JPH06261544A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH06261544A JPH06261544A JP5069087A JP6908793A JPH06261544A JP H06261544 A JPH06261544 A JP H06261544A JP 5069087 A JP5069087 A JP 5069087A JP 6908793 A JP6908793 A JP 6908793A JP H06261544 A JPH06261544 A JP H06261544A
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- Japan
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- switching
- voltage
- power supply
- switching element
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ワイドな入力電圧に対応すると共に、バック
アップ電池の消費を少なくするスイッチング電源の提
供。 【構成】 平滑コンデンサ１３の両端の電圧をトランス
１４を介して第１のスイッチング素子Ｑ1 で断続し、ト
ランス１４の２次側より出力される交流電圧をダイオー
ド１６で整流して一定の電圧をバックアップ電池２０及
び負荷へ供給する。スイッチング素子Ｑ2 は力率改善の
ために設けられ、スイッチング素子Ｑ1 と同期してオン
となるが、整流電圧Ｅの値でそのオン期間がコントロー
ルされる。トランジスタＴ2 はスイッチング動作をして
いるときにのみ、制御用ＩＣ回路（１８Ａ、１９）に作
動電源を供給し、バックアップ電池２０の消費電力をな
くしている。
アップ電池の消費を少なくするスイッチング電源の提
供。 【構成】 平滑コンデンサ１３の両端の電圧をトランス
１４を介して第１のスイッチング素子Ｑ1 で断続し、ト
ランス１４の２次側より出力される交流電圧をダイオー
ド１６で整流して一定の電圧をバックアップ電池２０及
び負荷へ供給する。スイッチング素子Ｑ2 は力率改善の
ために設けられ、スイッチング素子Ｑ1 と同期してオン
となるが、整流電圧Ｅの値でそのオン期間がコントロー
ルされる。トランジスタＴ2 はスイッチング動作をして
いるときにのみ、制御用ＩＣ回路（１８Ａ、１９）に作
動電源を供給し、バックアップ電池２０の消費電力をな
くしている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は交流電源から所定の電
圧値とされている直流電圧を出力するスイッチング電源
回路に係わり、特にワイドな交流電源に対応することが
できるスイッチング電源に関する。
圧値とされている直流電圧を出力するスイッチング電源
回路に係わり、特にワイドな交流電源に対応することが
できるスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電源を直流電圧に変換する電源回路
として、所定の周波数で整流電圧を断続するスイッチン
グ電源は、小型化及び省電力の観点から各種の電子機器
に採用されている。ところで、交番電圧をダイオードに
よって整流し、その整流出力を断続して交番信号とし、
その後で所定の直流電圧に変換するようなスイッチング
電源は交番電圧の入力電流が歪み波形となるため、力率
改善を行うことが推薦されている。
として、所定の周波数で整流電圧を断続するスイッチン
グ電源は、小型化及び省電力の観点から各種の電子機器
に採用されている。ところで、交番電圧をダイオードに
よって整流し、その整流出力を断続して交番信号とし、
その後で所定の直流電圧に変換するようなスイッチング
電源は交番電圧の入力電流が歪み波形となるため、力率
改善を行うことが推薦されている。
【０００３】力率を改善する簡便な方法としては整流回
路の出力側にチョークコイルを介入し、いわゆるチョー
クインプット方式にすることが慣用されている。しか
し、このチョークインプット方式は商用電源周波数に対
応する大きなインダクタンスを使用する必要から電源部
分の重量が増加し、小型の機器に適用することが困難に
なる。そこで、種種のタイプの部分整流型の力率改善回
