KR20060097594A - λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 소형화된 λ/4 전송선로(transmission line)를 이용하여 초고주파 집적회로(MMIC; Monolithic Microwave Integrated Circuit)로 구현 가능한, 대역 통과 필터(bandpass filter)에 관한 것이다.
λ/4 전송선로, 결합선로(coupled line), 대역 통과 필터, 초고주파 집적회로(MMIC)

Description

λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터{A Band-pass Filter Using the λ/4 Transmission Line}
도 1a 및 도 1b는 종래의 λ/4 전송선로의 소형화된 등가회로의 예시도.
도 1c 및 도 1d는 종래의 λ/4 전송선로를 더욱 소형화시킨 회로의 예시도.
도 2는 일반적으로 통신 시스템에서 필터가 사용되는 용도를 표현한 일실시예 회로도.
도 3a 내지 도 3e는 본 발명에 적용되는 λ/4 전송선로의 다양한 예시도.
도 4는 본 발명에 적용되는 λ/4 전송선로의 또 다른 예시도.
도 5는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 일실시예 구성도.
도 6은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 예시도.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 또 다른 예시도.
도 9a 및 도 9b는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 기판의 단면도.
도 10a 내지 도 10d는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 다양한 설명도.
도 11a 내지 도 11c는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 다양한 설명도.
도 12a 및 도 12b는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 다양한 설명도.
도 13은 두 개의 resonator를 연결할 때, 상기 두 개의 resonator 사이에 전송선을 삽입하는 전형적인 초소형 대역 통과 여파기.
도 14a 내지 도 14d는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 다양한 설명도.
도 15는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 설명도.
도 16a 및 도 16b는 종래의 일반적인 combline 필터의 다양한 설명도.
본 발명은 초소형 λ/4 전송선로를 적용시킨 초소형 대역 통과 필터(miniaturized bandpass filter)에 관한 것으로서, 특히 본 발명의 출원인에 의해 출원된 선행특허 출원(출원번호 제10-2002-0056967호, 제10-2004-0063977호)(이하, 간단히 '선행 특허출원'이라 함)에 기재되어 있는 발명에 기초하여 발명된 것이다.
이하에서는, 도면을 참고로 하여 종래의 일반적인 기술들에 대하여 간단히 설명하도록 하겠다.
도 1a 및 도 1b는 종래의 λ/4 전송선로의 소형화된 등가회로(equivalent circuit)의 예시도이다. 또한, 도 1c 및 도 1d는 종래의 λ/4 전송선로를 더욱 소형화시킨 회로의 예시도이다. 또한, 도 2는 일반적으로 통신 시스템에서 필터가 사용되는 용도를 표현한 일실시예 회로도이다.
즉, 도 1a는 종래의 일반적인 λ/4 전송선로를 나타낸 것이며, 도 1b는 도 1a 의 90°전송선로를 길이 θ로 소형화한 회로도를 나타내고 있다.
이때, 도 1a 및 도 1b에 도시된 두 개의 전송선로의 관계식은 다음과 같이 사용할 수 있다.
Figure 112006013618010-PAT00001
Figure 112006013618010-PAT00002
즉, 이 회로의 특징은 축소된 전송선로의 길이 θ를 줄이면 줄일수록 [수학식 1]에서와 같이 전송선로 특성임피던스 값이 급격히 큰 것을 알 수 있다. 통상 전송선로의 특성임피던스 구현한계가 100Ω이라고 가정했을 때 크기는 30°이하로 줄이기가 대단히 어려운 것을 알 수 있다.
