JPH0626331B2 - 信号処理方式 - Google Patents

信号処理方式

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JPH0626331B2
JPH0626331B2 JP62009199A JP919987A JPH0626331B2 JP H0626331 B2 JPH0626331 B2 JP H0626331B2 JP 62009199 A JP62009199 A JP 62009199A JP 919987 A JP919987 A JP 919987A JP H0626331 B2 JPH0626331 B2 JP H0626331B2
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signal
burst
amplitude
frequency
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/14—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by heterodyning; by beat-frequency comparison
    • G01R23/145—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by heterodyning; by beat-frequency comparison by heterodyning or by beat-frequency comparison with the harmonic of an oscillator
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
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  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は一般にネットワークにおける信号処理、特に
ネットワークに割当てられた帯域幅全体にわたるネット
ワークの振幅および遅延応答特性を高速かつ正確に測定
するための技術に関するものである。
〔従来の技術〕
ネットワークの振幅および遅延応答の正確な評価を提供
することはしばしば望ましいことである。ここで使用さ
れるネットワークという用語は、入力信号を与えると何
らかの作用を行って出力信号を提供するすべての物を含
むように広義で使用する。従って、この用語は、信号処
理回路、信号リンク、またはそれを介して信号が伝送さ
れる信号路を含み、また１つまたは複数の回路と１つま
たは複数の信号リンクとの組合わせも含む。
この発明が有効的に使用されるネットワークの特定な例
についてこの発明を記載することにより理解が容易にな
るであろう。このような例の１つは時分割多重アクセス
（ＴＤＭＡ）通信方式である。このようなＴＤＭＡ方式
の遅延および振幅応答の測定は、例えば、ＴＤＭＡ衛星
通信方式についてしばしば行われる。このような方式
は、通常３つの主要な構成要素、即ち送信（アップリン
ク）地球局、衛星および受信（ダウンリンク）地球局か
ら構成される。測定されるべきＴＤＭＡ方式はこれらの
３つの主要な構成要素から成る。更に、地球局は通常全
二重トラヒック局、即ち異なる周波数で同時に送受信す
る局として作動するので、この方式は両方向で測定する
必要がある。
遅延および振幅特性は特定の帯域幅にわたって測定する
ことが必要である。例えば、国際電気通信衛星機構（イ
ンテルサット）によって運営されかつアール・ジエー・
コルビー、アール・パーササーラジー、デイ・ダブリュ
・プロウズ著の論文「インテルサットＴＤＭＡ／ＤＳＩ
方式におけるテスト技術入門」(R.J.Colby,R.Parthasar
athy,and D.W.Prouse,“An Introduction to Testing T
echniques in the INTELSAT TDMA/DSI System,”Intern
ational Journal of Satellite Communications,Vol.2,
No.13,July-September 1984,第145頁−第159頁）で記載
されているＴＤＭＡ衛星において、このような帯域帯は
８０MHzである。
上の論文は、測定装置を「バーストモードリンク分析器
（ＢＭＬＡ）」と呼ぶことを提案し、いわゆる「レー
ダ」方式を用いてＴＤＭＡチャネルを測定することを勧
めている。このようなレーダ方式においては、送信地球
局（「ＢＭＬＡ」送信機）の信号発生器は、さらに以下
に詳述されるように、信号フレーム内の指定されたタイ
ムスロットにプローブ信号の短いバーストを発生する。
コルビー他の論文のプローブ信号では、帯域中心周波数
搬送波の短いパルス信号の後にオフセットパルス信号の
短いバーストを発生する。オフセット信号の周波数は、
