors M 21 and M 22 are connected to the base and emitter of the bipolar transistor B 2 , respectively. The between the base and emitter of the bipolar transistor B 2 bipolar transistor B 1 same resistance R 2 is connected. The emitters of the bipolar transistors B 1 and B 2 and the sources of the MOS transistors M 21 and M 22 are commonly connected to an external input terminal (hereinafter abbreviated as terminal) 4,
Gates of the OS transistors M 11 , M 12 , M 21 , and M 22 are commonly connected to an external input terminal (hereinafter abbreviated as a terminal) 3. Further, the MOS transistors M 11 , M 12 , M 21 , M
In all 22, the substrate area is connected to the source.
本半導体スイッチをONさせる場合は、端子3を端子4
に対し正電位方向にバイアスする。MOSトランジスタ
M12及びM22についてみると端子3が端子4に対ししき
い値電圧(以下VTHとする)以上になるとONすること
ができる。しかし、MOSトランジスタM11,M12につ
いてみると各々のソースにはバイポーラトランジスタB
1及びB2のベースが接続されており端子4はバイポー
ラトランジスタ1,B2のエミッタに接続しているた
め、MOSトランジスタM11のバイポーラトランジスタ
B1或いはM21とB2が同時にON状態となるには端子
3が端子4に対してVth+VBE以上にバイアスされなけ
ればならない。ここでVBEはバイポーラトランジスタB
1,B2のベース・エミッタ間のビルテイング電圧であ
る。When turning on this semiconductor switch, connect terminal 3 to terminal 4.
With respect to the positive potential direction. As for the MOS transistors M 12 and M 22 , it can be turned on when the terminal 3 becomes higher than the threshold voltage (hereinafter V TH ) with respect to the terminal 4. However, regarding the MOS transistors M 11 and M 12 , each source has a bipolar transistor B.
Since the bases of 1 and B 2 are connected and the terminal 4 is connected to the emitters of the bipolar transistors 1 and B 2 , it is necessary to turn ON the bipolar transistors B 1 or M 21 and B 2 of the MOS transistor M 11 at the same time. Terminal 3 must be biased with respect to terminal 4 above V th + V BE . Where V BE is a bipolar transistor B
1 and B 2 are building voltages between the base and the emitter.
端子3,4の間に、上記半導体スイッチをONさせるに
充分なVth+VBE以上の電圧を印加した状態において端
子1,2間に0Vより上昇(或いは下降)する交流電圧
が印加された場合の電流−電圧特性を第2図に示す。第
2図において横軸は端子1(または2)の端子2(また
は1)に対する電位、縦軸は端子1,2間に流れる電流
である。When an AC voltage that rises (or falls) from 0 V is applied between terminals 1 and 2 while a voltage of V th + V BE or more sufficient to turn on the semiconductor switch is applied between terminals 3 and 4. FIG. 2 shows the current-voltage characteristics of the above. In FIG. 2, the horizontal axis represents the potential of terminal 1 (or 2) with respect to terminal 2 (or 1), and the vertical axis represents the current flowing between terminals 1 and 2.
第2図は変曲点Aをもつが、このA点以下の電位領域で
は第1図におけるMOSトランジスタM12,M22が動作
している。これを第3図,第4図にて説明する。Although FIG. 2 has an inflection point A, the MOS transistors M 12 and M 22 in FIG. 1 operate in the potential region below this point A. This will be described with reference to FIGS. 3 and 4.
第3図は第1図におけるMOSトランジスタM12,M22
部を抜き出したものであり、MOSトランジスタM12及
びM22のドレインが各々端子1及び2に接続され、両M
OSトランジスタM12,M22のゲート及びソースが各々
端子3及び4に接続されており、二つのMOSトランジ
スタM12,M22が逆直列に接続された形となつている。
また両MOSトランジスタM12,M22の基板領域はソー
スに接続されている。FIG. 3 shows the MOS transistors M 12 , M 22 in FIG.
The drains of the MOS transistors M 12 and M 22 are connected to terminals 1 and 2, respectively, and
The gates and sources of the OS transistors M 12 , M 22 are connected to the terminals 3 and 4, respectively, and the two MOS transistors M 12 , M 22 are connected in anti-series.
The substrate regions of both MOS transistors M 12 and M 22 are connected to the sources.
第4図は第3図の回路を半導体スイツチとして製作した
場合の半導体基板の断面図である。FIG. 4 is a sectional view of a semiconductor substrate when the circuit of FIG. 3 is manufactured as a semiconductor switch.
