JPH061901B2 - A buffer circuit using MOS transistors - Google Patents
A buffer circuit using MOS transistorsInfo
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- JPH061901B2 JPH061901B2 JP57141105A JP14110582A JPH061901B2 JP H061901 B2 JPH061901 B2 JP H061901B2 JP 57141105 A JP57141105 A JP 57141105A JP 14110582 A JP14110582 A JP 14110582A JP H061901 B2 JPH061901 B2 JP H061901B2
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- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/09448—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET in combination with bipolar transistors [BIMOS]
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はバイポーラ回路内にMOSトランジスタを含む回
路に係り、特に伝達特性の良好なバッファ回路に関す
る。The present invention relates to a circuit including a MOS transistor in a bipolar circuit, and more particularly to a buffer circuit having a good transfer characteristic.
従来よりバイポーラ回路内にMOSトランジスタを含んだ
回路が考案されている。特にMOSトランジスタの入力イ
ンピーダンスが極めて高いことから、サンプリングホー
ルドなどのバッファ回路に多く利用されている。このと
きバッファ回路の入出力伝達特性、及びその出力インピ
ーダンスは従来より非常な関心事であった。Conventionally, a circuit including a MOS transistor in a bipolar circuit has been devised. In particular, since the input impedance of MOS transistors is extremely high, they are often used in buffer circuits such as sampling and holding. At this time, the input / output transfer characteristics of the buffer circuit and its output impedance have been of great concern from the past.
従来のバッファ回路を第1図に示す。同図において1,
2はMOSトランジスタ、3は電流源、4,5はトランジ
スタである。同図のMOSトランジスタ1,2はPチャネ
ルMOSで示してある。A conventional buffer circuit is shown in FIG. 1,
2 is a MOS transistor, 3 is a current source, and 4 and 5 are transistors. The MOS transistors 1 and 2 in the figure are shown as P-channel MOS.
MOSトランジスタ1,2のソースは共通に接続され、さ
らに電流源3が印加されている。またMOSトランジスタ
1,2のドレインには各々トランジスタ4,5のコレク
タが接続されている。トランジスタ4,5のエミッタは
共に接地され、また各々のベースは共通接続されてい
る。トランジスタ4のコレクタは、上記共通のベースに
も接続され、ダイオード構成となっている。MOSトラン
ジスタ2のゲートはドレインに接続され、ダイオード構
成とし、その共通点より出力を取り出している。またMO
Sトランジスタ1,2の第2ゲート(あるいはバックゲ
ートとも呼ぶ)は各々ソース側(高電位側)に接続され
ている。さらにまた、いづれもMOSトランジスタ対のソ
ース側を共通としている。The sources of the MOS transistors 1 and 2 are commonly connected, and a current source 3 is further applied. The collectors of the transistors 4 and 5 are connected to the drains of the MOS transistors 1 and 2, respectively. The emitters of the transistors 4 and 5 are both grounded, and their bases are commonly connected. The collector of the transistor 4 is also connected to the common base and has a diode configuration. The gate of the MOS transistor 2 is connected to the drain and has a diode configuration, and the output is taken out from the common point. Also MO
The second gates (or also called back gates) of the S transistors 1 and 2 are connected to the source side (high potential side), respectively. Furthermore, in each case, the source side of the MOS transistor pair is common.
次に動作を説明する。入力電圧VINはMOSトランジスタ
1のゲートに印加され、そのソースには次式で示される
電圧が発生する。Next, the operation will be described. The input voltage V IN is applied to the gate of the MOS transistor 1, and a voltage represented by the following equation is generated at its source.
VS=VIN+VGS1 VGS1>0 (1) ここでVGS1はMOSトランジスタ1のゲート・ソース間電
圧であり、ドレイン電流ID1の関数としてV
GS1(ID1)と表わされる。さらに上記VSはダイオード
接続されたMOSトランジスタ2のソースに接続され、そ
のドレイン(あるいはゲート)から出力電圧VOUTが次
式に従い発生する。V S = V IN + V GS1 V GS1 > 0 (1) where V GS1 is the gate-source voltage of the MOS transistor 1 and V as a function of the drain current I D1.
It is represented by GS1 (I D1 ). Further, the above-mentioned V S is connected to the source of the diode-connected MOS transistor 2, and the output voltage V OUT is generated from the drain (or gate) thereof according to the following equation.
VOUT=VS+VGS2 VGS2>0 (2) したがって上式(1),(2)より出力電圧VOUTと入力電圧
VINは次式の関係となる。V OUT = V S + V GS2 V GS2 > 0 (2) Therefore, from the above equations (1) and (2), the output voltage V OUT and the input voltage V IN have the following equation.