한편, 도 1c 에서는 대각선 방향으로 끝이 단락된 결합선로와 등가회로를 만 들기 위하여 인위적으로 공진회로가 삽입되었다. 이때, 점선내부의 회로는 끝이 단락된 결합선로와 등가회로이며 관계식은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006013618010-PAT00003
Figure 112006013618010-PAT00004
Figure 112006013618010-PAT00005
Figure 112006013618010-PAT00006
한편, 도 1b의 길이 θ의 전송선로를 끝이 단락된 결합선로로 대체하는 이유는 [수학식 3]에서 보는 바와 같이 소형화된 결합선로의 임피던스 Z값이 아무리 크더라도 Z0e 와 Z0o 값을 비슷하게 하면 임피던스 Z와 대치할 수 있기 때문이다.
또한, 도 1d는 최종적으로 초소형화된 λ/4전송선로를 나타낸 것으로서, 이러한 개념은 이미 본 출원인에 의하여 기 출원되어 있는 상기 선행특허 출원에 기 재되어 있다.
초고주파 필터의 상용 예를 나타내기 위하여, 도 2는 필터를 포함한 RF 통신 시스템의 송수신단의 한 예를 나타내고 있는데, 이동통신에서는 안테나 뒷 단에 스위치를 사용할 수도 있고 duplexer를 사용하는 경우도 있다. 이때, 이동통신, WLAN, GPS, 위성 DBM등의 시스템에서 사용되는 초고주파 필터는 주로 세라믹 필터, SAW(Surface Acoustic Wave) 필터, LC 필터, BAW(Bulk Acoustic Filter)를 사용하고 있다.
한편, 통신 시스템에서 RF 단은 전력증폭기(power amplifier)와 필터를 제외하고는 반도체 공정에 의해 일체화된 초고주파 집적회로(MMIC: Microwave Monolithic Integrated Circuit)가 이용되는 추세를 보이고 있는데, 실제로 필터는 일체화하는데 가장 넘기 어려운 장애가 되고 있다.
따라서, 현재의 기술로는 필터를 MMIC에 의해 제작할 수 없으며, 상기 MMIC와는 별도로 제작하여, 외부에 연결해 사용해야 한다는 문제점이 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, 소형화된 λ/4 전송선로를 이용하여 초고주파 집적회로(MMIC)로 구현 가능한, 대역 필터를 제공하는 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일측면은 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 있어서, 대각선 방향으로 끝이 단락된 결합선로의 입출력 연결부위에 병렬로 캐패시터를 연결한 초소형 λ/4 전송선로를 적어도 하나 이상 포함하되, 초고주파 집적회로(MMIC)로 구현 가능한 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 다른 측면은 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 있어서, 같은 방향으로 끝이 단락된 결합선로의 반대쪽 입/출력단에 병렬로 캐패시터를 연결한 초소형 λ/4 전송선로를 적어도 하나 이상 포함하되, 초고주파 집적회로(MMIC)로 구현 가능한 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예가 상세히 설명된다.
도 3a 내지 도 3e는 본 발명에 적용되는 λ/4 전송선로의 다양한 예시도이다.
먼저, 도 3a는 선행특허출원에서 발명된 초소형 λ/4 전송선로의 기본 형태를 나타낸 것이고, 도 3b는 도 3a의 전송선로를 보다 간단하게 표현한 것이며, 도 3c는 도 3b의 전송선로 중 90도 전송선로를 인버터로 대체한 것이다.
이때, 도 3a 및 도 3b에서 유의해야할 사항은 초소형 λ/4 전송선로를 구현하는 과정에서 양단에 인위적인 공진회로가 붙어 있다는 것이며, 도 3b에서 90도 전송선로는 도 3c와 같이 어드미턴스(admittance) 인버터(inverter)로 대체되어 사용될 수 있음을 알 수 있다.
또한, 도 3d는 도 3c에 도시된 초소형 λ/4 전송선로를 여러 개 연결한 것을 표현한 것이며, 도 3e는 도 3d의 초소형 λ/4 전송선로를 연결한 결과 전형적인 대역 통과 필터의 형태를 나타내는 것임을 알 수 있다.
도 4는 본 발명에 적용되는 λ/4 전송선로의 또 다른 예시도로서, 선행 특허출원에서도 언급된 바와 같이 또 다른 형태의 초소형 λ/4 전송선로를 나타내고 있다.