路が考えられているが、このような力率改善回路は高周
波でスイッチングする関係からスイッチングノイズが増
加し、ＥＭＣ規格をクリアするためにコストアップを招
くという問題が生じる。
路の出力側にチョークコイルを介入し、いわゆるチョー
クインプット方式にすることが慣用されている。しか
し、このチョークインプット方式は商用電源周波数に対
応する大きなインダクタンスを使用する必要から電源部
分の重量が増加し、小型の機器に適用することが困難に
なる。そこで、種種のタイプの部分整流型の力率改善回
路が考えられているが、このような力率改善回路は高周
波でスイッチングする関係からスイッチングノイズが増
加し、ＥＭＣ規格をクリアするためにコストアップを招
くという問題が生じる。
【０００４】また、力率改善回路に続いてスイッチング
電源が接続されるため、電源効率が悪くなるという問題
が生じる。また、部分整流回路を使用した力率改善回路
と、スイッチング電源のスイッチング素子を共通に使用
することにより回路の簡易化と、コストダウンを図るこ
とも考えられている。
電源が接続されるため、電源効率が悪くなるという問題
が生じる。また、部分整流回路を使用した力率改善回路
と、スイッチング電源のスイッチング素子を共通に使用
することにより回路の簡易化と、コストダウンを図るこ
とも考えられている。
【０００５】図５はこのようなスイッチング回路の概要
を示したもので、ＤＢは交流電源ＡＣを全波整流する整
流ブリッジ回路、Ｌ1 はチョークコイル、Ｄ1 はダイオ
ード、Ｃ1 は平滑用のコンデンサ、Ｔは絶縁トランス、
Ｄ2 は出力電圧を整流するダイーオド、Ｃ2 は出力電圧
を平滑するコンデンサである。直流電圧とされた出力電
圧ＥOUT はその電圧値をコントロールするために抵抗ｒ
1 、ｒ2 を介してＰＷＭ制御回路に供給され、ＰＷＭ(
PULSE WIDTH MODULATION )変調されたパルス信号によっ
て、スイッチング素子Ｓを断続制御することにより出力
電圧値が一定となるようにコントロールされている。
を示したもので、ＤＢは交流電源ＡＣを全波整流する整
流ブリッジ回路、Ｌ1 はチョークコイル、Ｄ1 はダイオ
ード、Ｃ1 は平滑用のコンデンサ、Ｔは絶縁トランス、
Ｄ2 は出力電圧を整流するダイーオド、Ｃ2 は出力電圧
を平滑するコンデンサである。直流電圧とされた出力電
圧ＥOUT はその電圧値をコントロールするために抵抗ｒ
1 、ｒ2 を介してＰＷＭ制御回路に供給され、ＰＷＭ(
PULSE WIDTH MODULATION )変調されたパルス信号によっ
て、スイッチング素子Ｓを断続制御することにより出力
電圧値が一定となるようにコントロールされている。
【０００６】なお、Ｄ3 はバックアップ用の電池（Ｂａ
ｔｔ）のみで機器を作動しているときに、前記ＰＷＭ制
御回路に電力が供給されないようにして無駄な消費電力
が発生しないようにする逆流防止用ダイオードである。
また、Ｃ0 はチョークコイルＬ1 、スイッチング素子Ｓ
と共にステップアップコンバータを構成するコンデンサ
であり、スイッチング素子Ｓを断続することによってチ
ョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギーを利用して力
率の改善がなされている。
ｔｔ）のみで機器を作動しているときに、前記ＰＷＭ制
御回路に電力が供給されないようにして無駄な消費電力
が発生しないようにする逆流防止用ダイオードである。
また、Ｃ0 はチョークコイルＬ1 、スイッチング素子Ｓ
と共にステップアップコンバータを構成するコンデンサ
であり、スイッチング素子Ｓを断続することによってチ
ョークコイルＬ1 に蓄積されるエネルギーを利用して力
率の改善がなされている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記したようなスイッ
チング電源はスイッチング素子Ｓが動作していないとき
は、整流ブリッジ回路ＤＢによって整流された図６に示
すような整流電圧（Ａ）によって平滑コンデンサＣ1 が
充電され、図６の（Ｂ）で示すような充電電流が整流ブ
リッジ回路から供給される。スイッチング素子Ｓが高い
周波数で断続制御されると、スイッチング素子Ｓのオン
期間に蓄積されたトランスＴの１次電流がスイッチング