VOUT=VIN+VGS1(ID1)−VDS2(ID2) (3) ここでVGS1(ID1)とVGS2(ID2)の関係を考えてみ
ると、電流源3の電流を2I0とすると 2I0=ID1+ID2 (4) となる。一方MOSトランジスタ1のドレインおよびMOSト
ランジスタ2のドレインにはトランジスタ4,5がカレ
ントミラー構成で接続されている。つまりトランジスタ
4,5のエミッタ電流をIE4,IE5とし、両トランジス
タを同一特性で製造すれば、ベース電流の影響を無視す
ると、 IE4 E5 (5) となる。ここで同一特性のトランジスタ対の製造は、同
一チップIC内では容易に実現される。このとき ID1IE4, ID2IE5 (6) であるから、結局 ID1ID2=I0 (7) と表わされる。したがってMOSトランジスタ1,2を同
一特性で製造すると、 VGS1(ID1)VGS2(ID2) (8) となり両MOSトランジスタ1,2のVGSはほぼ一致す
る。したがって(3)式より入出力電圧は一致する。V OUT = V IN + V GS1 (I D1 ) −V DS2 (I D2 ) (3) Here, considering the relationship between V GS1 (I D1 ) and V GS2 (I D2 ), the current of the current source 3 is calculated. If 2I 0 , then 2I 0 = I D1 + I D2 (4). On the other hand, transistors 4 and 5 are connected to the drain of the MOS transistor 1 and the drain of the MOS transistor 2 in a current mirror configuration. That is, if the emitter currents of the transistors 4 and 5 are I E4 and I E5 and both transistors are manufactured with the same characteristics, I E4 E5 (5) is obtained, ignoring the influence of the base current. Here, the manufacture of transistor pairs having the same characteristics is easily realized in the same chip IC. At this time, since I D1 I E4 and I D2 I E5 (6), it is eventually expressed as I D1 I D2 = I 0 (7). Therefore, if the MOS transistors 1 and 2 are manufactured with the same characteristics, V GS1 (I D1 ) V GS2 (I D2 ) (8) is obtained, and the V GS of both MOS transistors 1 and 2 are substantially the same. Therefore, the input and output voltages match from Eq. (3).
ここでVGSの特性を詳細に調べてみよう。MOSトランジ
スタのVDS−ID特性は、VGSをパラメータにして表わ
すと一般に第2図のようになる。つまりドレイン電流I
Dを等しくしてもドレイン・ソース間電圧VDSが異なる
と、VGSにはわずかな差電圧が生じる。つまりVGSはI
DとVDSの関数であることが知られている。したがって
上式(8)においてID1=ID2としても であれば式(8)は成立しない。つまり式(3)は次式とな
る。Now let's examine the characteristics of V GS in detail. V DS -I D characteristic of the MOS transistor is as generally Figure 2 is represented by the V GS as a parameter. That is, the drain current I
If the drain-source voltage V DS is different even if D is made equal, a slight difference voltage occurs in V GS . That is, V GS is I
It is known to be a function of D and V DS . Therefore, even if I D1 = I D2 in the above equation (8), Then, equation (8) does not hold. That is, equation (3) becomes the following equation.
VOUT−VIN=VGS1(ID1,VDS1)−VGS2(ID2,VDS2) (9) ここで(9)式右辺の第1項はVGS1がID1とVD1の関数で
あり、第2項はVGS2がID2とVDS2の関数であることを
示す。V OUT −V IN = V GS1 (I D1 , V DS1 ) −V GS2 (I D2 , V DS2 ) (9) Here, the first term on the right side of the equation (9) is a function of V GS1 being I D1 and V D1 . And the second term indicates that V GS2 is a function of I D2 and V DS2 .
そこで第1図をみると、VDSは、次式で与えられる。Therefore, referring to FIG. 1, V DS is given by the following equation.
VDS1=VIN+VGS1−VBE4 (10) VDS2=VGS2 (11) ここでVBE4はトランジスタ4のベース・エミッタ電圧
である。したがって仮にVGS1VGS2とすると、VDS1
とVDS2の差電圧は次式で表わされる。V DS1 = V IN + V GS1 −V BE4 (10) V DS2 = V GS2 (11) where V BE4 is the base-emitter voltage of the transistor 4. Therefore, if V GS1 V GS2 , then V DS1
The difference voltage between V DS2 and V DS2 is expressed by the following equation.
ΔVDS=VDS1−VDS2VIN−VBE4 (12) したがって式(9)より VOUT−VINVGS1(VDS1)−VGS2(VDS2) =ΔVGS(VIN−VBE4) (13) ここでΔVGSはVDSの差によるVGSの差電圧を意味して
おり、VDSの差は式(12)で示されている。VBE4一定
とすると、入出力差電圧ΔVは次式となる。ΔV DS = V DS1 −V DS2 V IN −V BE4 (12) Therefore, from the formula (9), V OUT −V IN V GS1 (V DS1 ) −V GS2 (V DS2 ) = ΔV GS (V IN −V BE4 ). (13) Here, ΔV GS means the difference voltage of V GS due to the difference of V DS , and the difference of V DS is represented by the equation (12). When V BE4 is constant, the input / output differential voltage ΔV is given by the following equation.
−ΔV=VOUT−VINΔVGS(VIN) (14) ここでID一定としたときのVGS−VDS特性は一般に必
ずしも直線関係でない。−ΔV = V OUT −V IN ΔV GS (V IN ) (14) Here, the V GS −V DS characteristics when I D is constant are generally not necessarily linear.