全ＴＤＭＡ方式の帯域幅を測定するため、バースト毎あ
るいは複数のバーストにわたって段階的かつ系統的に変
更される。
レーダ方式においては、ＢＭＬＡ分析器は帯域の中心パ
ルスの到達時間（ＴＯＡ）と他の周波数パルスの到達時
間とを比較してその時間差を求め、システム帯域に対す
る各周波数の群遅延を測定する。また、各周波数差にお
けるパルスのレベルを検出し、この各レベルと帯域中心
パルスのレベルとを比較することによって振幅特性を測
定する。処理データは受信局によってトラヒックチャネ
ルとは別のサービスチャネルを介して送信局に送られ
る。
ピー・マホニー著の論文「インテルサットＴＤＭＡバー
ストモードリンク分析器」(P.Mahoney,“The INTELSAT
TDMA Burst Mode Link Analyzer,”International Jour
nal of Satellite Communications,Vol.3,Numbers 1 an
d 2,January-June 1985,第171頁〜第177頁）は、インテ
ルサットのためのＢＭＬＡ分析器を製作するための試案
を一般的に述べ、振幅および遅延測定を実現するレーダ
方式の具体的技術を提案している。この論文の提案する
プローブ波形は、３つのサブバーストを含む。即ち、帯
域の中心周波数の基準サブバーストと、これに対して対
称的周波数に配置された２つの後続サブバーストを含む
波形である。振幅の相対的な大きさは、３つのサブバー
ストの各々の振幅を測定し、帯域の中心周波数の振幅と
他の振幅測定値の比を算出することによって求められ
る。３つのサブバーストの各々の遅延は局部基準に関し
て測定される。さらに、帯域の中心周波数バーストの到
達時間を、他の２つのサブバーストの到達時間から減算
することにより中心周波数サブバーストを基準とする他
の２つのサブバーストの群遅延を算出する。
〔発明が解決しようとする課題〕
上の２論文は、一般的な目標を記載している。即ち、振
幅および群遅延測定をできるかぎり迅速かつ比較的高精
度で行うという目標を記載している。しかしこのような
目標を達成するための具体的方式を開示してはいない。
この発明は、このような目標を達成するため、測定を比
較的高速にかつ正確に得る具体的な技術を提供すること
を目的とする。
〔課題を解決するための手段〕
この発明にかかる信号処理方式は、動作帯域幅にわたっ
てネットワークの振幅応答および遅延応答を測定するた
めの信号処理方式において、 ネットワークに複数のサブバースト信号を提供するため
のサブバースト信号発生手段であって、前記複数のサブ
バースト信号は、各々、抑圧搬送波振幅変調信号からな
り、搬送波周波数が前記ネットワークの動作帯域幅内に
あり、複数のサブバースト信号の内の１つは基準サブバ
ースト信号として使用できるサブバースト信号発生手段
と、 前記サブバースト信号を前記ネットワークから受信する
ための受信手段と、 を備え、 前記受信手段が、 各受信サブバースト信号に応答し、それぞれ同相および
直角成分を有する複合受信サブバースト信号を提供する
手段と、 前記複合受信サブバースト信号の同相および直角成分に
応答し、同相および直角成分整合フィルタ出力を提供す
る整合フィルタ手段と、 前記同相および直角成分整合フィルタ出力に応答し、前
記ネットワークの動作帯域幅にわたる前記サブバースト
信号のサブバースト信号搬送波周波数における前記ネッ
トワークの振幅および遅延応答を決定する振幅遅延応答
決定手段であって、各サブバースト信号の同相および直
角成分整合フィルタ出力のピーク振幅値を測定し、前記
ピーク振幅値の発生から固定周波数クロック信号の少な
くとも１つの所定零交叉までの間の遅延値を測定し、前
記基準サブバースト信号を基準にして各サブバースト信
号の振幅および遅延値を決定する振幅遅延応答決定手段
と、 を備えることを特徴とする信号処理方式である。
〔実施例〕
第１図はこの発明の１実施例をＴＤＭＡ通信方式ネット
ワークに適用した例を示す。衛星通信システム１０は、
第１の地球局１１、衛星１２および第２の地球局１３を
含む。例えば地球局１１は、アップリンクトラヒックチ
ャネル１４を介して通信信号を衛星１２に供給する。衛
星１２はダウンリンクトラヒックチャネル１５を介して
地球局１３（受信地球局）に通信信号を供給する。処理
後の測定データは、二重サービスチャネルリンク１６を
介して地球局１３から衛星１２に供給され、さらに二重
サービスチャネル１７を介して第１の地球局１１に供給
される。なお、これらのサービスチャネルは、地球局に
他のサービス情報を供給するのにも利用できる。ＢＭＬ
Ａリンク分析器１８は地球局１１とともに動作し、ＢＭ
ＬＡリンク分析器１９は地球局１３とともに動作する。
ＢＭＬＡリンク分析器の動作については以下に詳細に説
明する。
第１Ａ図は、通信トラヒック（情報）を伝送するための
複数のメッセージトラヒックタイムスロット２１を有す
る全メッセージフレーム２０を示し、フレーム２０は１
個または複数のプローブタイムスロット２２を含む。こ