한편, 도 4에 도시된 회로의 양끝에도 인위적인 공진회로가 있다는 것은 선행특허출원에 언급되어 있으며, 오른쪽 회로를 여러 단 연결하면 대역특성을 갖는 필터가 됨을 알 수 있다.
도 5는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 일실시예 구성도로서, 주파수 5.5 GHz 대역에서 4단(stage)으로 대역 통과 필터를 구성한 일예를 나타내고 있다.
이때, 도 5에서 전기적 길이(electrical length)는 5°로 초소형화시켰으며, 이것의 의미는 λ/4 전송선로의 길이를 5.5%로 줄였다는 것이다. 한편, 도 5는 회로 양끝의 공진회로로 인하여 필터특성을 구현할 수 있음을 알 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 예시도로서, S11과 S21의 시뮬레이션 결과값을 표현한 그래프이다.
즉, 도 6은 도 5에 도시된 회로를 Agilent사의 RF 전문 software인 ADS를 이용하여 simulation시킨 결과이다.
이때, 도 6에 도시된 바와 같이, 대역폭이 9.5%되는 skirt특성이 우수한 결합선로를 얻을 수 있음을 알 수 있다. 여기서, 각각의 초소형 λ/4 전송선로의 길이가 5°이고 4단인 것을 고려하면 전체적인 전기적 길이가 20°가 됨을 알 수 있 다. 실제로, 5.5GHz 주파수, Silicon Substrate(εr=11.7), 혹은 GaAs(εr=12.9)에서 MMIC로 설계하면 20°의 길이는 대략 0.8 ~ 0.84 (mm)로 될 수 있음을 알 수 있다.
또한, 2GHz대역에서 사용하기 위하여 초소형 λ/4 전송선로의 길이를 2°~ 3°로 사용하면 IMT-2000, 2.4GHz ISM 대역에 까지 MMIC로 구현할 수 있음을 알 수 있다.
도 7 및 도 8은 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 필터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 또 다른 예시도로서, 도 5에 도시된 회로의 시뮬레이션 값을 나타낸 것이다.
즉, 도 7은 초소형 λ/4 전송선로 길이를 다르게 했을 때 S21 특성의 변화를 나타낸 것이고, 도 8은 초소형 λ/4 전송선로 길이를 다르게 했을 때 S11 특성의 변화를 나타낸 것으로서, 특히, 도 7 및 도 8은 초소형 λ/4 전송선로의 길이를 3°, 5°, 7°에서 4단으로 필터를 설계하여 그 결과를 그래프로 표현한 것이다.
이때, 도 7을 통해 길이가 좁아지면 좁아질수록 대역폭이 줄어드는 경향이 있음을 알 수 있으며, 이러한 특성을 이용하여 대역폭을 조절할 수 있다.
뿐만 아니라, 초소형화된 결합선로의 결합계수(coupling coefficient)에 의해서도 대역폭을 어느 정도 조절할 수 있다. 즉, 결합계수의 값을 높이면 대역폭이 넓어지고, 값이 낮아지면 대역폭이 좁아지는 특성을 가지고 있다.
한편, 이하에서는 초소형 대역 통과 회로를 ADS를 이용한 회로적인 (electronic circuit) 설계가 아닌 전자파(electromagnetic wave)로 해석하여 구체적인 몇 가지의 MMIC 회로 기술을 소개하고자 한다. 여기서 사용된 전자파 회로설계 software는 Ansoft사의 HFSS이며, 이 설계 tool은 MMIC 회로 제작 결과와 극히 정확하게 일치한다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명에 따른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터의 기판의 단면도로서, 도 9a는 공진기 결합선로의 진행방향에 대한 단면을, 도 9b는 공진기 결합선로의 입력/출력단에서 전송선로 진행방향에 대한 단면을 나타낸 것이다.