式(14)を見ると、出力電圧VOUTは入力電圧VINと一致
せず、さらに入力電圧VINに従った誤差電圧ΔVGS(V
IN)を生じる。このことは、直流電圧が正確に伝達され
ないことばかりでなく、たとえば交流信号伝達において
も歪を生じるなどの重大な欠点をもっていた。Looking at equation (14), the output voltage V OUT does not match the input voltage V IN, the error voltage [Delta] V GS (V further according to the input voltage V IN
IN ). This has a serious drawback that not only DC voltage is not accurately transmitted but also distortion occurs in AC signal transmission, for example.
さらにVGS−VDS特性は、VDSの違いによるVGSの温度
特性にも温特誤差を生じせしめるなどの欠点もあった。Further, the V GS -V DS characteristic has a drawback that it causes a temperature characteristic error in the V GS temperature characteristic due to the difference in V DS .
また一般にダイオード接続のMOSトランジスタのインピ
ーダンスは数KΩにも及ぶ大きであり、バッファ回路と
しての低インピーダンス出力も望めないという欠点もあ
った。In addition, the impedance of a diode-connected MOS transistor is generally as large as several KΩ, and there is a drawback that a low-impedance output as a buffer circuit cannot be expected.
本発明の目的は、入力信号レベルに依存せずに直流レベ
ルを正確に伝達し、かつ交流信号の伝達歪を少なくした
バッファ回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a buffer circuit that accurately transmits a DC level without depending on an input signal level and reduces AC signal transmission distortion.
本発明の主眼は、MOSトランジスタ対のドレイン電流を
等くし、さらにドレイン−ソース間電圧をも等しくする
ことにより、直流伝達時の電圧誤差を無くし、かつ温度
特性も等しくしたところにある。The main object of the present invention is to equalize the drain currents of the MOS transistor pairs and equalize the drain-source voltages to eliminate the voltage error during DC transmission and to equalize the temperature characteristics.
以下、本発明の一実施例を第3図により説明する。同図
において1,2はMOSトランジスタ、6,7はトランジ
スタ、8,9は電流源である。MOSトランジスタ1,2
はPチャネルMOSであり、そのドレインが共通接続さ
れ、さらに電流源9が接続されている。またMOSトラン
ジスタ1,2のソースには各々トランジスタ6,7のエ
ミッタが接続され、両トランジスタのベースは共通接続
されている。またトランジスタ6のコレクタは上記ベー
スに接続され、さらに電流源8が印加されている。MOS
トランジスタ1のゲートには入力電圧VINが印加され、
MOSトランジスタ2のドレインとゲートは接続されて、
出力電圧VOUTを出力している。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. In the figure, 1 and 2 are MOS transistors, 6 and 7 are transistors, and 8 and 9 are current sources. MOS transistors 1 and 2
Is a P-channel MOS, the drains of which are commonly connected, and the current source 9 is also connected. The sources of the MOS transistors 1 and 2 are connected to the emitters of the transistors 6 and 7, respectively, and the bases of both transistors are commonly connected. The collector of the transistor 6 is connected to the base, and the current source 8 is further applied. MOS
The input voltage V IN is applied to the gate of the transistor 1,
The drain and gate of the MOS transistor 2 are connected,
The output voltage V OUT is being output.
次に動作を説明する。MOSトランジスタ1のドレイン電
流とトランジスタ6のエミッタ電流は等しく、これをI
1とする。同様にMOSトランジスタ2のドレイン電流とト
ランジスタ7のエミッタ電流も等しく、I2とする。こ
のときの出力電圧VOUTは次式で与えられる。Next, the operation will be described. The drain current of the MOS transistor 1 and the emitter current of the transistor 6 are equal.
Set to 1 . Similarly, the drain current of the MOS transistor 2 and the emitter current of the transistor 7 are also equal to each other and are set to I 2 . The output voltage V OUT at this time is given by the following equation.
VOUT=VIN+VGS1(I1,VDS1)+VBE6−VBE7−V
GS2(I2,VDS2)(15) ここでVBE6,VBE7はトランジスタ6,7のベース・エ
ミッタ電圧であり、VGS1,VGS2>0としている。ここ
でMOSトランジスタ1,2及びトランジスタ6,7は同
一特性に製造してあるとする。V OUT = V IN + V GS1 (I 1 , V DS1 ) + V BE6 −V BE7 −V
GS2 (I 2 , V DS2 ) (15) where V BE6 and V BE7 are the base-emitter voltages of the transistors 6 and 7, and V GS1 and V GS2 > 0. Here, it is assumed that the MOS transistors 1 and 2 and the transistors 6 and 7 are manufactured to have the same characteristics.