のプローブタイムスロット２２においては、プローブ信
号が振幅および遅延を測定するために伝送される。
第２図に示されるように、この発明で使用する典型的な
プローブ信号波形は、中心帯域周波数Ｃの第１のサブ
バースト２５と、中心周波数から±ＮΔだけずれてい
る他の２つの後続サブバースト２６および２７を備えて
いる。ここで、ＣおよびΔはヘルツ(Hz)で表現さ
れ、Ｎは１，２，３…等である。好ましい実施例におい
て、３つの各サブバーストはＴ秒の継続期間を有する。
プローブ波形における各サブバーストの波形s(t)は一般
に次式のように表現される。
ｓ（ｔ）＝ａ sin（ωＣｔ＋ψ）sin（ωｐｔ） （１） ここで、ωＣは、サブバーストの搬送波角周波数（ラジ
アン／秒）であり、測定帯域幅の全域にわたって各プロ
ーブ信号に対して段階的に変更される。また、ωｐは変
調角周波数（ラジアン／秒）であり、ωＣよりずっと小
さな値を有する。ａは伝送搬送波振幅（ボルト）であ
り、ψはランダム移相（ラジアン）である。
上記のs(t)に対する式は、抑圧搬送波振幅変調波形を表
している。プローブ信号の３つのサブバーストの搬送波
周波数はそれぞれ、選択帯域中心周波数Ｃ、Ｃ＋Ｎ
Δ、Ｃ−ＮΔである。このような３周波数の選択
は、周波数において均衡しており、多くの地球局の要求
を満足している。
さらに、サブバーストは角周波数ωｐの変調波形の多数
のサイクルからなるので、サブバーストのスペクトルは
実質的に測定周波数範囲内に含まれる。これは、多くの
衛星方式に対して要求されるように、隣接チャネル干渉
の可能性を最小限に抑えるものである。
第３図は各サブバーストの処理を示すブロック図であ
り、受信プローブ信号をr(t)で示す。受信信号r(t)は次
の式で表される。
ｒ（ｔ）＝Ａ sin（ωＣｔ−τｄ＋ψ） （２） sin（ωｐｔ−τｄ）＋ｎ（ｔ） ここで、Ａは受信搬送波振幅（ボルト）である。τｄは
サブバースト中心角周波数ωＣにおける遅延である。n
(t)は受信信号の白色ガウス雑音成分である。
この発明の実施例によれば、変調周波数ωＰは次のよう
な条件を満たすように選択される。即ち、サブバースト
中心周波数からのずれΔに比べ側波帯が搬送波周波数
に近接し、かつ各サブバースト内のサイクル数をある程
度十分にとれるように選択される。また各サブバースト
の継続期間Ｔを増大することにより測定の信号対雑音比
を改善することができる。パラメータωｐとＴの選択は
各システムに応じて行うべきものである。
この発明の好ましい実施例においては、別々の局部発振
器を用い、所望周波数の３つのサブバーストの各々を送
信局で発生する。これらの局部発振器は各所望のサブバ
ースト周波数に同調される。一方、受信機の局部発振器
の周波数は同様に別々の値に調整されており、信号処理
において周波数ωｃを考慮する必要を取り除く。この発
明の実施例においては、例えば、側サブバースト（すな
わち、Ｃ±ＮΔ）のサブバースト周波数を発生する
ための局部発振器は、各周波数におけるいくつかの測定
値の平均値を算出した後、自動同調周波数合成器によっ
てΔのステップで自動的に変更される。従って、一方
のサブバーストは、周波数Ｃ＋Δ，Ｃ＋２Δ，
Ｃ＋３Δ…等を有する。またもう一方のサブバース
トは、周波数Ｃ−Δ，Ｃ−２Δ，Ｃ−３Δ
…等を有する。
第３図において、受信サブバースト信号r(t)は、搬送波
周波数ωＣの局部発振器のそれぞれ正弦および余弦成分
を用いて、混合器３０および３１によって復調される。
理想的には、もし受信サブバースト搬送波周波数のラン
ダム移相角が既知ならば、受信機の局部発振器は受信サ
ブバースト信号の各々と同相になるように調整すること
ができる。こうすれば同相成分ＶＩを最大化にし、直角
成分を最小化できる。即ち、直角成分は雑音のほかはい
かなる信号も実質的に含まなくなり、全信号はＶＩに実
質的に含まれることになるので、ＶＱを処理する必要は
なくなり、１つの受信チャネルだけで十分となる。しか
し、この発明のシステムにおいては、受信サブバースト
信号のランダム移相は分からないので、このような比較
的簡単な処理技術を使用することはできない。しかし、
波形そのものは、ランダム移相を除いて、既知である。
従って、受信信号の同相成分（Ｉ）および直角成分
（Ｑ）の両方を処理し、これらから整合フィルタリング
と時間サンプリングによって得られる処理データを結合
することによってほぼ同等な結果が得られる。
これは具体的には次のように行われる。ローパスフィル
タ３２および３３を介して復調処理から得られる角周波
数ωｐのＩ復調およびＱ復調正弦波ＶＩおよびＶＱは、
角周波数ωｐに同調されている２つのバンドパス整合フ
ィルタ３４および３５によって積分される。この場合、
３個の別々の整合フィルタ対を使用し、各サブバースト
を処理しても良い。これらのフィルタは当業者には周知
のようにサブバーストの各々と動作するように適当にタ
イミングを調整する（たとえば「オン」および「オフ」
モードを適当に制御することによる）。理想的な整合フ