이 도면은 GaAs 제조공정을 전제로 하였다. 이것은 MMIC 회로의 높이에 대한 일반적인 사항에 대하여 언급하면 일반적으로 높이를 400㎛로 잡는데 이것은 MMIC 회로 상에서 전류가 밑으로 빠지는 것을 억제하고, MMIC 상의 회로와 substrate 아래의 ground사이의 불필요한 coupling도 억제한다. 그러나 전력 증폭기와 같은 고출력 신호를 다룰 때는 heat sink를 위하여 100㎛ 전후로 높이를 작게 설정한다.
그리고, Si Substrate를 기반으로 하는 공정은 through wafer via hole이 현재로는 지원이 되지 않고 있는데, 이 경우에는 coplanar coupled line 형태(structure)로 회로를 구성할 수 있다.
즉, 본 발명은 도 9a와 같이 결합선로의 양옆에 ground 기둥을 세워서 aperture 형태를 만들었다. 또한, polyimide라는 insulator를 삽입한 것은 전류가 아래로 흐르는 것을 억제하기 위한 것이다.
그러나, 본 발명은 polyimide와 같은 insulator가 없이도 사용될 수 있다.
또한, 본 발명이 substrate로써 GaAs를 사용하였지만 RF CMOS공정을 위하여 Si substrate도 사용될 수 있다. 이 경우에는 insulator로써 oxide가 사용되고 있으며 substrate위에 다층으로 회로를 구성할 수 있다.
한편, 도 9a와 같이 결합선로 양 옆에 기둥을 세워 그 위에 polyimide와 같은 재료를 20㎛ 정도 두면 초소형 전송선로 양끝에 있는 병렬 콘덴서의 via hole의 길이가 20㎛로 줄게 되어 via hole의 inductor 기생성분을 거의 무시할 수 있게 된다.
또한, 도 9b와 같이 입출력 port에 연결된 전송선로 바로 밑에 20㎛ polyimide(=3.5)를 두며 그 아래에 넓은 ground를 둠으로써 끝이 단락된 부분의 via hole의 길이도 20㎛가 되어 같은 원리로 parasitic 성분을 무시할 수 있게 된다.
도 10a 내지 도 10d는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 필터에 대한 다양한 설명도로서, 도 10a는 중심주파수 1.95 GHz에서 길이가 3일 때의 ADS 회로, 도 10b는 도 10a에 나타낸 회로의 ADS simulation 결과, 도 10c는 ADS 결과를 HFSS로 구성한 회로도 및 그와 관련된 정보, 도 10d는 도 10c의 HFSS simulation 결과를 나타내고 있다.
즉, 도 9a 및 도 9b에서 설명된 바와 같은 공정을 기초로 회로를 설계할 때 도 10a 내지 도 10d와 같은 결과들을 얻을 수 있다.
여기서, 회로의 중심 주파수는 1.95 GHz이고 전기적 길이(electrical length)를 3°(559㎛)로 잡고 설계를 하였다. 또한, 전송선 도체 자체의 높이는 3 ㎛, 결합선로의 even, odd 임피던스는 각각 Z0e= 80, Z0o= 65으로 놓았는데 이것은 결합선로의 나비는 95㎛, 결합선로의 간격은 316㎛이며, 전체 aperture의 길이는 800㎛로 하였다. 그리고 capacitor는 MIM(Metal Insulator Metal) 구조를 사용하였으며, C=6pF/100×100㎛2을 기준으로 설계되었다. 여기서 계산결과 C=21.1pF가 나왔는데, 이것은 정사각형 MIM capacitor의 한 면의 길이는 187.5㎛가 된다.
이렇게 회로를 구성하였을 때, 도 11d와 같이 insertion loss가 -1.93dB로 특성이 우수한 특성의 resonator를 얻을 수 있다.