素子Ｓのオフ期間に２次電流として流出し、２次コイル
に接続されているバックアップ用の電池（Ｂａｔｔ）を
充電すると共に、負荷回路側に電力を供給することがで
きる。また、このスイッチング素子Ｓの断続によって、
図６の（Ｃ）に示すようにチョークコイルＬ1 によって
ブーストされた電流がコンデンサＣ1 を充電することに
なるので、充電電流の流通角が広がり電源電力の力率が
改善されることになる。
チング電源はスイッチング素子Ｓが動作していないとき
は、整流ブリッジ回路ＤＢによって整流された図６に示
すような整流電圧（Ａ）によって平滑コンデンサＣ1 が
充電され、図６の（Ｂ）で示すような充電電流が整流ブ
リッジ回路から供給される。スイッチング素子Ｓが高い
周波数で断続制御されると、スイッチング素子Ｓのオン
期間に蓄積されたトランスＴの１次電流がスイッチング
素子Ｓのオフ期間に２次電流として流出し、２次コイル
に接続されているバックアップ用の電池（Ｂａｔｔ）を
充電すると共に、負荷回路側に電力を供給することがで
きる。また、このスイッチング素子Ｓの断続によって、
図６の（Ｃ）に示すようにチョークコイルＬ1 によって
ブーストされた電流がコンデンサＣ1 を充電することに
なるので、充電電流の流通角が広がり電源電力の力率が
改善されることになる。
【０００８】上記したようなスイッチング電源は出力電
圧ＥOUT によってスイッチング素子のオン／オフ比が設
定され、例えば出力電圧ＥOUT が低くなるとオン期間が
長くなるように制御されるが、入力される交流電源の電
圧が異なる場合、整流された電圧Ｅを見ていないので、
例えば交流入力電圧が１００Ｖから２００Ｖに変わり整
流電圧の値が大きく変化するような場合に最適な力率改
善が行われないという問題があった。また、商用電源を
使用しない場合でも、あらかじめ充電されているバック
アップ用の電池で機器の動作をすることができるように
なされているが、このバックアップ電圧が逆流しないよ
うに設けられている逆流防止用のダイオードＤ3 が通常
の使用状態で電圧降下を生じするため、無駄な電力を発
生するとともに発熱の原因となっている。
圧ＥOUT によってスイッチング素子のオン／オフ比が設
定され、例えば出力電圧ＥOUT が低くなるとオン期間が
長くなるように制御されるが、入力される交流電源の電
圧が異なる場合、整流された電圧Ｅを見ていないので、
例えば交流入力電圧が１００Ｖから２００Ｖに変わり整
流電圧の値が大きく変化するような場合に最適な力率改
善が行われないという問題があった。また、商用電源を
使用しない場合でも、あらかじめ充電されているバック
アップ用の電池で機器の動作をすることができるように
なされているが、このバックアップ電圧が逆流しないよ
うに設けられている逆流防止用のダイオードＤ3 が通常
の使用状態で電圧降下を生じするため、無駄な電力を発
生するとともに発熱の原因となっている。
【０００９】
【課題解決するための手段】本発明はかかる問題点を解
消するために、第１の発明ではチョークコイルと、ダイ
オードを介して平滑用のコンデンサに電圧を供給する整
流電源と、前記スイッチング素子と、前記チョークコイ
ル、ダイオードの接続点、及び前記スイッチング素子間
をブースト用のコンデンサを介して断続制御する第２の
スイッチング素子と、前記絶縁トランスの２次側に出力
される直流電圧値に基づいて、前記第１のスイッチング
素子をオン／オフ制御する第１の制御手段と、前記絶縁
トランスの１次側の直流電圧値に基づいて、前記第２の
スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段
を設け、第２の制御手段が整流電圧値に基づいて制御さ
れるように構成したものである。
消するために、第１の発明ではチョークコイルと、ダイ
オードを介して平滑用のコンデンサに電圧を供給する整
流電源と、前記スイッチング素子と、前記チョークコイ
ル、ダイオードの接続点、及び前記スイッチング素子間
をブースト用のコンデンサを介して断続制御する第２の
スイッチング素子と、前記絶縁トランスの２次側に出力
される直流電圧値に基づいて、前記第１のスイッチング
素子をオン／オフ制御する第１の制御手段と、前記絶縁
トランスの１次側の直流電圧値に基づいて、前記第２の
スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段