ィルタのインパルス応答は次式によって与えられる。
ここで、Ｔはサブバースト波形継続期間である。雑音の
ない受信サブバーストによって励振されたとき、各整合
フィルタの出力は周波数ωｐの正弦波であり、ｔ＜Ｔに
対しては直線的に増加するランプ（傾斜）によって振幅
変調され、またｔ＞Ｔに対しては直線的に減少するラン
プによって振幅変調される。即ち整合フィルタ出力のＩ
およびＱ成分は次の式によって与えられる。
ここで、ＮI(t)およびＮQ(t)は独立した白色ガウス雑音
部分である。
サブバーストの各々に対するＹＩおよびＹＱのピーク振
幅は、ＩおよびＱ成分のディジタル化したピーク振幅値
を提供するため、Ａ／Ｄ変換器３７および３８を駆動す
るサンプル・ホールド回路３６によって期間Ｔの終了後
サンプルされる。この測定の精度は、信号対雑音比、タ
イミング精度およびサンプリングされた振幅を測定する
ために使用されるＡ／Ｄ変換器の量子化雑音によって決
定される。
３つのサブバーストに対するサンプルタイミングは第１
のサブバーストのＹＩまたはＹＱのうちの大きいものの
零交叉から決定されるものであり、たとえば第４図に示
した技術によって第３図の時間測定回路３９により決定
される。第４図に示されているように、受信サブバース
ト信号の成分４０（Ｉ成分またはＱ成分のいずれか一
方）はＴ秒の継続時間を有する。整合フィルタ出力４３
のピーク振幅４２はサブバーストの終り（整合フィルタ
そのものの遅延は無視する）、即ち時間Ｔで生じる。こ
の時間関係は点線４４で示されている。次にこのピーク
振幅に後続する整合フィルタ出力４３の最初の零交叉で
ランプ信号４５開始信号が発生される。この零交叉点の
検出は周知の零交叉検出器回路によって行われる。この
ような零交叉とランプ信号４５の開始の時間関係は点線
４７によって示されている。ランプ信号４５は、たとえ
ばωｐの周波数を有する局部基準の同一傾斜の後続零交
叉（図示例では正の同一傾斜を有する零交叉４８）で終
了する。この場合、ランプ信号４５の高さＡが測定すべ
き時間に対応する。第４図に記載された技術は公知であ
り、必要とされる零交叉を決定しランプ信号を発生する
ための適当な回路を用い、零交叉の時にランプ信号振幅
を決定するため適当な局部基準クロック信号を使用する
ことができる。各サブバーストの同相および直角成分に
対するこのような時間測定は第３図に示すように行わ
れ、Ａ／Ｄ変換器４９ないし５０でディジタル値に交換
されるものであり、各サブバースト成分に対して時間測
定値ＴＩまたはＴＱを供給する。
これらの時間測定値は、各成分のピーク振幅測定値とと
もに処理装置５１に供給されるが、これについては後に
詳述する。
第４図の局部基準クロック信号はサブバースト変調周波
数ωｐの周波数と実質的に同じ周波数を有するように描
かれているが、変調周波数より高い局部基準クロック信
号周波数を用いることにより精度を上げることができ
る。次のその詳細な説明を第５図を参照して行う。
第５図において、３つのサブバーストの各々に対するラ
ンプ信号振幅の決定は、基準サブバーストとして使用さ
れる中心周波数Ｃのサブバースト２５と、周波数Ｃ
±Δのサブバースト２６および２７に関して描かれて
いる。便宜上、図では３つのサブバーストが並列的に描
かれているけれども、各サブバーストの処理は時間的に
逐次行われるものであり、基準サブバースト零交叉およ
びサンプルランプ信号は第１の時間フレームにおいて処
理され、Ｃ＋ＮΔのサブバーストのサンプルランプ
信号は次の時間フレームにおいて処理され、Ｃ−ＮΔ
のサブバーストのサンプルランプ信号は次の時間フレ
ームにおいて処理される。基準サブバーストのための零
交叉検出器はランプ信号を発生する前の適当な時刻、即
ちイネーブル信号波形５５によって示されるようにピー
ク後の適当な時刻にイネーブルされる。局部基準クロッ
ク信号５６はサブバースト変調角周波数ωｐよりもはる
かに高いクロック周波数（例えば、０．５MHzのωｐを
使用する場合は１０MHz）で適当なクロック発生器によ
り供給される。
基準サブバースト信号２５（零交叉の近くのみを示す）
の最初の零交叉５７（図示のように正方向、負方向どち
らでも良い）の後、短い遅延に続いてランプ信号が発生
され、カウンタが１０MHzクロック信号の所定数周期を
計数する。この計数は零交叉後の最初の完全周期５９で
開始され、所定数後のクロック周期６０の終りまで続く
ものであり、例えば０．５MHzの変調周波数において１
０MHzのクロックを使用する場合、第５番目のクロック
周期６０の終り（５００ns後）で終了する。処理を簡単
にするため局部クロックの周波数は、整数個のクロック
サイクルがサブバースト間で生じるように選択されるべ
きである。時間６０で、ランプ信号の振幅は、適当なサ
ンプル・ホールド回路によってサンプル・ホールドされ
る。このサンプル・ホールド値は基準サブバースト時間
測定を表す。
一定時間（すなわち局部クロック周期間の所定数）の
後、すなわち、各サブバースト間の既知の間隔、零交叉
