JPH0583007A - マイクロ波帯域通過フイルタ - Google Patents
マイクロ波帯域通過フイルタInfo
- Publication number
- JPH0583007A JPH0583007A JP24580191A JP24580191A JPH0583007A JP H0583007 A JPH0583007 A JP H0583007A JP 24580191 A JP24580191 A JP 24580191A JP 24580191 A JP24580191 A JP 24580191A JP H0583007 A JPH0583007 A JP H0583007A
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- Japan
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- wavelength
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- center frequency
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- Pending
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 良好な通過周波数特性および阻止特性を有す
ると共に、占有面積の縮小化を可能としたマイクロ波帯
域通過フィルタを提供する。 【構成】 並列結合型の帯域通過フィルタであって、通
過中心周波数の約四分の一波長のオープンスタブを備え
る。
ると共に、占有面積の縮小化を可能としたマイクロ波帯
域通過フィルタを提供する。 【構成】 並列結合型の帯域通過フィルタであって、通
過中心周波数の約四分の一波長のオープンスタブを備え
る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波集積回路
(MIC)あるいはモノリシックMIC(MMIC)に
利用される、マイクロストリップラインで構成されたマ
イクロ波帯域通過フィルタに関する。
(MIC)あるいはモノリシックMIC(MMIC)に
利用される、マイクロストリップラインで構成されたマ
イクロ波帯域通過フィルタに関する。
【0002】
【従来の技術】従来から、マイクロストリップラインを
用いた帯域通過フィルタとして、並列結合共振(Par
allel Coupled Resonator)型
フィルタが広く用いられている(G.Matthaei
他著、MICROWAVE FILTERS,IMPE
DANCE MATCHING NETWORKS,A
ND COUPLING STRUTURES,ART
ECH社)。これは、図3の(A),(B)に示すよう
に、両端開放型1/2波長ストリップライン共振器を並
列結合させたものであって、例えば図に例示した寸法
(配線幅70μm,カップリング距離)のストリップラ
イン共振器をGaAs基板(100μm厚)に形成した
場合、10GHz〜14GHzを通過帯域とするフィル
タが構成される。
用いた帯域通過フィルタとして、並列結合共振(Par
allel Coupled Resonator)型
フィルタが広く用いられている(G.Matthaei
他著、MICROWAVE FILTERS,IMPE
DANCE MATCHING NETWORKS,A
ND COUPLING STRUTURES,ART
ECH社)。これは、図3の(A),(B)に示すよう
に、両端開放型1/2波長ストリップライン共振器を並
列結合させたものであって、例えば図に例示した寸法
(配線幅70μm,カップリング距離)のストリップラ
イン共振器をGaAs基板(100μm厚)に形成した
場合、10GHz〜14GHzを通過帯域とするフィル
タが構成される。
【0003】図3の(A)に示した2段のカップリング
では、図4に示したような最適化計算結果が得られる。
すなわち、0〜20GHzの周波数を横軸とし、さら
に、図3の(A)に示した入力矢印をポート1,出力矢
印をポート2としたときの、入力電圧定在波比VSW
R,反射を表すSパラメータS11のdB値,透過を表
すSパラメータS21のdB値を縦軸として、図4に示
すような特性が得られる。
では、図4に示したような最適化計算結果が得られる。
すなわち、0〜20GHzの周波数を横軸とし、さら
に、図3の(A)に示した入力矢印をポート1,出力矢
印をポート2としたときの、入力電圧定在波比VSW
R,反射を表すSパラメータS11のdB値,透過を表
すSパラメータS21のdB値を縦軸として、図4に示
すような特性が得られる。
【0004】また、図3の(B)に示した3段のカップ
リングでは、図5に示したような特性が得られる。
リングでは、図5に示したような特性が得られる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図3の
(A)に示した2段のカップリングでは、いずれの値
(VSWR,S11,S21)も10GHz〜14GH
z内でピーキーな特性しか得られず、所望の10GHz
〜14GHzの範囲全域で透過特性が良好でなく、また
それ以外の範囲で阻止特性が良好でない(特にS21の
裾がなだらかに広がっている)という欠点がみられる。
(A)に示した2段のカップリングでは、いずれの値
(VSWR,S11,S21)も10GHz〜14GH
z内でピーキーな特性しか得られず、所望の10GHz
〜14GHzの範囲全域で透過特性が良好でなく、また
それ以外の範囲で阻止特性が良好でない(特にS21の
裾がなだらかに広がっている)という欠点がみられる。
【0006】また、図3の(B)に示したようにカップ