그러나, 이 회로에서도 주파수가 약간 낮은 방향으로 이동되는데 이것은 여전히 via hole의 길이(20㎛)를 무시할 수 없는데다 전송선로 및 capacitor 이외의 회로로부터 서로 coupling 현상이 발생하여 capacitor 성분이 약간 증가하므로 발생되는 현상이다. 이것을 조정하기 위하여 결합선로의 길이를 짧게 한다든지 capacitor의 값을 작게 하면 중심주파수를 조절할 수 있다. 이 회로의 설계 결과를 보면 resonator의 길이가 600㎛ 이하가 됨을 알 수 있다. 이것은 현재 발표되고 있는 coupled line 필터 중 가장 작은 resonator 회로임을 알 수 있다.
도 11a 내지 도 11c는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 필터에 대한 다양한 설명도로서, 도 10a 내지 도 10d에서 설명된 대역 통과 필터를 2단으로 연결시켰을 때의 회로를 나타낸 것이다.
즉, 도 11a는 도 10a 내지 도 10d에서 설명된 공진기를 공진기 사이에 아주 작은 길이의 전송선(transmission line)을 설치하여 2단으로 연결한 회로를 나타낸 것이고, 도 11b는 HFSS를 이용한 도 10a의 대역 통과 특성을 나타낸 것이며, 도 11c는 HFSS를 이용한 도 10a의 광대역 특성을 나타낸 것이다.
이 필터는 1.95GHz IMT2000, CDMA2000, UMTS, WCDMA TX 등 상용 필터를 목표로 설계되었다. 2단 필터 회로의 insertion loss는 -3.32dB이고 반사계수는 -18dB여서 실제 제품과 특성 차이가 나지 않는 것을 알 수 있다. 이 회로의 크기는 전체 1.6×1.1×0.43mm3=0.76mm3로서, 현재 상용화되고 있는 Epcos ceramic filter A360(Epcos: 현재 세계적으로 필터 관련 시장점유율이 가장 높은 회사)의 크기가 4×3.6×1.9mm3=27mm3이므로, 체적의 크기 차이가 거의 50배 가까이 차이가 나는 것을 알 수 있다.
여기서, 유의해야 할 사항은 2단 필터사이에 도 9b와 같이 전송선(transmission line)이 있다는 것이다.
도 12a 및 도 12b는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 필터에 대한 다양한 설명도로서, 도 12a 는 도 10a 내지 도 10c 에서 설명된 공진기들 사이의 전송선 없이 바로 2단으로 연결한 회로의 설명을 위한 것이며, 도 12b 는 도 12a의 HFSS simulation 결과를 나타낸 것이다.
이 전송선이 없이 바로 연결시켰을 때의 결과는 도 12b와 같이 예측하지 않은 매우 왜곡되는 현상이 나타나는 것을 알 수 있다.
이것은 1단으로 simulation한 결과가 2단과 연결할 때 기대하지 않은 서로의 coupling이 발생하여 회로가 왜곡되는 것이다. 일반적으로 전송선로의 위 부분의 공기층보다는 전송선 아래의 절연층에 전자파가 집중적으로 분포하는 것을 알 수 있다. 여기서 사용된 접지 벽은 결합선로의 via hole의 기생성분을 줄일 수 있을 뿐 아니라 resonator 사이의 상호 간섭도 줄일 수 있다는 점에서 매우 중요한 부분이라 할 수 있다.
한편, Si를 기반으로 한 공정을 사용할 경우 앞서 언급했지만 Si substrate에 via hole을 만들 수 없으므로, 이러한 경우에는 coplanar coupled 구조 혹은 유사한 회로로 구성할 수 있다. 이 때에도 두 resonator 사이의 coupling을 차단하기 위하여 두 resonator사이에 전송선로를 둘 수 있다.
결과적으로, 초소형 대역 통과 여파기가 되기 위해서는 도 13과 같이 두 resonator 사이에 원하지 않은 coupling을 억제하기 위하여 θ1과 같이 아주 작은 길이의 전송선로를 연결하게 된다.