の予期される変化、測定されるべき最大群遅延により決
まる時間の後、次のサブバースト信号（例えば、Ｃ＋
Δサブバースト２６）のための零交叉検出回路がイネ
ーブルされ、ランプ信号振幅は、基準ランプ信号振幅の
測定後、既知の一定時間経過後にサンプル・ホールドさ
れる。従って、０．５MHzの変調周波数、１４μｓの既
知のサブバースト継続時間、１６μｓのサブバースト間
の既知の時間間隔、および±０．２μｓの遅延測定の場
合を例にとると、Ｃ＋Δサブバーストのための零交
叉検出回路は基準ランプ信号の振幅サンプル後１５．６
μｓ（０．２μｓの監視範囲を許す）経過後にイネーブ
ルされ、Ｃ＋Δランプ信号のサンプリングは基準サ
ンプリング後１６．０μｓに行われる。
同様に、Ｃ−Δサブバースト信号の零交叉検出回路
は、基準ランプ振幅が測定された後（例えば３１．６μ
ｓ後）、一定時間経過後にイネーブルされ、Ｃ−Δ
サブバーストに関連したランプ信号の振幅は基準ランプ
サンプリング後、一定時間経過後（例えば３２．０μｓ
後）にサンプルされる。
ランプ信号の大部分は、時間測定には関係しない。従っ
て高周波のクロックを使用することにより、サブバース
ト変調と同じ周波数の局部クロック信号を使用する場合
よりも精度を向上できる。
Ａ／Ｄ変換器３７，３８，４９および５０はＮビットを
有する。この発明の実施例における公称信号レベルは正
常信号より６dB大きい信号を許容するためピークレベル
の半分に設定される。従って、量子化レベルは公称レベ
ルの２-N+1である。量子化のために生じる測定振幅のピ
ーク変動は２０log（１＋２-N+1)dBである。典型的なＮ
の値に対して、これは十分に小さい。例えば、Ｎ＝１０
に対して、量子化エラーは０．０２dBに過ぎない。
整合フィルタ３４および３５の使用によって、以前に提
案された方式に比べ測定精度が著しく改善される。ここ
で搬送波ＣＷに対して、帯域幅Ｂにおける搬送波対雑音
比ＣＮＲをＣＮＲ dBで表すならば・ＣＷのレベルに等
しいピーク値を有する振幅変調信号は３dB低い平均出力
を有する。従って、入力信号対雑音比ＳＮＲに対して、
帯域幅ＢはＣＮＲ−３dBである。整合フィルタは１／Ｔ
の帯域幅を有する。従って、ＳＮＲは１よりはるかに大
きい係数ＢＴで改善される。典型的には、３０dBの改善
が達成される。即ち、積ＢＴは近似的に１０００にする
ことができる。
ここでＩおよびＱ整合フィルタ出力ＹＩおよびＹＱの各
ピーク振幅サンプル値をＡＩおよびＡＱによって表す。
ピーク信号振幅の評価値ＡI+Qは次のように２つのサン
プル値を結合することによって計算される。
Ａ2 I+Q＝Ａ2 I＋Ａ2 Q (6) ここで上の方程式(4),(5)を用いると、Ａ2 I+Qは下記の
ように表される。
期待値Ｅ｛Ａ2 I+Q｝は、下記のようになる。
ここで、σ2 nIおよびσ2 nQはサンプルされた雑音の分散
であって、互いに等しいものと仮定する。３０dBのＢＴ
に対してＡ2 I+Qの期待値におけるエラーは、典型的には
０．０１dB以下であり十分に小さい。
振幅測定の標準偏差ｓは次のようになる。
(9)式の値は通常０．２５dBのオーダーである。
例えば７個のサンプル値の平均をとるとすると、その評
価は０．１dBの標準偏差を有する。もし７個以上のサン
プル値の平均をとるならば、標準偏差はさらに小さくな
る。
時間測定値は、第４図に関連して説明したように同相お
よび直角信号成分の整合フィルタ出力について行われ
る。処理装置５１は側周波数バーストの各々の時間測定
値から基準サブバーストの時間測定値を減算する。この
基準値減算処理により側サブバーストの相対的群遅延を
得ることができる。
同相および直角チャネルの時間測定値ＴＩおよびＴ
Ｑは、それぞれのＳＮＲに比例した加重を付けるため、
ＡＩおよびＡＱの測定値を用いて次のように算出され
る。
ＡＩおよびＡＱは同相および直角成分のピーク振幅の正
確な測定値であるので、ＡＩおよびＡＱは次式のように
なる。
ＡI+QおよびＴI+Qの値は方程式(6)および方程式(10)を
用いて処理装置５１によって得られる。このような目的
のための処理装置の具体的回路は当業者には公知であ
る。従って、 ＴI+Q＝cos2ψＴＩ＋sin2ψＴＱ (13) 時間測定値は無雑音項および雑音項の和であり次のよう
になる。
ＴＩ＝ＴＯ＋ｎtI (14) ＴＱ＝ＴＯ＋ｎtQ (15) ここで、ＴＯは所望の時間値で、ｎtIは次のように表さ
れる零平均ガウス分布ランダム変数である。
ここで、kcosψは零交叉における所望の同相成分の傾斜
である。
同様に、 従って、 これを整理すると次のように表現できる。
ＴＩ＝ＴＱであるので、分散ＶＡＲ（ＴI+Q）は下記の
ようになる。
もし局部発信器が信号と正確に同相であるならば、直角
項は零で、時間測定値の分散は次のようになる。
それは、同相および直角成分を結合する技術を用いたと
きにすべての位相に対して得られたのと同じ結果であ
る。コヒレント受信機を信号検出に使用することもでき
る。しかしこのような受信機は、局部発信器を信号と同