第4図において、7,8がMOSトランジスタM12,M
22のドレイン、9,10がソース、5,6がゲート、1
1,12がP形基板領域となつている。In FIG. 4, 7 and 8 are MOS transistors M 12 , M
22 drains, 9 and 10 sources, 5 and 6 gates, 1
Reference numerals 1 and 12 are P-type substrate regions.
端子3,4間がVth以上にバイアスされMOSトランジ
スタM12,M22がON駆動されている状態で、端子1,
2間の電位差が0Vより上昇した場合の動作について以
下説明する。With the terminals 3 and 4 biased to V th or more and the MOS transistors M 12 and M 22 being ON-driven,
The operation when the potential difference between the two exceeds 0 V will be described below.
いま端子1の電位が端子2に対して0Vより正側に上昇
した場合を考える。このときMOSトランジスタM12,
M22のゲート・ソース間はVth以上にバイアスされてい
る為MOSトランジスタM12,M22は共にON状態にあ
り、端子1の電位上昇に伴つてMOSトランジスタ
M12,M22に電流が流れ始める。これが第2図における
0VかA点までの領域であり、電流−電圧の傾きはMO
SトランジスタM12,M22のオン抵抗によつて決まって
いる。さらに端子1の電位が上昇すると電流の増加に伴
なってMOSトランジスタM12,M22のソース・ドレイ
ン間電圧(以下でVDSとする)が増大する。ここで各M
OSトランジスタM12,M22の基板領域はソースに接続
されている為第4図からもわかる様にソース・ドレイン
と並列にダイオードが形成された形となり、基板領域1
1,12ダイオードのアノード、ドレイン7,8がカソ
ードとなつている。その為MOSトランジスタM22のV
DSが上昇し前記ダイオードの順電圧(以下VFDとする)
以上になると、このダイオードが動作し見かけた上MO
SトランジスタM22のオン抵抗を低下させる。これが第
2図における変曲点Aである。このときMOSトランジ
スタM12,M22に流れる電流は同じであるからMOSト
ランジスタM12のVDSもMOSトランジスタM22と同程
度になつており、故に第2図に変曲点Aにおける出力端
子電位は2×VFDとなる。以上は端子1の電位が出力端
子2に対して正に上昇する場合を考えたが、逆の電圧印
加に対してもMOSトランジスタM12,M22が対称に構
成されているため、上記と同様の動作となる。ただしそ
の場合はMOSトランジスタM12側の内蔵ダイオードが
動作する。Now, consider the case where the potential of the terminal 1 rises from 0 V to the positive side with respect to the terminal 2. At this time, the MOS transistor M 12 ,
Since the gate-source of M 22 is biased to V th or more, both MOS transistors M 12 and M 22 are in the ON state, and a current flows through MOS transistors M 12 and M 22 as the potential of terminal 1 rises. start. This is the region from 0 V to point A in FIG. 2, and the slope of the current-voltage is MO
It is determined by the ON resistance of the S transistors M 12 and M 22 . When the potential of the terminal 1 further rises, the source-drain voltage (hereinafter referred to as V DS ) of the MOS transistors M 12 and M 22 increases as the current increases. Where each M
Since the substrate regions of the OS transistors M 12 and M 22 are connected to the sources, a diode is formed in parallel with the source / drain as shown in FIG.
The anodes of the 1 and 12 diodes and the drains 7 and 8 are the cathodes. Therefore, V of MOS transistor M 22
Forward voltage of the diode (hereinafter referred to as V FD ) increases due to increase in DS
When it is above, this diode works and it looks like MO
The on resistance of the S transistor M 22 is reduced. This is the inflection point A in FIG. At this time, since the currents flowing through the MOS transistors M 12 and M 22 are the same, the V DS of the MOS transistor M 12 is about the same as that of the MOS transistor M 22. Therefore, the output terminal potential at the inflection point A is shown in FIG. Is 2 × V FD . Although the case where the potential of the terminal 1 rises positively with respect to the output terminal 2 has been considered above, the MOS transistors M 12 and M 22 are configured symmetrically even when a reverse voltage is applied. It becomes the operation of. However, in that case, the built-in diode on the MOS transistor M 12 side operates.
次に第2図におけるA点以降の領域について以下に説明
する。Next, the area after point A in FIG. 2 will be described.