さてここでI1,I2を求めてみる。ダイオード接続さ
れたトランジスタ6のベース・コレクタには電流源8が
接続され、その電流源I0がトランジスタ6のエミッタ
にほぼ流れる。つまりI1E56EI0となる。一方、
電流I1は、電流源9の電流値が2I0であることより 2I0=I1+I2I0+I2 (16) したがって、I2I0となりI1I2となる。つま
りMOSトランジスタ1,2のドレイン電流及びトランジ
スタ6,7のエミッタ電流はほぼ等しい。Now, try to find I 1 and I 2 . A current source 8 is connected to the base and collector of the diode-connected transistor 6, and the current source I 0 almost flows to the emitter of the transistor 6. That is, I 1 E56EI 0 . on the other hand,
Since the current value of the current source 9 is 2I 0 , the current I 1 becomes 2I 0 = I 1 + I 2 I 0 + I 2 (16) Therefore, I 2 I 0 becomes I 1 I 2 . That is, the drain currents of the MOS transistors 1 and 2 and the emitter currents of the transistors 6 and 7 are almost equal.
次にMOSトランジスタ1,2のドレイン・ソース間電圧
VDSを考えてみる。MOSトランジスタ1,2のドレイン
が共通であることより、そのソース電圧差を考えれば良
い。このとき VS1=VIN+VGS1(I1,VDS1) (17) VS2=VOUT+VGS2(I2,VDS2) (18) 上式(18)に式(15)を代入すると VS2=VIN+VGS1(I1,VDS1)+VBE6−VBE7 (19) となる。ここでトランジスタ6,7のエミッタ電流はほ
ぼ等しいことよりVBE6E56EVBE7とすることができ
る。したがって式(19)は式(17)とほぼ等しく VS2VS1=VIN+VGS1(I1,VDS1)
(20) となる。したがって VDS1VDS2 (21) よってI1I2より次式が成立する。Next, consider the drain-source voltage V DS of the MOS transistors 1 and 2. Since the drains of the MOS transistors 1 and 2 are common, the difference between their source voltages may be considered. At this time, V S1 = V IN + V GS1 (I 1 ,, V DS1 ) (17) V S2 = V OUT + V GS2 (I 2 ,, V DS2 ) (18) Substituting equation (15) into equation (18) gives V S2 = V IN + V GS1 (I 1 , V DS1 ) + V BE6 −V BE7 (19). Wherein the emitter current of the transistor 6 and 7 may be a V BE6 E56EV BE7 than approximately equal. Therefore, the equation (19) is almost equal to the equation (17): V S2 V S1 = V IN + V GS1 (I 1 , V DS1 )
(20) Therefore, V DS1 V DS2 (21) Therefore, the following equation holds from I 1 I 2 .
VGS1(I1,VDS1)VGS2(I2,VDS2) (22) したがって式(15)は VOUT=VIN+{VGS1(I1,VDS1)−VGS2(I2,
VDS2)}+(VBE6−VBE7) VIN+{VGS1(I1,VDS1)−VGS2(I2,
VDS2)} VIN (23) となり、VINに影響されず出力電圧VOUTは常に入力電
圧VINに等しくなる。V GS1 (I 1 , V DS1 ) V GS2 (I 2 , V DS2 ) (22) Therefore, the equation (15) is V OUT = V IN + {V GS1 (I 1 , V DS1 ) −V GS2 (I 2 ,
V DS2 )} + (V BE6 −V BE7 ) V IN + {V GS1 (I 1 , V DS1 ) −V GS2 (I 2 ,
V DS2)} V IN (23 ) , and the output voltage V OUT is not affected by the V IN is always equal to the input voltage V IN.
同時にVGSの温度特性も等しくなり、温度ドリフトも全
く生じないことになる。At the same time, the temperature characteristics of V GS also become equal and no temperature drift occurs.
次にNチャネルMOSトランジスタを用いた本発明の一実
施例を第4図に示す。同図において、10,11はMOSトラン
ジスタ、12,13はトランジスタ、3,14は電流源であ
る。構成は第3図の極性を逆にしたものであり、動作特
性は第3図と全く同様である。ここでMOSトランジスタ1
0,11はNチャネルMOSであり、したがって第2ゲート
(あるいはバックゲート)はソース側(低電位側)に各
々接続してある。Next, FIG. 4 shows an embodiment of the present invention using an N-channel MOS transistor. In the figure, 10 and 11 are MOS transistors, 12 and 13 are transistors, and 3 and 14 are current sources. The configuration is the polarity of FIG. 3 reversed, and the operating characteristics are exactly the same as those of FIG. Where MOS transistor 1
Reference numerals 0 and 11 are N-channel MOS transistors, and therefore the second gate (or back gate) is connected to the source side (low potential side).
以上のように本発明ではMOSトランジスタ対のドレイン
側を共通接続して、各々のソース電位をトランジスタ手
段により等しくすることによって、ドレイン・ソース間
電圧VDSを等しく設定している。As described above, in the present invention, the drain side of the MOS transistor pair is commonly connected, and the source potentials of the MOS transistor pairs are made equal by the transistor means, whereby the drain-source voltage V DS is set to be equal.