相にするため比較的高価な回路を使用する。この発明の
前記の技術の使用は、より少ない費用でコヒレント受信
機を使用するのと等しい性能を達成する。
典型的なシステムの場合、単一の測定値の標準偏差σｔ
は約５nsである。所望の時間差を得るためには２つの時
間測定値を減算されねばならない。その差の標準偏差は
２σｔである。典型的に必要とされるように１ns以下に
基準偏差を減少するためには、約５０個のサンプル値を
平均しなければならない。実施例においては、振幅測定
はより少数のサンプル値の平均をとるだけで十分であ
り、これにより群遅延測定を行うことができる。
ＴＩおよびＴＱ並びにＡＩおよびＡＱを測定するため第
４図および第５図に関して説明した技術は多くの応用分
野において有効である。しかしこのような技術によって
達成することができるよりも大きい精度が望まれる場合
もある。零交叉検出器によってランプ発生器をスタート
することは、雑音のために生じる現技術水準に固有の制
限、およびオフセットのために生じるエラー等の問題を
有する。次に時間測定をするためのもう１つの方法につ
いて第６図および第７図を参照しながら説明する。この
方法による主な改良点はすべての測定を局部基準に基づ
いて行い、これにより零交叉検出器の使用に伴うランダ
ム誤差を除去することである。
第６図に示すように、図示されたシステムは、整合フィ
ルタ３４および３５のＩおよびＱ出力の部分は第３図に
示されたものと同一である。各サブバースト成分の整合
フィルタ出力は零交叉検出器回路６５に供給される。零
交叉検出器回路６５は、上記実施例の場合と同様に適当
にイネーブルされた後最初の零交叉を検出する。この動
作は、第７図に示されており、サブバースト成分（例え
ば基準サブバーストＣ）の変調信号７０はイネーブル
後、第１の零交叉７１を有する。適当なカウンタ回路
は、零交叉７１後の最初のパルス７２Ａから始まる局部
基準パルス信号７２（例えば、１０MHz）の所定パスル
数を計数する。変調周波数は既知であるから、信号７０
のピーク７３の近くの点で計数が終了するように所定パ
ルス数を最初の計数において選択する。例えば、最初の
パルス計数は図示された例においてパルス７２Ｂで終了
する。そのとき、サブバーストの振幅Ｐは、図示の同相
信号に対してＰＩで示されている。
パルスカウンタは、波形のπ／２に対応するパルス数の
パルス７２Ｃまで計数し、第７図に示すようにその点で
振幅ＺＩを測定する。ＰＩおよびＺＩの値はＡ／Ｄ変換
器６６および６７によってディジタル値に変換される。
同様の方法で直角成分のＰＱおよびＺＱの値も測定さ
れ、Ａ／Ｄ変換器６８および６９でディジタル値に変換
される。これらの値について次の関係がサブバーストの
同相および直角成分信号波形に対して成立する。
および よって同相および直角成分に対する遅延ＴＩおよびＴＱ
は次のようになる。
ピーク振幅は次のように表される。
一旦これらの値が決定されると、全体的遅延ＴI+Q，Ａ
I+Qは第３図乃至第５図を参照して説明した技術に関し
てすでに説明したように次のように表される。
これらの方程式は方程式(6)および(10)に対応する。
前記の計算は、第３図の処理装置５１によって行われた
のと同様に、サブバースト波形の各々に対して処理装置
７３によって行われる。基準波形として周波数Ｃのサ
ブバーストを用い、側サブバースト（Ｃ±Δで）の
各々に対する群遅延値および振幅値について、前記の技
術のいずれかを用いて多数のサンプル値（例えばＭ個の
サンプル値）を求めてその平均値をとり、さらに次式(3
0),(31)により所望の平均群遅延およびピーク振幅値Ｔ
ＭおよびＡＭを算出するため、基準Ｃサブバーストの
時間測定値および振幅値と比較される。
ここで、ＴI+Q,Mは側サブバースト遅延のＭ個のサンプ
ル値である。ＴR,Mは基準バーストのＭ個のサンプル値
である。そして、 ここで、ＡI,MおよびＡQ,Mは側サブバーストの同相およ
び直角振幅値のＭ個のサンプル値であり、ＡR,I,Mおよ
びＡR,Q,Mは基準サブバーストの同相および直角振幅値
のＭ個のサンプル値である。これらの計算もまた、どの
技術が使用されるかによって処理装置５１または処理装
置７３によってこれらの方程式に従ってなされる。
これらの方程式を実行するためのプログラムは公知であ
る。従って、処理装置５１および７３は周波数Ｃ±Δ
の側サブバーストの各々に対して所望の平均値ＡＭお
よびＴＭを算出することができる。
第４図および第５図の技術または第６図および第７図の
いずれかの技術を用いてＣ±２Δ，Ｃ±３Δ…
の側サブバーストに対しても同様な方法で処理を実行
し、測定すべき全周波数帯域の全域で平均値ＡＭおよび
ＴＭを算出する。Δの値は全帯域にわたって所望の分
解能を提供するように選択される。
前記のこの発明の実施例は、ＴＤＭＡ通信衛星方式に関
するものであるが、その技術は、上に説明しかつ広義に
規定したようにいかなるネットワークに対しても使用さ
れ得ることは容易に理解されよう。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明が使用される典型的なＴＤＭＡ衛星通