を設け、第２の制御手段が整流電圧値に基づいて制御さ
れるように構成したものである。
【００１０】また、第２の発明では、絶縁トランスの１
次側に印加されている直流電圧をスイッチングするスイ
ッチング素子と、前記絶縁トランスの２次側に発生する
電圧を整流して直流電圧を出力する第１の整流回路と、
前記第１の整流回路の電圧が所定の電圧となるように前
記スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記第
１の整流回路の出力がバックアップ用の電源及び負荷に
供給されるようなスイッチング電源において、例えば前
記絶縁トランスより出力される交番電圧を整流する第２
の整流回路と、その整流出力によって導通するスイッチ
ング手段を設けている。そして、このスイッチング手段
を介して前記第１の整流回路の出力が前記制御回路の作
動電源として供給されるようにしたものである。
次側に印加されている直流電圧をスイッチングするスイ
ッチング素子と、前記絶縁トランスの２次側に発生する
電圧を整流して直流電圧を出力する第１の整流回路と、
前記第１の整流回路の電圧が所定の電圧となるように前
記スイッチング素子を制御する制御回路を備え、前記第
１の整流回路の出力がバックアップ用の電源及び負荷に
供給されるようなスイッチング電源において、例えば前
記絶縁トランスより出力される交番電圧を整流する第２
の整流回路と、その整流出力によって導通するスイッチ
ング手段を設けている。そして、このスイッチング手段
を介して前記第１の整流回路の出力が前記制御回路の作
動電源として供給されるようにしたものである。
【００１１】
【作用】本発明は、上記したようにスイッチによって断
続される前の整流電圧を検出し、この整流電圧によって
力率改善のためのスイッチング周期を設定するようにし
ているので、入力される交流電圧に対して適正な力率改
善のためのスイッチング周期を設定することができ高周
波電流波形の改善を行うことができる。また、絶縁トラ
ンスに設けられている、例えば３次巻線の交番信号を簡
単な回路によって整流し、機器のバックアップ電源とな
る電池が無駄に消費されないように、前記整流出力によ
ってスイッチング電源が駆動されているときのみに制御
用の電源が供給されようにしているので、バックアップ
電池の消耗を効率的に防止することができる。
続される前の整流電圧を検出し、この整流電圧によって
力率改善のためのスイッチング周期を設定するようにし
ているので、入力される交流電圧に対して適正な力率改
善のためのスイッチング周期を設定することができ高周
波電流波形の改善を行うことができる。また、絶縁トラ
ンスに設けられている、例えば３次巻線の交番信号を簡
単な回路によって整流し、機器のバックアップ電源とな
る電池が無駄に消費されないように、前記整流出力によ
ってスイッチング電源が駆動されているときのみに制御
用の電源が供給されようにしているので、バックアップ
電池の消耗を効率的に防止することができる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の実施例を示すスイッチング電
源の回路例であって、１１は全波整流回路１０より出力
される電圧をダイオード１２を介して平滑用のコンデン
サ１３に充電しているチョークコイルである。１４は絶
縁トランスを示し、この絶縁トランス１４の１次側巻線
Ｌ1 を介して流れる電流Ｉ1 はスイッチング素子Ｑ1 に
より断続制御されている。この断続制御は２次側巻線Ｌ
2 の直流電圧を抵抗Ｒ3 、Ｒ4 によって検出し、その電
圧を参照して出力電圧が一定となるように制御してい
る。絶縁トランス１４の２次側にはダイオード１５と平
滑コンデンサ１６が設けられ、図示されていない負荷に
電力が供給されるように構成されている。
源の回路例であって、１１は全波整流回路１０より出力
される電圧をダイオード１２を介して平滑用のコンデン
サ１３に充電しているチョークコイルである。１４は絶
縁トランスを示し、この絶縁トランス１４の１次側巻線
Ｌ1 を介して流れる電流Ｉ1 はスイッチング素子Ｑ1 に
より断続制御されている。この断続制御は２次側巻線Ｌ
2 の直流電圧を抵抗Ｒ3 、Ｒ4 によって検出し、その電
圧を参照して出力電圧が一定となるように制御してい