第1図において、バイポーラトランジスタB1,B2の
ベース・エミッタ間のビルティング電圧をVBEとする
と、第5図及び第6図等で説明した様にバイポーラトラ
ンジスタB1,B2がONするためにはそのコレクタ・
エミッタ間電圧がVBE以上でなければならない。いまV
BE≒VFD(前記MOSトランジスタM12或いはM22の基
板領域−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの順電
圧)とすると、第2図のA点ではMOSトランジスタM
12,M22が共にVFDになつている為バイポーラトランジ
スタB1或いはB2のコレクタ・エミッタ間もVFDにバ
イアスされ、バイポーラトランジスタB1或いはB2は
動作可能となる。故に第2図のA点以降ではバイポーラ
トランジスタB1とMOSトランジスタM12、またはB
2とM22が同時にONしている。バイポーラトランジス
タB1,B2はMOSトランジスタM12,M22に比べ電
流駆動能力が大きいためA点以降の特性はほとんどバイ
ポーラトランジスタB1またはB2により決まる。また
以上の領域では、バイポーラトランジスタB1、MOS
トランジスタM12がONのときはMOSトランジスタM
22の、或いはB2,M22がONのときはM12の内蔵ダイ
オードを介して電流が流れる。In FIG. 1 , when the building voltage between the base and emitter of the bipolar transistors B 1 and B 2 is V BE , the bipolar transistors B 1 and B 2 are turned on as described with reference to FIGS. 5 and 6. For that collector
The emitter-to-emitter voltage must be V BE or higher. Now V
If BE ≈ V FD (forward voltage of the built-in diode formed between the substrate region and the drain of the MOS transistor M 12 or M 22 ), at point A in FIG.
12, M 22 are both between for the collector and emitter of the bipolar transistor B 1 or B 2 is decreased to V FD is also biased to V FD, bipolar transistor B 1 or B 2 becomes operable. Therefore, after the point A in FIG. 2, the bipolar transistor B 1 and the MOS transistor M 12 , or B
2 and M 22 are ON at the same time. Since the bipolar transistors B 1 and B 2 have a larger current driving capability than the MOS transistors M 12 and M 22 , the characteristics after the point A are almost determined by the bipolar transistor B 1 or B 2 . In the above region, the bipolar transistor B 1 and the MOS
MOS transistor M when transistor M 12 is ON
When 22 or B 2 and M 22 are ON, a current flows through the built-in diode of M 12 .
以上、本発明の第1の実施例によれば、第2図に示され
る如く印加電圧が0V付近でも電流を流すことができる
ため、0Vを通過する交流信号に対してもディストーシ
ヨンを防止することができ、またバイポーラトランジス
タを内蔵していることより大電流の駆動を可能としてい
る。As described above, according to the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 2, the current can flow even when the applied voltage is near 0V, so that the distortion is prevented even for the AC signal passing through 0V. It is possible to drive a large current because it has a built-in bipolar transistor.
さて、各トランジスタB1,B2,M11,M12,M21,
M22の電圧防止についてみると、バイポーラトランジス
タB1,B2のコレクタ・ベース間は高耐圧を有し、ベ
ース・エミッタ間は低耐圧である。MOSトランジスタ
M11,M12,M21,M22の基板領域とドレイン間は高耐
圧を有するが、基板領域とソース間は耐圧がない。Now, the transistors B 1 , B 2 , M 11 , M 12 , M 21 ,
Regarding prevention of the voltage of M 22 , the bipolar transistors B 1 and B 2 have a high breakdown voltage between the collector and the base and a low breakdown voltage between the base and the emitter. The MOS transistors M 11 , M 12 , M 21 , and M 22 have a high breakdown voltage between the substrate region and the drain, but no breakdown voltage between the substrate region and the source.
ここで、端子3、4間に入力がなく、端子2に対し、端
子1が正となる電圧が印加された状態では、電圧の殆ど
をバイポーラトランジスタB1とMOSトランジスタM
11,M12で負担する。また、端子1に対し端子2が正と
なる電圧が印加されると、バイポーラトランジスタB2
とMOSトランジスタM21,M22で電圧の殆どを負担
し、端子1,2のいずれに電圧が印加されても、高電圧
を維持することができる。端子3,4間に入力が無い時
の特性を第2図に点線にて示す。降伏を起す変曲点Bは
バイポーラトランジスタB1,B2、MOSトランジス
タM11,M12,M21,M22のいずれかのアンバランシエ
電圧で決まる。Here, when there is no input between the terminals 3 and 4 and a voltage with which the terminal 1 is positive is applied to the terminal 2, most of the voltage is applied to the bipolar transistor B 1 and the MOS transistor M.