上記実施例では電流源が2ケ必要であるが、これを1ケ
のみにした実施例を第5図に、第6図示す。第5図は第
3図の変形であり、第6図は第4図の変形である。第5
図において電流源8はトランジスタ81,82によるカレン
トミラー構成であり、MOSトランジスタ1,2のドレイ
ン電流ID1,ID2は常に等しくなる。したがって上記説
明より容易に理解されるように入出力特性はVOUT=V
INとなることがわかる。同様に第6図では電流源14はト
ランジスタ141,142のカレントミラー構成であり、した
がって同様の入出力特性が得られる。In the above embodiment, two current sources are required, but an embodiment in which only one current source is used is shown in FIG. 5 and FIG. FIG. 5 is a modification of FIG. 3, and FIG. 6 is a modification of FIG. Fifth
In the figure, the current source 8 has a current mirror configuration of transistors 81 and 82, and the drain currents I D1 and I D2 of the MOS transistors 1 and 2 are always equal. Therefore, as can be easily understood from the above description, the input / output characteristic is V OUT = V
You can see that it will be IN . Similarly, in FIG. 6, the current source 14 has a current mirror configuration of the transistors 141 and 142, and therefore similar input / output characteristics can be obtained.
上記第5図,第6図の構成においては、電流源9および
電流源3を抵抗素子に置き換えても、入力信号VINによ
り各MOSトランジスタのドレイン電流は変化するが、常
に等しいことが理解されよう。つまり入出力特性は同様
の性能が得られる。In the configurations shown in FIGS. 5 and 6, it is understood that even if the current source 9 and the current source 3 are replaced by resistance elements, the drain currents of the respective MOS transistors change depending on the input signal V IN, but they are always equal. See. That is, similar input / output characteristics can be obtained.
次にバッファ回路として低出力インピーダンスにした本
発明の他の実施例を第7図に示す。同図において第3
図,第5図と同一機能を有するものは同一符号を付して
ある。まずMOSトランジスタ1のソースはトランジスタ
6のエミッタに接続され、トランジスタ6のベースとコ
レクタは共通接続されて電流源3とMOSトランジスタ2
のソースに接続されている。またMOSトランジスタ2の
ゲートはドレインに接続され、さらに電流源14及びトラ
ンジスタ7のベースに接続されている。トランジスタ7
のエミッタはMOSトランジスタ1のドレインと共通接続
され、さらに電流源9に接続されて出力としている。入
力信号VINはMOSトランジスタ1のゲートに印加されて
いる。Next, another embodiment of the present invention in which the buffer circuit has a low output impedance is shown in FIG. 3rd in the figure
Those having the same functions as those in FIGS. 5 and 5 are designated by the same reference numerals. First, the source of the MOS transistor 1 is connected to the emitter of the transistor 6, the base and collector of the transistor 6 are commonly connected, and the current source 3 and the MOS transistor 2 are connected.
Connected to the source. The gate of the MOS transistor 2 is connected to the drain, and further connected to the current source 14 and the base of the transistor 7. Transistor 7
The emitter of is commonly connected to the drain of the MOS transistor 1 and further connected to the current source 9 for output. The input signal V IN is applied to the gate of the MOS transistor 1.
動作を説明すると、MOSトランジスタ1のドレイン電流
をI1,MOSトランジスタ2のドレイン電流をI2,トラ
ンジスタ7のエミッタ電流をI3とする。このときI1,
I2,I3及び出力電圧VOUTは次式で表わされる。To explain the operation, the drain current of the MOS transistor 1 is I 1 , the drain current of the MOS transistor 2 is I 2 , and the emitter current of the transistor 7 is I 3 . At this time I 1 ,
I 2 , I 3 and the output voltage V OUT are expressed by the following equations.
VOUT=VIN+VGS1(I1,VDS1)+VBE6−VGS2(I2,
VDS2)−VBE7 (24) I1+I2=2I0 (25) I2=I0 (26) I1+I3=2I0 (27) 式(25)〜(27)より I1=I2=I3=I0 (28) であり、したがって VBE6=VBE7 (29) 次にVDS1とVDS2を考える。このとき VDS1=(VIN+VGS1)−VOUT (30) VDS2=(VIN+VGS1+VBE6)−(VOUT+VBE7)
(31) したがってVDS1−VDS2=VBE7−VBE6=0となり、V
DS1=VDS2となる。V OUT = V IN + V GS1 (I 1 , V DS1 ) + V BE6 −V GS2 (I 2 ,
V DS2 ) -V BE7 (24) I 1 + I 2 = 2I 0 (25) I 2 = I 0 (26) I 1 + I 3 = 2I 0 (27) From Formulas (25) to (27) I 1 = I 2 = I 3 = I 0 (28), so V BE6 = V BE7 (29) Now consider V DS1 and V DS2 . In this case V DS1 = (V IN + V GS1) -V OUT (30) V DS2 = (V IN + V GS1 + V BE6) - (V OUT + V BE7)
(31) Therefore, V DS1 −V DS2 = V BE7 −V BE6 = 0 and V
DS1 = V DS2 .
したがって VGS1(I1,VDS1)VGS2(I2,VDS2) (32) 式(24)に式(29),(32)を代入すると次式を得る。Therefore, V GS1 (I 1 , V DS1 ) V GS2 (I 2 , V DS2 ) (32) Substituting equations (29) and (32) into equation (24) yields the following equation.