한편, 결합선로의 같은 방향으로 끝이 단락된 회로에 대하여 설계를 해보면 도 14a 내지 도 14d와 같음을 알 수 있다. 이 회로는 앞의 도 10a 내지 도 10d 및 도 11a 내지 도 11c와 같이 주파수를 1.95 GHz로 잡고 길이(electrical length)를 3°(559㎛)로 하여 설계하였다.
도 14a 내지 도 14d는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 대한 다양한 설명도로서, 도 14a는 결합선로의 끝이 같은 방향으로 단락된 초소형 공진기의 ADS 회로, 도 14b는 도 14a의 ADS simulation 결과, 도 14c는 도 14a에 나타낸 회로를 HFSS로 설계하였을 때의 회로도, 도 14d는 도 14c의 HFSS simulation 결과를 나타낸 것이다.
여기서 사용된 공정은 도 10c에 설명한 회로와 같으나 단지 aperture 길이를 900㎛로 놓았다. 또한, 도 15는 본 발명에 따른 또 다른 λ/4 전송선로를 이용한 대역 필터에 대한 설명도로서, 도 14c의 회로를 2단으로 연결하였을 때의 시뮬레이션 결과를 나타낸 것이다.
즉, 도 14a 내지 도 14d와 도 15에서 보는 바와 같이, 그 결과는 도 10a 내지 도 10d 및 도 11a 내지 도 11c의 결과와 거의 일치하는 것을 알 수 있다. 여기서도 유의할 것은 도 15에서와 같이 두 개의 공진기를 연결할 때 중간에 전송선이 있어서 두 개의 공진기 사이의 원치 않은 간섭이 일어나지 않도록 하였다는 점이다.
이처럼, 끝이 같은 방향으로 단락된 결합선로의 유사한 형태는 도 16a 및 도 16b와 같이 오래전에 combline filter라고 하여 발표된 적이 있다.
도 16a 및 도 16b는 종래의 일반적인 combline 필터의 다양한 설명도로서, 도 16a는 전형적인 combline filter의 회로도이며, 도 16b는 combline filter의 등가회로를 나타낸 것이다.
상기 combline filter가 도 16a 및 도 16b에 도시된 바와 같이, 본 발명과 비슷한 구성이어서 MMIC filter로써 설계가 가능할 수 있었음에도 불구하고, 오늘날에도 MMIC filter로써 구현되지 못한 이유는 다음의 몇 가지로 생각할 수 있을 것이다.
첫째로는, 도 12a 및 도 12b에서 보는 바와 같이 크기를 극단적으로 줄여서 공진기 2단을 직접 연결하면 의외로 예상하지 않는 결합현상이 발생하여 설계한 의도와 전혀 다른 결과가 나오는 것을 알 수 있다. 도 12a 및 도 12b는 2단으로 필터를 연결시켰을 경우이고 만약 3단 이상 연결시키면 회로가 매우 왜곡이 되는 것을 알 수 있다. 따라서 극단적으로 작은 필터를 제작하기 위해서는 도 11a 내지 도 13 및 도 15과 같이 전송선이 두 resonator 사이에 필요함을 알 수 있다.
둘째로는, 도 16a에서 보는 바와 같이 입출력단의 임피던스 정합을 위하여 끝이 대각선으로 단락된 전송선로가 입출력단에 연결되었는데 이 회로의 구조가 도 1d와 같은 초소형화된 구조가 아니다. 즉, combline 필터의 양 끝에 아주 작은 shunt inductor가 있다고 볼 수 있다. 이것의 영향을 없애기 위해서는, shunt capacitor를 연결하여 공진회로로 만들어 주어야 한다. 따라서 이 입출력단의 결합선로 구조가 초소형화에 장애가 되었으리라 생각된다.