る。絶縁トランス１４の２次側にはダイオード１５と平
滑コンデンサ１６が設けられ、図示されていない負荷に
電力が供給されるように構成されている。
【００１３】Ｑ2 はコンデンサ１７を介してチョークコ
イル１１に流れる電流を断続しているスイッチング素子
であり、このスイッチング素子Ｑ2 は平滑コンデンサ１
３に充電されている整流電圧Ｅを抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介し
て検出し、その分圧された電圧に基づいてオフ動作が制
御されている。前記スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン
・オフ制御はＩＣ回路で構成されている制御回路１８、
１９に基づいてコントロールされるが、特にスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンにするタイミングは制御回路１
８で制御されるように同期結合されている。なお、ＴＣ
はドライブ用のトランスである。
イル１１に流れる電流を断続しているスイッチング素子
であり、このスイッチング素子Ｑ2 は平滑コンデンサ１
３に充電されている整流電圧Ｅを抵抗Ｒ1 、Ｒ2 を介し
て検出し、その分圧された電圧に基づいてオフ動作が制
御されている。前記スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のオン
・オフ制御はＩＣ回路で構成されている制御回路１８、
１９に基づいてコントロールされるが、特にスイッチン
グ素子Ｑ1 、Ｑ2 をオンにするタイミングは制御回路１
８で制御されるように同期結合されている。なお、ＴＣ
はドライブ用のトランスである。
【００１４】次に、このスイッチング電源の動作を図２
の信号波形図を参照して説明する。制御回路１８によっ
てＱ1 がオンに駆動されると、同時にＱ2 もオンに駆動
される。Ｑ1 のＤーＳ間はゼロレベルとなり、絶縁トラ
ンス１４の１次側巻線Ｌ1に時間と共に増大する電流Ｉ1
が流れると共に、コンデンサ１７には充電電流Ｉ2 が
流れる。その結果スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流は
Ｉ1 ＋Ｉ2 によって示されるようになる。そして、この
オン期間ｔ1 が制御回路１８によってオフとなるように
反転制御されると、絶縁トランス１４に蓄積されていた
電磁エネルギーがトランス１４の２次巻線Ｌ2 を介して
電流Ｉ3 として流出し、負荷側に供給される。 したが
って、この負荷側の出力電圧を制御回路１８によって検
出し、例えば出力電圧が所定の値より大きいときは、オ
ン期間が短くなるようにスイッチング素子Ｑ1 のオン期
間を制御することにより一定の電圧となるようにコント
ロールすることができる。
の信号波形図を参照して説明する。制御回路１８によっ
てＱ1 がオンに駆動されると、同時にＱ2 もオンに駆動
される。Ｑ1 のＤーＳ間はゼロレベルとなり、絶縁トラ
ンス１４の１次側巻線Ｌ1に時間と共に増大する電流Ｉ1
が流れると共に、コンデンサ１７には充電電流Ｉ2 が
流れる。その結果スイッチング素子Ｑ1 に流れる電流は
Ｉ1 ＋Ｉ2 によって示されるようになる。そして、この
オン期間ｔ1 が制御回路１８によってオフとなるように
反転制御されると、絶縁トランス１４に蓄積されていた
電磁エネルギーがトランス１４の２次巻線Ｌ2 を介して
電流Ｉ3 として流出し、負荷側に供給される。 したが
って、この負荷側の出力電圧を制御回路１８によって検
出し、例えば出力電圧が所定の値より大きいときは、オ
ン期間が短くなるようにスイッチング素子Ｑ1 のオン期
間を制御することにより一定の電圧となるようにコント
ロールすることができる。
【００１５】ところで、本実施例の場合はコンデンサ１
３に充電されている整流電圧Ｅを抵抗Ｒ1 、Ｒ2 で分圧
し、この電圧を制御回路１９によって監視しながらスイ
ッチング素子Ｑ2 のオン期間ｔ2 を制御するようにして
いる。そして、例えばこの整流電圧Ｅが高くなったとき
はスイッチング素子Ｑ2 のオン期間が短くなるようにコ
ントロールする。すなわち、整流された直流電圧Ｅが高
いときはチョークコイル１１を介してコンデンサ１７に
流れる電流量が少なくなり、スイッチングによってチョ