VOUTE56EVIN (33) このときの出力インピーダンスZOUTは、 ZOUT=γ6+1/hFE・γMOS である。ここでγ6はトランジスタ7のエミッタ抵抗で
あり通常数十Ω程度である。またhFEはトランジスタ7
の電流増幅率、γMOSはMOSトランジスタ2の抵抗値であ
り、hFEは通常数百の値を程する。したがってγMOS/hFE
は数十Ωとなり、ZOUTは最大でも100Ω以下と非常に
小さいものとなる。V OUT E56EV IN (33) The output impedance Z OUT at this time is Z OUT = γ 6 + 1 / h FE · γ MOS . Here, γ 6 is the emitter resistance of the transistor 7 and is usually about several tens Ω. Also h FE is transistor 7
, Γ MOS is the resistance value of the MOS transistor 2, and h FE is usually several hundreds. Therefore γ MOS / h FE
Is several tens of Ω, and Z OUT is 100 Ω or less at maximum, which is extremely small.
次に本発明の他の一実施例を第8図に示す。同図におい
て第3図,第4図,第5図と同一機能を有するものは同
一符号を付してある。ここでMOSトランジスタ10,11はN
チャネルMOSであり、全体の構成は第7図の極性を逆に
したものである。動作特性は第7図と全く同様であり、
出力インピーダンスZOUTは最大でも100Ω以下と小さ
い。Next, another embodiment of the present invention is shown in FIG. In the figure, parts having the same functions as those in FIGS. 3, 4, and 5 are designated by the same reference numerals. Here, the MOS transistors 10 and 11 are N
This is a channel MOS, and the overall configuration is the polarity of FIG. 7 reversed. The operating characteristics are exactly the same as in Fig. 7,
The output impedance Z OUT is as small as 100Ω or less.
次に第3図,第4図に対する第5図,第6図のように第
7図,第8図の電流源3,9をカレントミラー構成とし
た実施例を第9図,第10図に示す。第9図において電流
源3はトランジスタ31,32によるカレントミラー構成で
あり、トランジスタ31にはトランジスタ32の2倍の電流
が流れるようエミッタ面積を2倍とする。したがってMO
Sトランジスタ1,2およびトランジスタ6,7の電流
は全て等しく、入出力特性は同様の性能が得られる。同
様に第10図では電流源9をトランジスタ91,92(もちろ
ん、トランジスタ91のエミッタ面積はトランジスタ92の
2倍である。)のカレントミラー構成とすることによ
り、全く同様の入出力特性が得られることが容易に理解
されよう。Next, as shown in FIGS. 5 and 6 with respect to FIGS. 3 and 4, an embodiment in which the current sources 3 and 9 of FIGS. Show. In FIG. 9, the current source 3 has a current mirror configuration of transistors 31 and 32, and the emitter area is doubled so that a current twice as large as that of the transistor 32 flows through the transistor 31. Therefore MO
The currents of the S-transistors 1 and 2 and the transistors 6 and 7 are all the same, and similar input / output characteristics are obtained. Similarly, in FIG. 10, the current source 9 has the current mirror configuration of the transistors 91 and 92 (the emitter area of the transistor 91 is twice as large as that of the transistor 92, of course), whereby exactly the same input / output characteristics are obtained. It will be easy to understand.
本発明によれば、MOSトランジスタ対のドレイン・ソー
ス間電圧を等しくすることによりゲート・ソース間電圧
の誤差を解消でき、入力電圧と出力電圧を正確に一致さ
せることができる。また入力信号の変化により生じる出
力電圧の歪も少なくすることができる。さらに出力イン
ピーダンスを十分低くすることができるので、理想のバ
ッファ回路に近づける効果がある。According to the present invention, by equalizing the drain-source voltage of the MOS transistor pair, the error of the gate-source voltage can be eliminated, and the input voltage and the output voltage can be accurately matched. Further, the distortion of the output voltage caused by the change of the input signal can be reduced. Furthermore, since the output impedance can be made sufficiently low, it has an effect of bringing it closer to an ideal buffer circuit.
第1図は従来例を示す回路図、第2図はMOSトランジス
タの特性図、第3図は本発明の一実施例を示す回路図、
第4図から第10図までは本発明の他の実施例を示す回路
図である。 1,2,10,11…MOSトランジスタ 4,5,6,7…トランジスタ 12,13…トランジスタ 3,8,9,14…電流源1 is a circuit diagram showing a conventional example, FIG. 2 is a characteristic diagram of a MOS transistor, FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention,
4 to 10 are circuit diagrams showing another embodiment of the present invention. 1, 2, 10, 11 ... MOS transistors 4, 5, 6, 7 ... Transistors 12, 13 ... Transistors 3, 8, 9, 14 ... Current sources
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西島 英男 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 桑原 一美 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 降旗 誠 群馬県高崎市西横手町111番地 株式会社 日立製作所高崎工場内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Hideo Nishijima, Inventor Hideo Nishijima, 292 Yoshida-cho, Totsuka-ku, Yokohama, Kanagawa Prefecture Home Appliances Research Laboratory, Hitachi, Ltd. (72) Kazumi Kuwahara, 292 Yoshida-cho, Totsuka-ku, Yokohama-shi, Kanagawa (72) Inventor, Makoto Furihata, No. 111 Nishiyokote-cho, Takasaki City, Gunma Prefecture Takasaki Plant, Hitachi, Ltd.