信方式のブロック図、第１Ａ図はそのメッセージフレー
ムとプローブスロットとの関係を示す関係図、第２図は
この発明の好ましい実施例において使用されているよう
な３つの信号サブバーストを含むプローブ信号の波形
図、第３図はこの発明による受信プローブ信号波形処理
回路の実施例のブロック図、第４図は第３図の回路にお
いて所望の遅延情報を決定するのに使用される時間測定
技術を示す波形図、第５図はプローブ信号波形の３つの
サンプルサブバーストに対して発生されるランプ信号の
時間関係を詳細に示す波形図、第６図はこの発明による
受信プローブ信号波形処理回路の他の実施例のブロック
図、第７図は第６図の回路の動作を示す波形図である。 図において、１０……衛星通信方式、１１，１３……地
球局、１２……衛星、１８，１９……バーストモードリ
ンク分析器、３２，３３……ローパスフィルタ、３４，
３５……整合フィルタ手段、３６……振幅測定、３９…
…時間測定、５１，７３……処理装置、６５……零交叉
検出器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 Ｐ，Ｍａｈｏｎｅｙ “Ｔｈｅ ＩＮＴ ＥＬＳＡＴ ＴＤＭＡ Ｂｕｒｓｔ Ｍｏ ｄｅ Ｌｉｎｋ Ａｎａｌｙｚｅｒ” Ｉ ｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｊｏｕｒｎａ ｌ ｏｆ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｃｏｍｍ ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．３, （1985）Ｐ．171−177 Ｓ．スタイン，Ｊ．Ｊ．ジョーンズ著, 関英男他訳「現代の通信回線理論」（昭45 −10−20）森北出版，第13章 Ｐ．259− 291 Ｖ．Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ他著，塚本賢 一他訳「最新ディジタル衛星通信」（昭61 −５−21）ジャクテック出版，第２章 Ｐ．37−48及び第５章 Ｐ106−109

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】動作帯域幅にわたってネットワークの振幅
    応答および遅延応答を測定するための信号処理方式にお
    いて、 ネットワークに複数のサブバースト信号を提供するため
    のサブバースト信号発生手段であって、前記複数のサブ
    バースト信号は、各々、抑圧搬送波振幅変調信号からな
    り、搬送波周波数が前記ネットワークの動作帯域幅内に
    あり、複数のサブバースト信号の内の１つは基準サブバ
    ースト信号として使用できるサブバースト信号発生手段
    と、 前記サブバースト信号を前記ネットワークから受信する
    ための受信手段と、 を備え、 前記受信手段が、 各受信サブバースト信号に応答し、それぞれ同相および
    直角成分を有する複合受信サブバースト信号を提供する
    手段と、 前記複合受信サブバースト信号の同相および直角成分に
    応答し、同相および直角成分整合フィルタ出力を提供す
    る整合フィルタ手段と、 前記同相および直角成分整合フィルタ出力に応答し、前
    記ネットワークの動作帯域幅にわたる前記サブバースト
    信号のサブバースト信号搬送波周波数における前記ネッ
    トワークの振幅および遅延応答を決定する振幅遅延応答
    決定手段であって、各サブバースト信号の同相および直
    角成分整合フィルタ出力のピーク振幅値を測定し、前記
    ピーク振幅値の発生から固定周波数クロック信号の少な
    くとも１つの所定零交叉までの間の遅延値を測定し、前
    記基準サブバースト信号を基準にして各サブバースト信
    号の振幅および遅延値を決定する振幅遅延応答決定手段
    と、 を備えることを特徴とする信号処理方式。
  2. 【請求項２】前記複数のサブバースト信号は、各々３つ
    のサブバースト信号から成る複数個の群で伝送され、各
    群の第１サブバースト信号は前記動作帯域幅中心周波数
    の搬送波周波数を有し、各群の第２のサブバースト信号
    は中心周波数よりも大きな搬送波周波数を有し、各群の
    第３のサブバースト信号は中心周波数よりも小さな搬送
    波周波数を有し、各群における第１、第２および第３の
    サブバースト信号は時間的に逐次伝送されることを特徴
    とする特許請求の範囲第１項記載の信号処理方式。
  3. 【請求項３】各群における第２および第３のサブバース
    ト信号の搬送波周波数は同じ量だけ前記中心周波数と異
    なっていることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
    の信号処理方式。