ークコイルに１１に蓄積されるエネルギーが減少する。
その結果、スイッチングによるステップアップ電圧が小
さくなり整流電圧の変動が抑圧される。また、整流され
た電圧値Ｅが小さいときはスイッチング素子Ｑ1 のオン
期間が長くなりステップアップ電圧が上昇する。しか
し、このオン期間ｔ2 は第１のスイッチング素子Ｑ1 の
オン期間を越えないように設定されている。
３に充電されている整流電圧Ｅを抵抗Ｒ1 、Ｒ2 で分圧
し、この電圧を制御回路１９によって監視しながらスイ
ッチング素子Ｑ2 のオン期間ｔ2 を制御するようにして
いる。そして、例えばこの整流電圧Ｅが高くなったとき
はスイッチング素子Ｑ2 のオン期間が短くなるようにコ
ントロールする。すなわち、整流された直流電圧Ｅが高
いときはチョークコイル１１を介してコンデンサ１７に
流れる電流量が少なくなり、スイッチングによってチョ
ークコイルに１１に蓄積されるエネルギーが減少する。
その結果、スイッチングによるステップアップ電圧が小
さくなり整流電圧の変動が抑圧される。また、整流され
た電圧値Ｅが小さいときはスイッチング素子Ｑ1 のオン
期間が長くなりステップアップ電圧が上昇する。しか
し、このオン期間ｔ2 は第１のスイッチング素子Ｑ1 の
オン期間を越えないように設定されている。
【００１６】絶縁トランス１４の１次巻線Ｌ1 に流れて
いる電流Ｉ1 がスイッチング素子Ｑ1 によって遮断され
ると、リーケージインダクタンスによって大きな振幅の
フライバック電圧が生じ、この電圧を遮断する際に電力
損失が生じる。しかし、本実施例ではスイッチング素子
Ｑ2 をＭＯＳトランジスタとすることによって、フライ
バックの影響を抑圧することができる。すなわち、スイ
ッチング素子Ｑ2 をＭＯＳ型のトランジスタによって構
成すると、そのドレインソース間にダイオードＤｂ（ボ
デー・ダイオード）が形成され。そして、この付加され
ているダイオードＤｂを介して、フライバックにともな
う電流ｉｆを点線で示すように放電することによってフ
ライバックパルスを抑圧することができ、スイッチング
素子Ｑ1 の遮断を容易にするという利点がある。
いる電流Ｉ1 がスイッチング素子Ｑ1 によって遮断され
ると、リーケージインダクタンスによって大きな振幅の
フライバック電圧が生じ、この電圧を遮断する際に電力
損失が生じる。しかし、本実施例ではスイッチング素子
Ｑ2 をＭＯＳトランジスタとすることによって、フライ
バックの影響を抑圧することができる。すなわち、スイ
ッチング素子Ｑ2 をＭＯＳ型のトランジスタによって構
成すると、そのドレインソース間にダイオードＤｂ（ボ
デー・ダイオード）が形成され。そして、この付加され
ているダイオードＤｂを介して、フライバックにともな
う電流ｉｆを点線で示すように放電することによってフ
ライバックパルスを抑圧することができ、スイッチング
素子Ｑ1 の遮断を容易にするという利点がある。
【００１７】図３は本発明の第２の実施例を示すスイッ
チング電源の具体例を示したものである。この図で図１
と同一符号は同一の部分を示めしており、その詳細な説
明を省略する。
チング電源の具体例を示したものである。この図で図１
と同一符号は同一の部分を示めしており、その詳細な説
明を省略する。
【００１８】本実施例では絶縁トランス１４に３次巻線
Ｌ３を設け、この３次巻線Ｌ３の電圧をダイオード２１
及び平滑コンデンサ２２によって直流に変換すると共
に、その出力によってトランジスタＴ1 がオンとなるよ
うに構成されている。そして、このトランジスタＴ1 に
よってメインのトランジスタＴ2 がオンに駆動され、こ
の時に出力電圧ＥOUT が制御回路１８、１９に対して作
動電圧として供給されるようになされている。すなわ
ち、このスイッチング電源が作動状態になっていないと
きは、バックアップ電池２０の出力は制御用のＩＣ回路
（１８、１９）で消費されることがないようにしてい
る。この３次巻線による制御電圧は前記トランジスタＴ
1 がオンの状態を保持するだけでよいから、簡便な整流
回路、すなわち多少脈流成分が多い小さな平滑コンデン
サを使用した簡便な整流回路とすることができ、コスト
アップとならいないようにすることができる。
Ｌ３を設け、この３次巻線Ｌ３の電圧をダイオード２１
及び平滑コンデンサ２２によって直流に変換すると共