リングを3段に増加すると、図5に示したように通過帯
域が広がり阻止特性も向上するが、その反面、通過帯域
内でカップリング長に応じたリップルが現れ、また設計
マージン・製造マージンも厳しくなる上に、レイアウト
的にも占有面積が大きくなってしまうという欠点が生じ
る。
リングを3段に増加すると、図5に示したように通過帯
域が広がり阻止特性も向上するが、その反面、通過帯域
内でカップリング長に応じたリップルが現れ、また設計
マージン・製造マージンも厳しくなる上に、レイアウト
的にも占有面積が大きくなってしまうという欠点が生じ
る。
【0007】よって本発明の目的は上述の点に鑑み、図
6に示すような良好な通過周波数特性および阻止特性を
有すると共に、占有面積の縮小化を可能としたマイクロ
波帯域通過フィルタを提供することにある。
6に示すような良好な通過周波数特性および阻止特性を
有すると共に、占有面積の縮小化を可能としたマイクロ
波帯域通過フィルタを提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明は、並列結合型の帯域通過フィルタであっ
て、通過中心周波数の約四分の一波長のオープンスタブ
を備えたものである。
めに、本発明は、並列結合型の帯域通過フィルタであっ
て、通過中心周波数の約四分の一波長のオープンスタブ
を備えたものである。
【0009】ここで、前記オープンスタブを両端開放型
1/2波長ストリップライン共振器と直角に、もしくは
該共振器と平行に配設する。
1/2波長ストリップライン共振器と直角に、もしくは
該共振器と平行に配設する。
【0010】また、入出力端子を直線上に並べることも
可能である。
可能である。
【0011】
【作用】通過中心周波数の約四分の一波長のオープンス
タブを備える構造を有することにより、良好な通過周波
数特性および阻止特性を有すると共に、占有面積の縮小
化を可能としたマイクロ波帯域通過フィルタを提供する
ことができる。
タブを備える構造を有することにより、良好な通過周波
数特性および阻止特性を有すると共に、占有面積の縮小
化を可能としたマイクロ波帯域通過フィルタを提供する
ことができる。
【0012】
【実施例】図1の(A)および(B)は、本発明を適用
したマイクロ波帯域通過フィルタの各実施例を示す。図
1に示した2つの実施例は全て、基板をGaAs(10
0μm厚),配線幅70μm,カップリング距離10μ
mとしている。最適化解析の条件は、10GHz〜14
GHzで損失が最小かつインピーダンスマッチングが最
善となることである。
したマイクロ波帯域通過フィルタの各実施例を示す。図
1に示した2つの実施例は全て、基板をGaAs(10
0μm厚),配線幅70μm,カップリング距離10μ
mとしている。最適化解析の条件は、10GHz〜14
GHzで損失が最小かつインピーダンスマッチングが最
善となることである。
【0013】図1の(A)に示す第1の実施例では、両
端開放型1/2波長ストリップライン共振器の長さ方向
に垂交する方向に、通過中心周波数の約四分の一波長の
オープンスタブを備えている。すなわち、図1の(A)
に示すように、カップリング段数は2段であるが通過中
心周波数の約四分の一波長のオープンスタブを備えるこ
とにより、図2に示すようなVSWR,SパラメータS
11およびS21の最適化計算結果が得られる。
端開放型1/2波長ストリップライン共振器の長さ方向
に垂交する方向に、通過中心周波数の約四分の一波長の
オープンスタブを備えている。すなわち、図1の(A)
に示すように、カップリング段数は2段であるが通過中
心周波数の約四分の一波長のオープンスタブを備えるこ
とにより、図2に示すようなVSWR,SパラメータS
11およびS21の最適化計算結果が得られる。
【0014】先に述べた図4(従来例)と図2を比較す
ると、図4に比べて通過帯域が広く(ピーキーでな
い)、ブロードな周波数特性を示している。また、先に
述べた図5(従来例)と図2を比較すると、図5に比べ
て阻止特性(10GHz以下,14GHz以上の周波数
帯域の傾き)も良好になっている。
ると、図4に比べて通過帯域が広く(ピーキーでな
い)、ブロードな周波数特性を示している。また、先に
述べた図5(従来例)と図2を比較すると、図5に比べ
て阻止特性(10GHz以下,14GHz以上の周波数
帯域の傾き)も良好になっている。
【0015】また、レイアウトとしては、入出力端子を
一直線上に並べることができ、その時、その直線方向に
要する距離は従来型より小さくできる。
一直線上に並べることができ、その時、その直線方向に
要する距離は従来型より小さくできる。
【0016】また、図1の(B)に示した第2の実施例
に示すように、オープンスタブを横方向にまっすぐ(換
言すれば、両端開放型1/2波長ストリップライン共振
器の長さ方向に)レイアウトすることも可能である。
に示すように、オープンスタブを横方向にまっすぐ(換
言すれば、両端開放型1/2波長ストリップライン共振
器の長さ方向に)レイアウトすることも可能である。
【0017】なお、寸法公差については、例示している
周波数付近では結合長の方向で100μm変化すると約
400MHz特性がシフトする(長くなると周波数は下
がる)。このような特性シフトが生じた場合、特に図3
の(B)のような従来型多段の場合、その影響が通常帯
域内リップルの位置に顕著に現れてしまうので、この点
からも本実施例は有用である。
周波数付近では結合長の方向で100μm変化すると約
400MHz特性がシフトする(長くなると周波数は下
がる)。このような特性シフトが生じた場合、特に図3
の(B)のような従来型多段の場合、その影響が通常帯
域内リップルの位置に顕著に現れてしまうので、この点
からも本実施例は有用である。
【0018】
【発明の効果】本発明では、通過中心周波数の約四分の