Claims (4)
Sトランジスタ(1、10)と、 ゲートとドレインとが導電接続された第2のMOSトラ
ンジスタ(2、11)と、 上記第1と第2のMOSトランジスタのドレインに共通
に接続された第1の電流源(9、3)と、 上記第1のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと、導電接続されたベース及びコレクタとを有す
るダイオード接続形式の第1のバイポーラトランジスタ
(6、12)と、 上記第2のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと上記第1のバイポーラトランジスタのベース及
びコレクタに接続されたベースと電源に接続されたコレ
クタとを有する第2のバイポーラトランジスタ(7、1
3)と、 上記第1のバイポーラトランジスタのベース及びコレク
タに接続された第2の電流源(8、14)とを有し、 上記第1の電流源の電流値が上記第2の電流源の電流値
の略2倍であって、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインを
出力側とした ことを特徴とするMOSトランジスタを用いたバッファ
回路。1. A first MO in which an input signal is applied to a gate.
An S transistor (1, 10), a second MOS transistor (2, 11) whose gate and drain are conductively connected, and a first MOS transistor commonly connected to the drains of the first and second MOS transistors. A diode-connected first bipolar transistor (6, 12) having a current source (9, 3), an emitter connected to the source of the first MOS transistor, and a conductively connected base and collector; A second bipolar transistor (7, 1) having an emitter connected to the source of the second MOS transistor, a base connected to the base and collector of the first bipolar transistor, and a collector connected to a power supply.
3) and a second current source (8, 14) connected to the base and collector of the first bipolar transistor, wherein the current value of the first current source is that of the second current source. A buffer circuit using a MOS transistor, which is approximately twice the current value, wherein the gate and drain of the second MOS transistor are on the output side.
Sトランジスタ(1、10)と、 ゲートとドレインとが導電接続された第2のMOSトラ
ンジスタ(2、11)と、 上記第1と第2のMOSトランジスタのドレインに共通
に接続された第1の電流源(9、3)と、 上記第1のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと、導電接続されたベース及びコレクタとを有す
るダイオード接続形式の第1のバイポーラトランジスタ
(6、12)と、 上記第2のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと上記第1のバイポーラトランジスタのベース及
びコレクタに接続されたベースとを有する第2のバイポ
ーラトランジスタ(7、13)と、 上記第1のバイポーラトランジスタのベース及びコレク
タと上記第2のバイポーラトランジスタのベースとに共
通に接続されたコレクタと電源に接続されたエミッタと
を有する第3のバイポーラトランジスタ(81、14
1)と、 上記第2のバイポーラトランジスタのコレクタに接続さ
れたベース及びコレクタと電源に接続されたエミッタと
を有するダイオード接続形式の第4のバイポーラトラン
ジスタ(82、142)とを有し 上記第3および第4のバイポーラトランジスタがカレン
トミラーの接続構成であり、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインを
出力端とした ことを特徴とするMOSトランジスタを用いたバッファ
回路。2. A first MO in which an input signal is applied to the gate.
An S transistor (1, 10), a second MOS transistor (2, 11) whose gate and drain are conductively connected, and a first MOS transistor commonly connected to the drains of the first and second MOS transistors. A diode-connected first bipolar transistor (6, 12) having a current source (9, 3), an emitter connected to the source of the first MOS transistor, and a conductively connected base and collector; A second bipolar transistor (7, 13) having an emitter connected to the source of the second MOS transistor and a base connected to the base and collector of the first bipolar transistor; and the first bipolar transistor. Collector commonly connected to the base and collector of the second bipolar transistor and the base of the second bipolar transistor Third bipolar transistor having a source connected to the emitter (81,14
1) and a diode-connected fourth bipolar transistor (82, 142) having a base and a collector connected to the collector of the second bipolar transistor, and an emitter connected to a power supply. A buffer circuit using a MOS transistor, wherein the fourth bipolar transistor has a current mirror connection configuration, and the gate and drain of the second MOS transistor are used as output terminals.
Sトランジスタ(1、10)と、 ゲートとドレインとが導電接続された第2のMOSトラ
ンジスタ(2、11)と、 上記第1のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと、導電接続されたベース及びコレクタとを有す
るダイオード接続形式の第1のバイポーラトランジスタ
(6、12)と、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインに
接続されたベースと電源に接続されたコレクタとを有す
る第2のバイポーラトランジスタ(7、13)と、 上記第1のMOSトランジスタのドレインと上記第2の
バイポーラトランジスタのエミッタに共通に接続された
第1の電流源(9、3)と、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインと
上記第2のバイポーラトランジスタのベースとに共通に
接続された第2の電流源(14、8)と、 上記第1のバイポーラトランジスタのベース及びコレク
タと上記第2のMOSトランジスタのソースに共通に接
続された第3の電流源(3、9)とを有し、 上記第1の電流源の電流値が上記第2の電流源の電流値
の略2倍であって、 上記第3の電流源の電流値が上記第1の電流源の電流値
と略等しく、 上記第2のバイポーラトランジスタのエミッタを出力端
とした ことを特徴とするMOSトランジスタを用いたバッファ
回路。3. A first MO in which an input signal is applied to the gate.