に、その出力によってトランジスタＴ1 がオンとなるよ
うに構成されている。そして、このトランジスタＴ1 に
よってメインのトランジスタＴ2 がオンに駆動され、こ
の時に出力電圧ＥOUT が制御回路１８、１９に対して作
動電圧として供給されるようになされている。すなわ
ち、このスイッチング電源が作動状態になっていないと
きは、バックアップ電池２０の出力は制御用のＩＣ回路
（１８、１９）で消費されることがないようにしてい
る。この３次巻線による制御電圧は前記トランジスタＴ
1 がオンの状態を保持するだけでよいから、簡便な整流
回路、すなわち多少脈流成分が多い小さな平滑コンデン
サを使用した簡便な整流回路とすることができ、コスト
アップとならいないようにすることができる。
【００１９】なお、上記のような実施例の場合はスイッ
チング素子Ｑ1 のＰＷＭ制御は自励型の発振器１８Ｂと
制御部１８Ａに分割し、この間をフォートカプラＰＣで
結合するようにすることが好ましい。また、上記制御用
のスイッチング手段は図４の（Ａ）に示すように３次巻
線Ｌ3 の整流電圧で直接トランジスタＴ2 をオンとなる
ように制御することもできる。さらに同図Ｂに示すよう
に、２次巻線Ｌ2 より出力される交番電圧をダイオード
２１によって整流し、その出力によってトランジスタＴ
1 、Ｔ2 をオンに制御するように構成してもよい。また
スイッチング手段としてはリレー回路を使用するように
することもできる。
チング素子Ｑ1 のＰＷＭ制御は自励型の発振器１８Ｂと
制御部１８Ａに分割し、この間をフォートカプラＰＣで
結合するようにすることが好ましい。また、上記制御用
のスイッチング手段は図４の（Ａ）に示すように３次巻
線Ｌ3 の整流電圧で直接トランジスタＴ2 をオンとなる
ように制御することもできる。さらに同図Ｂに示すよう
に、２次巻線Ｌ2 より出力される交番電圧をダイオード
２１によって整流し、その出力によってトランジスタＴ
1 、Ｔ2 をオンに制御するように構成してもよい。また
スイッチング手段としてはリレー回路を使用するように
することもできる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源は絶縁トランスの１次側に流れる電流を断続す
る第１のスイッチング素子と、このスイッチング素子と
同期して開閉制御され、整流電圧をブーストアップする
第２のスイッチング素子を設けているので、ワイドな交
流入力電圧に対応して力率の改善が行われると同時に、
安定した電圧を供給することができる。また、第２の実
施例によるものは負荷側にバックアップ用の電池が設け
られているときに、この電池の消耗を簡便な回路によっ
て防止することができるという利点がある。
ング電源は絶縁トランスの１次側に流れる電流を断続す
る第１のスイッチング素子と、このスイッチング素子と
同期して開閉制御され、整流電圧をブーストアップする
第２のスイッチング素子を設けているので、ワイドな交
流入力電圧に対応して力率の改善が行われると同時に、
安定した電圧を供給することができる。また、第２の実
施例によるものは負荷側にバックアップ用の電池が設け
られているときに、この電池の消耗を簡便な回路によっ
て防止することができるという利点がある。
【図１】本発明のスイッチング電源回路の具体例を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】図１の回路のスイッチング動作時の各部の信号
波形図である。
波形図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図４】図３の制御用電源のスイッチング手段を示す他
の実施例を示す回路図である。
の実施例を示す回路図である。
【図５】絶縁型トランスを使用したスイッチング電源の
先行技術を示す回路図である。
先行技術を示す回路図である。
【図６】図５の整流波形図を示す図である。
１０ 整流回路 １１ チョークコイル １２ ダイオード １３ 平滑コンデンサ １４ 絶縁トランス １５ ダイオード １６ 平滑コンデンサ １７ ブースト用のコンデンサ １８、１９ 制御回路 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子
Claims (4)
- 【請求項１】 チョークコイルとダイオードを介して、