一波長のオープンスタブを備える構造を有して良好な通
過周波数特性および阻止特性を有することにより、以下
に列挙する効果が得られる。
一波長のオープンスタブを備える構造を有して良好な通
過周波数特性および阻止特性を有することにより、以下
に列挙する効果が得られる。
【0019】(1)ブロードな通過周波数特性が得られ
る。
る。
【0020】(2)2段型の実施例においても、阻止特
性は従来の3段フィルタ並に良好となる。
性は従来の3段フィルタ並に良好となる。
【0021】(3)入出力端子を一直線上に並べること
ができ、その時、その直線方向に要する距離は従来型よ
り小さくできる。
ができ、その時、その直線方向に要する距離は従来型よ
り小さくできる。
【図1】本発明の各実施例を示す図である。
【図2】本発明の一実施例における最適化計算結果を示
す図である。
す図である。
【図3】従来から知られている並列結合型帯域通過フィ
ルタの構成例を示す図である。
ルタの構成例を示す図である。
【図4】図3の(A)における最適化計算結果を示す図
である。
である。
【図5】図3の(B)における最適化計算結果を示す図
である。
である。
【図6】理想的なフィルタ特性を例示する図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 並列結合型の帯域通過フィルタであっ
て、通過中心周波数の約四分の一波長のオープンスタブ
を備えたことを特徴とするマイクロ波帯域通過フィル
タ。 - 【請求項2】 請求項1において、前記オープンスタブ
を両端開放型1/2波長ストリップライン共振器と直角
に、もしくは該共振器と平行に配設したことを特徴とす
るマイクロ波帯域通過フィルタ。 - 【請求項3】 請求項1において、入出力端子を直線上
に並べたことを特徴とするマイクロ波帯域通過フィル
タ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24580191A JPH0583007A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | マイクロ波帯域通過フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24580191A JPH0583007A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | マイクロ波帯域通過フイルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0583007A true JPH0583007A (ja) | 1993-04-02 |
Family
ID=17139044
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24580191A Pending JPH0583007A (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | マイクロ波帯域通過フイルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0583007A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10135706A (ja) * | 1996-11-01 | 1998-05-22 | Idotai Tsushin Sentan Gijutsu Kenkyusho:Kk | 平面型フィルタ素子 |
KR100435809B1 (ko) * | 1999-11-12 | 2004-06-12 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 스트립 선로 필터, 듀플렉서, 필터 장치, 통신 장치 및스트립 선로 필터 특성의 조절 방법 |
CN102361110A (zh) * | 2011-10-08 | 2012-02-22 | 上海大学 | 小型化双模双频微带滤波器 |
CN106450613A (zh) * | 2016-12-07 | 2017-02-22 | 桂林电子科技大学 | 一种双带动态可调的太赫兹带通滤波器 |
-
1991
- 1991-09-25 JP JP24580191A patent/JPH0583007A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH10135706A (ja) * | 1996-11-01 | 1998-05-22 | Idotai Tsushin Sentan Gijutsu Kenkyusho:Kk | 平面型フィルタ素子 |
KR100435809B1 (ko) * | 1999-11-12 | 2004-06-12 | 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 | 스트립 선로 필터, 듀플렉서, 필터 장치, 통신 장치 및스트립 선로 필터 특성의 조절 방법 |
CN102361110A (zh) * | 2011-10-08 | 2012-02-22 | 上海大学 | 小型化双模双频微带滤波器 |
CN106450613A (zh) * | 2016-12-07 | 2017-02-22 | 桂林电子科技大学 | 一种双带动态可调的太赫兹带通滤波器 |
CN106450613B (zh) * | 2016-12-07 | 2020-08-07 | 桂林电子科技大学 | 一种双带动态可调的太赫兹带通滤波器 |
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