11 and M 12 will be paid. Further, when a voltage that makes the terminal 2 positive is applied to the terminal 1, the bipolar transistor B 2
The MOS transistors M 21 and M 22 bear most of the voltage, and a high voltage can be maintained regardless of whether the voltage is applied to the terminals 1 or 2. The characteristic when there is no input between terminals 3 and 4 is shown by the dotted line in FIG. The inflection point B that causes breakdown is determined by the avalanche voltage of any one of the bipolar transistors B 1 and B 2 and the MOS transistors M 11 , M 12 , M 21 and M 22 .
第9図に本発明の第2の実施例を示す。FIG. 9 shows a second embodiment of the present invention.
本実施例は前記第1の実施例におけるバイポーラトラン
ジスタB1,B2をサイリスタS1,S2に置き換え、
大電流駆動能力をさらに向上させたものである。第9図
において端子1にMOSトランジスタM11,M12のドレ
イン及びサイリスタS1のアノードが共通接続されてお
り、MOSトランジスタM11のソースがサイリスタS1
のカソードゲート(以下ゲートと略記)に、MOSトラ
ンジスタM12のソースがサイリスタS11のカソードに接
続されている。またサイリスタS1のゲート、カソード
間には抵抗R1が接続されている。同様に、端子2にM
OSトランジスタM21,M22のドレイン及びサイリスタ
S2のアノードが共通接続されており、MOSトランジ
スタM21及びM22のソースが各々サイリスタS2のゲー
ト、カソードに接続されている。サイリスタS2のゲー
ト、カソード間にはサイリスタS1同様抵抗R2が接続
されている。以上のサイリスタS1,S2のカソード及
びMOSトランジスタM12,M22のソースは端子4に共
通接続され、MOSトランジスタM11,M12,M21,M
22のゲートは端子3に共通接続されている。また上記M
OSトランジスタM11,M12,M21,M22はすべて基板
領域がソースに接続されている。In this embodiment, the bipolar transistors B 1 and B 2 in the first embodiment are replaced with thyristors S 1 and S 2 ,
This is a further improvement of the large current drive capability. In FIG. 9, the drains of the MOS transistors M 11 and M 12 and the anode of the thyristor S 1 are commonly connected to the terminal 1, and the source of the MOS transistor M 11 is the thyristor S 1.
A cathode gate (hereinafter gates hereinafter), the source of the MOS transistor M 12 is connected to the cathode of the thyristor S 11. A resistor R 1 is connected between the gate and cathode of the thyristor S 1 . Similarly, M at terminal 2
OS transistor M 21, the anode of the drain and thyristor S 2 of M 22 are commonly connected, the sources of the MOS transistors M 21 and M 22 are connected to each gate of the thyristor S 2, the cathode. A resistor R 2 is connected between the gate and cathode of the thyristor S 2 , like the thyristor S 1 . The cathodes of the thyristors S 1 and S 2 and the sources of the MOS transistors M 12 and M 22 are commonly connected to the terminal 4, and the MOS transistors M 11 , M 12 , M 21 and M 22 are connected.
The gates of 22 are commonly connected to terminal 3. Also above M
The substrate regions of all the OS transistors M 11 , M 12 , M 21 , and M 22 are connected to their sources.
第9図の実施例は前記の如くサイリスタを用いる事に依
り電流駆動能力を向上したものであり、その動作及び特
性は第1図の場合と同様であり同様な効果が得られる。
ただしサイリスタを使用しているため、半導体スイッチ
のOFFは印加電圧を0V或いはサイリスタS1,S2
を逆バイアスすることにより、サイリスタS1,S2に
流れる電流をサイリスタS1,S2の保持電流以下とし
てサイリスタS1,S2をOFFしなければならない。The embodiment shown in FIG. 9 improves the current driving capability by using the thyristor as described above. Its operation and characteristics are the same as those in the case of FIG. 1, and the same effect can be obtained.
However, since a thyristor is used, turning off the semiconductor switch requires that the applied voltage be 0 V or the thyristor S 1 , S 2
By reverse-biasing the thyristors S 1 and S 2 so that the current flowing through the thyristors S 1 and S 2 is equal to or less than the holding current of the thyristors S 1 and S 2 .
本発明によれば、0V付近の微小な信号でも通過させる
とができ交流信号のデイストーシヨンを防止でき、また
バイポーラ素子トランジスタあるいはサイリスタを内蔵
していることにより駆動電流を大きくとることができ、
高耐圧の半導体スイッチを得ることができる。According to the present invention, even a minute signal near 0 V can be passed, distortion of an AC signal can be prevented, and a large drive current can be obtained by incorporating a bipolar element transistor or a thyristor.