  4. 【請求項４】各群の第１サブバースト信号が前記基準信
    号として使用され、各群における第２および第３のサブ
    バースト信号の各々の振幅および遅延応答は各群におけ
    る第１サブバースト信号の振幅および遅延応答を基準に
    して前記振幅遅延応答決定手段によって決定されること
    を特徴とする特許請求の範囲第３項記載の信号処理方
    式。
  5. 【請求項５】各群の３つのサブバースト信号は、時間的
    に逐次、伝送され、前記中心周波数に対する第２および
    第３のサブバースト信号の第１のサブバースト信号に対
    する搬送波周波数の差は逐次的に伝送される各群毎に順
    次、所定量だけ増加されることを特徴とする特許請求の
    範囲第４項記載の信号処理方式。
  6. 【請求項６】各群の第２および第３のサブバースト信号
    の搬送波周波数は、±Δ，±２Δ，・・・±ＮΔ
    （ただしＮは、前記動作帯域幅の最高および最低周波数
    またはその近くの周波数を基準中心周波数をｃで表わ
    すときｃ±ＮΔが表すように選択される）だけ各群
    における第１のサブバースト信号の基準中心周波数と異
    なっていることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載
    の信号処理方式。
  7. 【請求項７】前記固定周波数クロック信号は、前記抑圧
    搬送波振幅変調サブバースト信号の変調周波数に等しい
    周波数を有することを特徴とする特許請求の範囲第１項
    ないし第６項いずれか１項記載の信号処理方式。
  8. 【請求項８】前記固定周波数クロック信号は、前記抑圧
    搬送波振幅変調サブバースト信号の変調周波数より大き
    い周波数を有することを特徴とする特許請求の範囲第１
    項ないし第６項いずれか１項記載の信号処理方式。
  9. 【請求項９】前記振幅遅延応答決定手段は、前記整合フ
    ィルタ出力のピーク振幅値に続く最初の零交叉を検出す
    る零交叉検出手段を含み、零交叉検出手段で検出された
    最初の零交叉の時間と、前記クロック信号と同じ傾斜を
    有する所定零交叉数の最後の零交叉の時間との差を測定
    することによって遅延値を決定することを特徴とする特
    許請求の範囲第１項ないし第６項いずれか１項記載の信
    号処理方式。
  10. 【請求項１０】前記所定零交叉数は、前記クロック信号
    が前記サブバースト信号の変調周波数と等しい周波数を
    有するとき、２であることを特徴とする特許請求の範囲
    第９項記載の信号処理方式。
  11. 【請求項１１】前記所定零交叉数は、前記クロック信号
    が前記サブバースト信号の変調周波数より大きい周波数
    を有するとき、２よりも大きいことを特徴とする特許請
    求の範囲第１０項記載の信号処理方式。
  12. 【請求項１２】前記時間差は前記最初の零交叉で始まる
    ランプ信号を発生することによって測定され、前記最後
    の零交叉における前記ランプ信号の振幅が前記時間差を
    表わすことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の
    信号処理方式。
  13. 【請求項１３】前記基準サブバースト信号以外の各サブ
    バースト信号の遅延応答は、各サブバースト信号に対し
    て測定された遅延値と、前記基準サブバースト信号に対
    して測定された遅延値を比較することによって決定され
    ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号処
    理方式。
  14. 【請求項１４】前記振幅遅延応答決定手段は、 各サブバースト信号の同相および直角成分整合フィルタ
    出力に応答してピーク振幅に続く最初の零交叉時間を検
    出し、更に前記最初の零交叉後の所定時間後に前記整合
    フィルタ出力の第１振幅を決定し、前記最初の零交叉後
    第２の所定時間後に前記整合フィルタ出力の第２の振幅
    を決定し、 各サブバースト信号の整合フィルタ出力の前記第１およ
    び第２の振幅に基づき前記サブバースト信号の振幅およ
    び遅延値を算出し、基準サブバースト信号を基準とする
    各サブバースト信号の振幅および遅延応答を決定するこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第６項いず
    れか１項記載の信号処理方式。
  15. 【請求項１５】前記ネットワークは時分割多重アクセス
    通信方式であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
    ないし第６項いずれか１項記載の信号処理方式。
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