셋째로는, 이 회로는 상기 [수학식 3]과 같이 크기를 줄이면 줄일수록 임피던스 Z가 극단적으로 크게 되는데(위 회로의 경우 길이가 3°일 때 Z=953Ω) 대부분 연구자들이 초고주파 회로를 다루는 과정에서 이렇게 큰 임피던스 값을 본 적이 없으므로 이것을 구현할 수 없을 것이라는 선입관이 작용했을 것이라 생각할 수 있다.
일반적으로 밀리미터 대역 및 X 대역 이하에서 MMIC로 필터를 제작하는 것은 RF분야에서 오랜 숙원이었는 바, 본 발명은 밀리미터 대역 및 X 대역 이하에서도 MMIC로 설계할 수 있는 기술을 회로구성과 함께 나타냄으로써 이동통신 주파수까지 매우 높은 기여를 할 수 있다는 우수한 효과가 있다.
또한, 최근 각종 통신 시스템에서 RF 회로는 전력 증폭기, 필터(혹은 duplexer)를 제외하고 하나의 chip으로 구성하는 경향이 있으며, 특히 필터는 SAW filter 혹은 세라믹 필터로 사용하기 때문에 one chip으로 구성하기가 매우 어려웠으나, 본 발명은 이러한 시대적인 추세에 맞추어 필터의 크기를 줄여 반도체 공정으로 통신 시스템을 하나의 칩으로 구현할 수 있다는 우수한 효과가 있다.
본 발명의 상기와 같은 효과를 요약하면 다음과 같다.
첫째, 본 발명에 따른 MMIC filter는 이미 대량생산되고 있는 성숙한 공정을 이용하여 제조될 수 있다.
둘째, 본 발명은 어떤 종류의 fabrication process에도 사용 가능하므로 체적화된 fabrication에 single chip으로 구현되도록 할 수 있다.
셋째, 본 발명은 IF filter 뿐만 아니고 밀리미터 대역까지 설계할 수 있다.
넷째, 본 발명은 집중 인덕터를 사용하지 않아서 회로제작이 매우 쉬운 특징이 있다.
마지막으로, 종래의 필터와 본 발명에 따른 MMIC 필터의 차이점을 비교해 보면 아래의 [표 1]과 같다.
MMIC Ceramic SAW BAW
size small large small small
selectivity worst worst best good
power handling good best fair good
integration best no multi-chip module integration possible
insertion loss worse good fair worse
harmonics suppression good fair fair worse
manufacturing mature mature mature in process

Claims (6)

  1. λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 있어서,
    대각선 방향으로 끝이 단락된 결합선로의 입출력 연결부위에 병렬로 캐패시터를 연결한 초소형 λ/4 전송선로를 적어도 하나 이상 포함하되, 초고주파 집적회로(MMIC)로 구현 가능한 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
  2. λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터에 있어서,
    같은 방향으로 끝이 단락된 결합선로의 반대쪽 입/출력단에 병렬로 캐패시터를 연결한 초소형 λ/4 전송선로를 적어도 하나 이상 포함하되, 초고주파 집적회로(MMIC)로 구현 가능한 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 초소형 λ/4 전송선로 구현 시, 두 공진기(resonator) 사이의 불필요한 결합을 없애기 위하여 두 공진기(resonator) 사이에 초소형 길이의 전송선로가 연결되는 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 초소형 λ/4 전송선로 구현 시, 회로의 접지로 인한 접지의 기생성분 억제를 위하여 결합선로의 양쪽 면에 접지 면을 두고, 상기 접지면 위에 절연층을 통하거나 또는 절연층이 없이 바로 접지 면과 접지되는 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 초소형 λ/4 전송선로 구현 시, 결합회로 보정을 위하여 결합선로의 길이, 폭, 결합선로 간의 폭(slot), 선로와 접지사이의 폭, 콘덴서 값 중 적어도 어느 하나를 조정(tuning)하는 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 초소형 λ/4 전송선로 구현 시, λ/4 전송선로의 resonator를 한단 만 이용한 것을 특징으로 하는 λ/4 전송선로를 이용한 대역 통과 필터.
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