A high voltage semiconductor switch can be obtained.
第1図は本発明半導体スイッチの一実施例を示す回路
図、第2図は第1図の半導体スイッチの特性図、第3図
は第1図の半導体スイッチの一部を抜き出した回路図、
第4図は第3図の回路を具体化した時の半導体基板の概
略断面図、第5図,第6図は従来の半導体スイッチの回
路図、第7図は第6図の半導体スイッチの特性図、第8
図は従来の他の半導体スイッチの回路図、第9図は本発
明の他の一実施例を示す回路図である。 1〜4……端子、B1,B2……バイポーラトランジス
タ、M11,M12,M21,M22……MOSトランジスタ、
S1,S2……サイリスタ、R1,R2……抵抗。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the semiconductor switch of the present invention, FIG. 2 is a characteristic diagram of the semiconductor switch of FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit diagram showing a part of the semiconductor switch of FIG.
FIG. 4 is a schematic sectional view of a semiconductor substrate when the circuit of FIG. 3 is embodied, FIGS. 5 and 6 are circuit diagrams of a conventional semiconductor switch, and FIG. 7 is a characteristic of the semiconductor switch of FIG. Figure, 8th
FIG. 9 is a circuit diagram of another conventional semiconductor switch, and FIG. 9 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. 1 to 4 ... terminals, B 1 , B 2 ... bipolar transistors, M 11 , M 12 , M 21 , M 22 ... MOS transistors,
S 1 , S 2 ... Thyristor, R 1 , R 2 ... Resistor.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 苅谷 忠昭 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 大久保 栄俊 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 川本 幸司 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 青木 茂 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Tadaaki Kariya 3-1-1, Saiwaicho, Hitachi-shi, Ibaraki Hitachi Ltd. Hitachi factory (72) Inventor Eitoshi Okubo 3-chome, Saiwaicho, Hitachi, Ibaraki No. 1 Hitachi Ltd., Hitachi Works (72) Inventor Koji Kawamoto 3-1-1, Saiwaicho, Hitachi City, Ibaraki Hitachi Ltd. (72) Inventor, Shigeru Aoki Shigeru Aoki, Ibaraki Prefecture 3-1-1, Machi, Hitachi Ltd. Hitachi factory
Claims (1)
と並列にソースが基板領域に接続された第1の電界効果
トランジスタを接続し、バイポーラトランジスタのコレ
クタとベースの間あるいはサイリスタのアノードとゲー
トの間にソースが基板領域に接続された第2の電界効果
トランジスタを接続し、バイポーラトランジスタのベー
スとエミッタの間あるいはサイリスタのゲートとカソー
ドの間に抵抗を接続してなる一対のものをバイポーラト
ランジスタまたはサイリスタが逆直列となるように設
け、逆直列に接続される各バイポーラトランジスタのコ
レクタまたは各サイリスタのアノードを外部出力端子と
し、第1,第2の電界効果トランジスタのゲートと各バ
イポーラトランジスタのエミッタまたは各サイリスタの
カソードを外部入力端子としたことを特徴とする半導体
スイッチ。1. A first field effect transistor whose source is connected to a substrate region is connected in parallel with a bipolar transistor or thyristor, and the source is the substrate between the collector and base of the bipolar transistor or between the anode and gate of the thyristor. A second field effect transistor connected to the region is connected, and a resistor is connected between the base and the emitter of the bipolar transistor or between the gate and the cathode of the thyristor. And the collector of each bipolar transistor or the anode of each thyristor connected in anti-series is used as an external output terminal, and the gates of the first and second field effect transistors and the emitter of each bipolar transistor or the cathode of each thyristor are connected. External input Semiconductor switches, characterized in that a child.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59252703A JPH0630440B2 (en) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | Semiconductor switch |
Applications Claiming Priority (1)
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JP59252703A JPH0630440B2 (en) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | Semiconductor switch |
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JPS61131616A JPS61131616A (en) | 1986-06-19 |
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ID=17241074
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
JP59252703A Expired - Lifetime JPH0630440B2 (en) | 1984-11-29 | 1984-11-29 | Semiconductor switch |
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Families Citing this family (3)
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JP2009081969A (en) * | 2007-09-27 | 2009-04-16 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Bidirectional switch |
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1984
- 1984-11-29 JP JP59252703A patent/JPH0630440B2/en not_active Expired - Lifetime
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