An S transistor (1, 10), a second MOS transistor (2, 11) whose gate and drain are conductively connected, an emitter connected to the source of the first MOS transistor, and a conductively connected base A first bipolar transistor (6, 12) of diode connection type having a collector and a collector, and a second bipolar transistor having a base connected to the gate and drain of the second MOS transistor and a collector connected to a power supply A transistor (7, 13); a first current source (9, 3) commonly connected to the drain of the first MOS transistor and the emitter of the second bipolar transistor; A second current commonly connected to the gate and drain and the base of the second bipolar transistor. (14, 8), and a third current source (3, 9) commonly connected to the base and collector of the first bipolar transistor and the source of the second MOS transistor. The current value of the current source is approximately twice the current value of the second current source, the current value of the third current source is substantially equal to the current value of the first current source, and A buffer circuit using a MOS transistor, characterized in that the emitter of the bipolar transistor is used as an output terminal.
Sトランジスタ(1、10)と、 ゲートとドレインとが導電接続された第2のMOSトラ
ンジスタ(2、11)と、 上記第1のMOSトランジスタのソースに接続されたエ
ミッタと、導電接続されたベース及びコレクタを有する
ダイオード接続形式の第1のバイポーラトランジスタ
(6、12)と、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインに
接続されたベースを有する第2のバイポーラトランジス
タ(7、13)と、 上記第1のバイポーラトランジスタのベース及びコレク
タと上記第2のMOSトンジスタのソースに共通に接続
されたコレクタを有する第3のバイポーラトランジスタ
(31、91)と、 上記第2のバイポーラトランジスタのコレクタおよび第
3のバイポーラトランジスタのベースに接続されたベー
ス及びコレクタを有するダイオード接続形式の第4のバ
イポーラトランジスタ(32、92)とを有し、 上記第1のMOSトランジスタのドレインと上記第2の
バイポーラトランジスタのエミッタに共通に接続された
第1の電流源(9、3)と、 上記第2のMOSトランジスタのゲート及びドレインと
上記第2のバイポーラトランジスタのベースに共通に接
続された第2の電流源(14、8)とを有し、 上記第1の電流源の電流値が上記第2の電流源の電流値
の略2倍であって、 上記第3および第4のバイポーラトランジスタがカレン
トミラーの接続構成であり、上記第2のバイポーラトラ
ンジスタのエミッタを出力端とした ことを特徴とするMOSトランジスタを用いたバッファ
回路。4. A first MO in which an input signal is applied to the gate.
An S transistor (1, 10), a second MOS transistor (2, 11) whose gate and drain are conductively connected, an emitter connected to the source of the first MOS transistor, and a conductively connected base A diode-connected first bipolar transistor (6, 12) having a collector and a collector; a second bipolar transistor (7, 13) having a base connected to the gate and drain of the second MOS transistor; A third bipolar transistor (31, 91) having a base and a collector of the first bipolar transistor and a collector commonly connected to the source of the second MOS transistor, and a collector and a third of the second bipolar transistor. And a base connected to the base of the bipolar transistor of And a diode-connected fourth bipolar transistor (32, 92) having a transistor, the first current source being commonly connected to the drain of the first MOS transistor and the emitter of the second bipolar transistor. (9, 3), and a second current source (14, 8) commonly connected to the gate and drain of the second MOS transistor and the base of the second bipolar transistor. The current value of the current source is approximately twice the current value of the second current source, the third and fourth bipolar transistors have a current mirror connection configuration, and the emitter of the second bipolar transistor is Is a buffer circuit using a MOS transistor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57141105A JPH061901B2 (en) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | A buffer circuit using MOS transistors |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57141105A JPH061901B2 (en) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | A buffer circuit using MOS transistors |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5932227A JPS5932227A (en) | 1984-02-21 |
JPH061901B2 true JPH061901B2 (en) | 1994-01-05 |
Family
ID=15284291
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57141105A Expired - Lifetime JPH061901B2 (en) | 1982-08-16 | 1982-08-16 | A buffer circuit using MOS transistors |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH061901B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62158545A (en) * | 1985-12-28 | 1987-07-14 | Asahi Okuma Ind Co Ltd | Detecting device for abnormality of punch pin of header |
US4916338A (en) * | 1988-12-12 | 1990-04-10 | Tektronix, Inc. | FET buffer amplifier |
US5134319A (en) * | 1990-01-10 | 1992-07-28 | Fujitsu Limited | Bicmos differential amplifier having improved switching speed |
-
1982
- 1982-08-16 JP JP57141105A patent/JPH061901B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5932227A (en) | 1984-02-21 |
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