JPH0623192Y2 - 補助電源回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 Ａ．産業上の利用分野 本考案は、スイッチング式直流電源の補助電源回路に関
し、特に、定電流型の補助電源回路に関する。

Ｂ．考案の概要 本考案は、スイッチング式直流電源の補助電源回路にお
いて、限流抵抗として定電流回路を使用することによ
り、大定格の抵抗が不要でコストを抑えつつ、入力電圧
の設定範囲又は許容範囲が広い場合にも補助電源回路の
限流抵抗による損失を減らし、効率を向上させる技術を
提供するものである。

Ｃ．従来の技術 スイッチングレギュレータは一般的に入力電圧が高く、
この電圧をそのまま制御ＩＣに印加することができない
ので、補助電源回路に限流抵抗を配設するのが普通であ
る。まず、スイッチング式直流電源の補助電源回路の原
理を説明する。

第３図は、従来のスイッチング式直流電源補助電源回路
の一例を示す回路図である。図中、１はスイッチング素
子であるＭＯＳＦＥＴ、２はその制御部であるＰＷＭ
（パルス変調器）回路、３及び４は抵抗、５はトランジ
スタ、６は定電圧ダイオード、７は電解コンデンサ、８
及び９はダイオード、１０は変圧器、１１及び１２は変
圧器１０の巻線、１３は限流抵抗である。

上記装置の起動時は、抵抗４及びトランジスタ５を通じ
て低圧でＰＷＭ回路２に電源を供給し、起動後は、変圧
器１０の補助巻線１２からダイオード９及び限流抵抗１
３を通じて高電圧を供給する。起動後、変圧器１０の補
助巻線１２から供給される電圧は定電圧ダイオード６よ
りも高く設定しているため、ダイオード８には順方向の
電圧が加わり、トランジスタ５はオフになる。従って、
トランジスタ５及び抵抗４への電力は起動の瞬間のみ印
加される。抵抗３を大きくし、電力損失を下げるため、
トランジスタ５はエミッタ接地直流増幅率hFEの高いも
のを使用する。

尚、端子ＰＮ間には、第４図（ａ）に示す如くコンデン
サインプット型電流回路より直流電圧が印加されるた
め、第４図（ｂ）に示す如く、交流入力時のみリップル
電圧Ｖｃ（ａｖｅ）が現れる。

Ｖｃ＝（ａｖｅ）＝（ＶｃＨ＋ＶｃＬ）／２ ここで前記第３図における限流抵抗１３の値をＲ１３，
その端子電圧（電位差）をＶR13、定電圧ダイオード６
の電位差をＶD6、ダイオード８の電位差をＶD8、ダイオ
ード９の電位差をＶD9、ＭＯＳＦＥＴ１の電位差をＶQ
1、変圧器の巻線１１の巻数をＮ１、巻線１２巻数をＮ
２、その電位差をＶ１として、限流抵抗１３の消費電力
ＰR13を求めると、 ＰR13＝ＶR13²×Ｒ13×ＴON／（ＴON＋ＴOFF）で表され
る。但し、 Ｖ１＝（Ｖｃ（ave）−ＶQ1）×Ｎ２／Ｎ１ ＶR13＝Ｖ１−（ＶD6＋ＶD8＋ＶD9） である。

Ｄ．考案が解決しようとする課題 上記の如き従来の回路を交流・直流共用入力のスイッチ
ング電源に採用する場合、端子ＰＮ間に加わる入力電圧
Ｖｃ（ａｖｅ）の範囲が広いため、限流抵抗Ｒ１３の電
力損失Ｐ13が大きくなり、効率も悪くなる。また、大き
な定格の抵抗が必要となる。

上記各式でＶD6，ＶD8，ＶD9，ＶQ1、Ｎ２／Ｎ１はいず
れも一定値なので、デューティサイクルであるＴON／
（ＴON＋ＴOFF）はＰＮ間の電圧により変化するが、ＶR
13²／Ｒ１３の変化量に比較すれば極めて小さい。

実際には、スイッチング電源の場合、入力電圧がＤＣ９
０Ｖ〜１４０Ｖ、ＡＣ８５〜１２１Ｖに設定されてい
て、限流抵抗１３の電位差ＶR13はＤＣ９０Ｖのときに
最小になり、ＡＣ１２１Ｖのときに最大になる。電力損
失は、前記式により、ＤＣ９０ＶでＰR13＝０．４
（ｗ）、ＡＣ１２１ＶでＰR13＝９．６（ｗ）になる。
即ち、使用に際して設定電圧の高い部分を使用すると、
電力損失が大きくなる。

本考案は、このような課題に鑑みて創案されたもので、
大定格の抵抗が不要でコストを抑えつつ入力電圧の設定
範囲又は許容範囲が広い場合にも補助電源回路の限流抵
抗による損失を減らし、効率を向上させる定電流型補助
電源回路を提供することを目的としている。

Ｅ．課題を解決するための手段 本考案における上記課題を解決するための手段は、スイ
ッチング素子の一次側に配設された制御部に限流抵抗を
介して交流・直流共用の補助電源を供給する補助電源回
路において、限流抵抗として定電流回路を使用する定電
流型の補助電源回路とするものである。

Ｆ．作用 本考案では、限流抵抗の替わりに定電流回路を設け、制
御部の入力端の電圧が、例えば、定電圧ダイオードの定
格電圧以下になるようにしておくことにより、補助電源
の電圧が高くなっても常に定電流にする。定電流回路の
消費電力は、従来例の如くＶR13／Ｒ１３に依存しない
ので、入力電圧が交流・直流共用電源であり、その設定
範囲又は許容範囲が広い場合にも補助電源回路の限流抵
抗による損失が減らせる。

Ｇ．実施例 以下、図面を参照して、本考案の実施例を詳細に説明す
る。

第１図は、本考案を実施したスイッチング式直流電源補
助電源回路の一例を示す回路図である。同図において、
１〜１２は第３図に示した従来例と同一の構成であり、
同じ記号のものは同じ機能を有する。第３図と異なるの
は、限流抵抗１３の替わりに定電流回路１４が配設され
ていることである。

定電流回路１４は、トランジスタ１５と、そのエミッタ
側に接続された抵抗１６と、コレクタ側に接続された抵
抗１７と、ベース側の入力を分圧する２つの抵抗１８及
び１９と、その抵抗１８に並列に接続されたツェナダイ
オード２０とで構成されていて、抵抗１６及び抵抗１８
の出力が前記制御部であるＰＷＭ回路２の入力側へ接続
され、変圧器１０の補助巻線１２の出力は、抵抗１７と
抵抗１９へ分流されて入力したのち、抵抗１９の出力が
更にトランジスタ１５のベースと抵抗１８と定電圧ダイ
オード２０とへ３分割されることになる。ここで、抵抗
Ｒ１６の両端の電圧ＶR16は定電圧ダイオード２０の定
格電圧ＶZD以下になるように設定してあるので、巻線１
２の電圧が高くなっても回路の出力は常に定電流とな
る。

第２図は、上記定電流回路の損失等を演算する部分拡大
図である。同図において、定電流回路１４全体の電位差
をＶｃ、トランジスタ１５のコレクタ電流をＩＣ，エミ
ッタ電流をＩＥ，ベース電流をＩＢ，ベース・エミッタ
間の電位差をＶBE、各抵抗の抵抗値及び電位差をＲ１６
及びＶR16，Ｒ１７及びＶR17，Ｒ１８及びＶR18，Ｒ１
９及びＶR19、抵抗１８を流れる電流をＩＢ、定電圧ダ
イオード２０を流れる電流をＩＺとする。

この回路が定電流回路である原理を説明する。

抵抗１６の両端の電圧降下はＩＥ・Ｒ１６、また、抵抗
１８の両端の電圧降下はＩＡ・Ｒ１８なので、ベース・
エミッタ間の順方向の電位差ＶBEは、 ＶBE＝ＩＡ・Ｒ１８−ＩＥ・Ｒ１６…（１） であり、また、 Ｖｃ＝Ｒ１９（ＩＡ＋ＩＢ＋ＩＺ）＋ＩＡ・Ｒ１８ ＩＡ＝｛Ｖｃ−Ｒ１９（ＩＢ＋ＩＺ）｝ ／（Ｒ１８＋Ｒ１９）…（２） なので、（１）式と（２）式により、 となる。ＩＥ＝ＩＢ＋ＩＣなので、コレクタ電流ＩＣが
増加すると、ＩＥが増加し、即ちＩＥ・Ｒ１６が増加し
て、ＶBEを減少させ、結果的にコレクタ電流ＩＣを減少
させるので、定電流を維持することになる。

トランジスタ１５のエミッタ電流及び抵抗１６の損失を
求めると、ＶR16＜ＶZDの場合、エミッタ電流ＩＥは、 ＩＥ＝｛Ｒ１８／（Ｒ１８＋Ｒ１９）×Ｖｃ−ＶBE｝／
Ｒ１６ で表される。Ｒ１８／（Ｒ１８＋Ｒ１９）×Ｖｃは、電
圧ＶｃをＲ１８とＲ１９とで分圧する意味である。

ＶR16＝ＶZDの場合、エミッタ電流ＩＥは、 ＩＥ＝（ＶZD−ＶBE）／Ｒ１６ で表される。抵抗１６による損失ＶR16は、 ＰR16＝｛ＶＩ−（ＶD6＋ＶD8＋ＶD9）｝ ×ＩＥ×ＴON／（ＴON＋ＴOFF） で表される。但し、 ＩＥ＝｛ＶZD−ＶBE）／Ｒ１６ である。

上記実施例の回路と従来回路とを比較する。

適用されるデータは、下記のとおりである。

定格出力 ５ｖ，２０Ａ ５ｖ，１．２Ａ ２ｖ，３Ａ （１１２Ｗ） 入力電圧 ＡＣ８５ｖ〜１２１ｖ （ｆ＝５０Ｈｚ） ＤＣ９０ｖ〜１４０ｖ 効率 η＝０．７ 入力コンデンサ容量 Ｃ＝６８０μＦ×３ （＋３０％〜−１０％） ＰＷＭ回路電流 ＩＣ＝１００ｍＡ （電解コンデンサの充電電流を含む） オン・デューティ ０．１９ （ＡＣ１２１ｖ入力時） MOSFETオン抵抗 ＲON＝０．４Ω その他 Ｎ１＝２４，Ｎ２＝６， Ｎ３＝５， Ｎ４＝７， Ｎ５＝４， ＶD6＝１７．１ｖ， ＶD8＝ＶD9＝０．７ｖ 上記電源において、入力電圧Ｖｃ（ave）＝８０ｖまで
補助巻線より電源を供給する場合を想定して演算した。

演算例１（本考案回路によるもの） 定電流回路の損失Ｐは、 Ｐ＝｛Ｖ１−（ＶD6＋ＶD8＋ＶD9）｝×ＩＣ ×ＴON／（ＴON＋ＴOFF） ＝４１．０−（１７．１＋０．７＋０．７）｝ ×１１３×１０^−３×０．１９ ＝０．４８ｗ 演算例２（従来例回路によるもの） まず、限流抵抗Ｒ１３を求める。

Ｒ１３＝｛Ｎ２／Ｎ１×（Ｖｃ（ave）−ＶQ1） −（ＶD6＋ＶD8＋ＶD9）｝／ＩＣ ＝｛６／２４×（８０−２） −（１７．１＋０．７＋０．７）｝／０．１ ＝１０Ω この限流抵抗の損失は、最高入力電圧のときに最大とな
るため、ＡＣ１２１ｖ入力に対する損失を求めることに
する。

定格出力 Ｐｏ＝１１２ｗ、効率η＝０．７ Ｐ_ＩＮ＝１１２／０．７＝１６０ｗ であるから、ＡＣ１サイクルでの充放電エネルギーは、 ＷIN＝ＰIN／ｆ ＝１６０／５０ ＝３．２Ｊ となる。

リップル電圧は、ＶR＝ＶCH−ＶCLであって、 Ｖｃ（ａｖｅ）＝（ＶCH＋ＶCL）／２であるから、 ＷIN／２＝１／２×ＣIN×（ＶCH²−ＶCL²） ＣIN＝９１８×１０^−６ ＶCL＝１６０．６ ＶCH＝▲√▼×１２１＝１７１．１ｖ とすると、 Ｖｃ（ａｖｅ）＝１６５．９ｖ ＭＯＳＦＥＴの電圧降下ＶQ1は、 ＶQ1＝（Ｉ′×Ｎ３／Ｎ１＋Ｉ″×Ｎ４／Ｎ１ ＋Ｉ×Ｎ５／Ｎ１）×ＲON ＝（２０×５／２４＋１．２×７／２４ ＋３×４／２４）×０．４ ＝２ｖ Ｖ１＝（Ｖｃ（ave）−ＶQ1）×Ｎ２×Ｎ１ ＝（１６５．９−２）×６／２４ ＝４１．０ｖ ＶR13＝Ｖ１−（ＶD6＋ＶD8＋ＶD9） ＝４１．０−（１７．１＋０．７＋０．７） ＝２２．５ｖ ＰR13＝ＶR13²／Ｒ１３×ＴON／（ＴON＋ＴOFF） ＝（２２．５）^２／１０×０．１９ ＝９．６ｗ 即ち、本考案回路による損失は０．４８Ｗで、従来例回
路による損失の９．６Ｗに比較すると、1/20で済む。

このように、本実施例は下記の効果を奏する。

（１）入力電圧が交流・直流共用電源である場合の如
く、入力電圧の設定範囲又は許容範囲が広い場合に、補
助電源回路の限流抵抗による損失が減らせるので、効率
の向上が期待できる。

（２）部品点数は若干多くなるが、大定格の抵抗が不要
になるためコスト的には同程度で済む。

（３）変圧器の補助巻線と突入電流防止回路（図示せ
ず）用の巻線とを共用できるのは自明の理で、変圧器の
補助巻線数を減らすことができる。

Ｈ．考案の効果 以上説明したとおり、本考案によれば、変圧器の補助巻
線数を減らすことができ、大定格の抵抗が不要で、コス
トを抑えつつ入力電圧の設定範囲又は許容範囲が広い場
合にも補助電源回路の限流抵抗による損失を減らし、効
率を向上させる定電流型補助電源回路を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例の回路図、第２図はその部分
図、第３図は従来例の回路図、第４図はその波形図であ
る。 １……ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、２……ＰＷ
Ｍ回路（制御部）、３，４……抵抗、５……トランジス
タ、６，２０……定電圧ダイオード、７……電解コンデ
ンサ、８，９……ダイオード、１０……変圧器、１１，
１２……補助巻線、１３……限流抵抗、１４……定電流
回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電圧を整流して並列コンデンサを介し
   て端子間に直流電圧を得、この端子間の直流電圧をスイ
   ッチング素子を介して変圧器の１次巻線に供給し、該ス
   イッチング素子を制御部で制御して交流電圧として前記
   変圧器の２次巻線に交流出力電圧を得、この交流出力電
   圧を整流して直流出力電圧を得るようにしたスイッチン
   グ式直流電源の補助電源回路において、 前記変圧器に補助巻線を設け、該補助巻線の出力電圧を
   整流して直流電圧となし、この直流電圧を定電流回路を
   介して前記スイッチング素子の制御部の電源とするとと
   もに、この制御部には更に抵抗と第１のトランジスタを
   介して前記端子間の直流電圧から定電流の電源を供給
   し、この定電流の電源の電圧は、前記定電流回路の電圧
   より低く設定して起動後は第１のトランジスタを不導通
   とするようにするとともに、前記定電流回路は、第２の
   トランジスタで構成し、該第２のトランジスタのベース
   ・エミッタ間に定電圧ダイオードを接続してこのベース
   ・エミッタ間の電圧の定電圧ダイオードの定格電圧以下
   となるようにして補助巻線の電圧が高くなっても常に定
   電流となるようにしたことを特徴とする補助電源回路。