平滑用のコンデンサに電圧を供給する整流電源と、 前記平滑コンデンサの充電電圧を、絶縁トランスを介し
て断続する第１のスイッチング素子と、 前記チョークコイルとダイオードの接続点、及び前記ス
イッチング素子間をブーストコンデンサを介して断続制
御する第２のスイッチング素子と、 前記絶縁トランスの２次側に出力される直流電圧値に基
づいて、前記第１のスイッチング素子をオン／オフ制御
する第１の制御手段と、 前記絶縁トランスの１次側の直流電圧値に基づいて、前
記第２のスイッチング素子をオン／オフ制御する第２の
制御手段を有し、 前記第１及び第２の制御手段が同期してオン制御される
ように構成されていることを特徴とするスイッチング電
源回路。 - 【請求項２】 前記第２のスイッチング素子は、半導体
接合部に形成されている付随ダイオードによって逆方向
の電流で導通するＭＯＳトランジスタとされていること
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 絶縁トランスの１次側に印加されている
直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、 前記絶縁トランスの２次側に発生する電圧を整流して直
流電圧を出力する第１の整流回路と、 前記第１の整流回路の電圧が所定の電圧となるよう前記
スイッチング素子を制御する制御回路を備え、 前記第１の整流回路の出力がバックアップ用の電源及び
負荷に供給されるようなスイッチング電源において、 前記絶縁トランスの交番信号を整流する第２の整流回路
と、 その整流出力によって導通するスイッチング手段を設
け、 前記スイッチング手段を介して、前記第１の整流回路の
出力が前記制御回路の作動電源として供給されるように
構成されていることを特徴とするスイッチング電源回
路。 - 【請求項４】 前記スイッチング手段は３次巻線の整流
電圧で導通する第１のトランジスタと、この第１のトラ
ンジスタで導通する第２のトランジスタにより構成され
ていることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング
電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5069087A JPH06261544A (ja) | 1993-03-05 | 1993-03-05 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5069087A JPH06261544A (ja) | 1993-03-05 | 1993-03-05 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06261544A true JPH06261544A (ja) | 1994-09-16 |
Family
ID=13392460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5069087A Pending JPH06261544A (ja) | 1993-03-05 | 1993-03-05 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06261544A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002369538A (ja) * | 2001-06-01 | 2002-12-20 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1993
- 1993-03-05 JP JP5069087A patent/JPH06261544A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002369538A (ja) * | 2001-06-01 | 2002-12-20 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4715985B2 (ja) * | 2001-06-01 | 2011-07-06 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |