JPH0581925B2 - - Google Patents
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- JPH0581925B2 JPH0581925B2 JP5576284A JP5576284A JPH0581925B2 JP H0581925 B2 JPH0581925 B2 JP H0581925B2 JP 5576284 A JP5576284 A JP 5576284A JP 5576284 A JP5576284 A JP 5576284A JP H0581925 B2 JPH0581925 B2 JP H0581925B2
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は基準電圧回路に関し、特にバイポーラ
IC内に設ける基準電圧回路として最適なもので
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to reference voltage circuits, and in particular to bipolar voltage circuits.
It is ideal as a reference voltage circuit installed inside an IC.
背景技術とその問題点
バイポーラIC内に基準電圧源を設ける場合、
素子のエネルギーバンドギヤツプで定まる電圧を
利用したバンドギヤツプ型基準電圧源がよく用い
られる。第１図はこのようなバンドギヤツプ型基
準電圧源の回路図で、トランジスタＱ１，Ｑ３か
ら成るカレントミラーとトランジスタＱ２，Ｑ４
から成るカレントミラーとが縦列に結合され、こ
れらが相互に電流を規制し合つて一定電流ｉがＱ
１からＱ２へ、またＱ３からＱ４へ流されてい
る。この電流ｉと同じ電流がトランジスタＱ１，
Ｑ３とベースを共通にするトランジスタＱ５を流
れ、そのコレクタに結合されたダイオードＱ６の
一端から一定化された基準電圧VSTBが得られる。Background technology and its problems When providing a reference voltage source within a bipolar IC,
A bandgap reference voltage source that uses a voltage determined by the energy bandgap of an element is often used. Figure 1 is a circuit diagram of such a bandgap reference voltage source, which consists of a current mirror consisting of transistors Q1 and Q3 and transistors Q2 and Q4.
are connected in series, and these mutually regulate the current so that a constant current i becomes Q
It is flowing from 1 to Q2 and from Q3 to Q4. The same current as this current i flows through the transistor Q1,
A constant reference voltage V STB is obtained from one end of a diode Q6 which flows through a transistor Q5 having a common base with Q3 and is coupled to its collector.
ところで超小型の音響電子装置（カセツトレコ
ーダ、ラジオ受信機）などにおいては、小型化の
ために内蔵電池１個〜２個で作動させることが求
められている。このような電子装置の電気回路
（パワーアンプ回路やモータサーボ回路）をバイ
ポーラIC化して第１図のような基準電圧源をIC
内に設ける場合、電池の減電圧特性による電源電
圧の大巾な変動で、発生する基準電圧VSTBが大き
く変化する。このためこの基準電圧を利用して動
作する回路が正常に動作しなくなるおそれがあ
る。第１図の基準電圧源の対電源電圧特性が良好
でないことの原因は、根原的に、各カレントミラ
ーを構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ
エミツタ電圧VCEが同一条件下でも夫々著しく相
違しているためであると考えられている。 By the way, ultra-compact audio-electronic devices (cassette recorders, radio receivers), etc., are required to be operated with one or two built-in batteries in order to reduce their size. The electrical circuits of such electronic devices (power amplifier circuits and motor servo circuits) are converted to bipolar ICs, and the reference voltage source as shown in Figure 1 is integrated into the IC.
If the battery is installed inside the battery, the generated reference voltage V STB will change significantly due to wide fluctuations in the power supply voltage due to the voltage reduction characteristics of the battery. Therefore, there is a possibility that a circuit that operates using this reference voltage may not operate properly. The fundamental reason why the reference voltage source shown in Fig. 1 has poor power supply voltage characteristics is that the collector-emitter voltages V CE of the transistors Q1 to Q4 forming each current mirror are significantly different even under the same conditions. It is thought that this is because
発明の目的
本発明は上述の問題にかんがみ、電源電圧が大
巾に変動しても一定の安定した基準電圧を得るこ
とを目的とする。OBJECTS OF THE INVENTION In view of the above-mentioned problems, it is an object of the present invention to obtain a constant and stable reference voltage even if the power supply voltage fluctuates widely.
発明の概要
本発明の基準電圧回路は、ダイオード結合され
た第１のトランジスタが定電流回路の負荷として
接続され、この定電流回路の出力から第１の基準
電圧を得る基準電圧源と、カレントミラーを負荷
とするトランジスタ対を含み、一方の入力に上記
第１の基準電圧が入力され、他方の入力に第１の
出力が帰還接続される差動アンプと、この第１の
出力の電流に比例した電流を供給する第２の出力
を有する手段と、上記第２の出力に負荷として接
続されるダイオード結合の第２のトランジスタと
を具備し、上記第２の出力から第２の基準電圧を
得るように構成したものである。この構成によ
り、例えば3V以下の低電源電圧が変動しても安
定した基準電圧が得られる。Summary of the Invention The reference voltage circuit of the present invention includes a reference voltage source in which a diode-coupled first transistor is connected as a load of a constant current circuit, and a current mirror that obtains a first reference voltage from the output of the constant current circuit. a differential amplifier including a pair of transistors as a load, the first reference voltage being input to one input and the first output being feedback-connected to the other input; and a diode-coupled second transistor connected as a load to the second output to obtain a second reference voltage from the second output. It is configured as follows. With this configuration, a stable reference voltage can be obtained even if a low power supply voltage of, for example, 3V or less fluctuates.
実施例 以下本発明の構成を実施例に基いて説明する。Example The structure of the present invention will be explained below based on examples.
第２図は本発明の実施例を示す基準電圧回路図
であつて、ブロツク１は第１図と実質的に同じ基
準電圧源である。既述のようにトランジスタＱ１
〜Ｑ４が定電流源を構成し、その電流値は、トラ
ンジスタＱ４のエミツタ面積とエミツタの挿入抵
抗Ｒ１によつて定まる。この電流源の電流はトラ
ンジスタＱ５のカレントミラーによつて出力電流
として導出され、ダイオード結合されたトランジ
スタＱ６及びそのエミツタ挿入抵抗Ｒ２に与えら
れる。トランジスタＱ６のベースから取出された
基準電圧V6（第１の基準電圧）は次段の定電流源
ブロツク２に与えられる。なお抵抗Ｒ２は次段の
差動アンプに適当な入力バイアスを与えている。 FIG. 2 is a reference voltage circuit diagram showing an embodiment of the present invention, in which block 1 is substantially the same reference voltage source as in FIG. As already mentioned, transistor Q1
Q4 constitutes a constant current source, the current value of which is determined by the emitter area of transistor Q4 and the emitter insertion resistor R1. The current of this current source is derived as an output current by a current mirror of transistor Q5 and is applied to a diode-coupled transistor Q6 and its emitter inserted resistor R2. The reference voltage V6 (first reference voltage) taken out from the base of the transistor Q6 is applied to the constant current source block 2 at the next stage. Note that the resistor R2 provides an appropriate input bias to the next-stage differential amplifier.
定電流ブロツク２は、トランジスタＱ７，Ｑ９
のカレントミラーを負荷とするトランジスタ対Ｑ
８，Ｑ１０から成る差動アンプ２１を備えてい
る。この差動アンプ２１の出力はトランジスタＱ
８のコレクタから取出され、出力トランジスタＱ
１１に導出される。従つてトランジスタＱ８のベ
ースが差動アンプ２１の反転入力であつて、この
入力に前段の基準電圧ブロツク１の出力V6が与
えられる。 Constant current block 2 includes transistors Q7 and Q9.
Transistor pair Q loaded with a current mirror of
8 and Q10. The output of this differential amplifier 21 is the transistor Q
8 and is taken out from the collector of output transistor Q
11. Therefore, the base of the transistor Q8 is the inverting input of the differential amplifier 21, and the output V6 of the reference voltage block 1 in the previous stage is applied to this input.
出力トランジスタＱ１１のコレクタは負荷抵抗
RLに接続されると共に、差動アンプ２１の非反
転入力であるトランジスタＱ１０のベースに帰還
接続される。この帰還は差動アンプ２１の両入力
が等しくなるように作用する。即ち、反転入力
（Ｑ８のベース）の方がレベルが高ければ、トラ
ンジスタＱ８のコレクタ電圧が低下し、トランジ
スタＱ１１のコレクタ電流が増し、非反転入力
（Ｑ１０のベース）の電圧は上昇する。そして両
入力がバランスすれば回路の電流変化が無くな
り、この時抵抗RLの一端には反転入力と同じ電
圧V6が生じる。従つて抵抗RLにはV6／RLなる電
流が流れる。つまり定電流ブロツク２は、その入
力電圧V6に比例した一定電流i11（＝V6／RL）が
生じるように成されている。 The collector of output transistor Q11 is a load resistor
It is connected to R L and is feedback connected to the base of transistor Q10, which is the non-inverting input of differential amplifier 21. This feedback acts so that both inputs of the differential amplifier 21 are made equal. That is, if the level of the inverting input (base of Q8) is higher, the collector voltage of transistor Q8 decreases, the collector current of transistor Q11 increases, and the voltage of the non-inverting input (base of Q10) increases. When both inputs are balanced, there is no change in the current in the circuit, and at this time, the same voltage V 6 as the inverting input is generated at one end of the resistor R L. Therefore, a current of V 6 /R L flows through the resistor R L . In other words, the constant current block 2 is configured to generate a constant current i 11 (=V 6 /R L ) proportional to its input voltage V 6 .
抵抗RLを流れる上記の一定電流i11は、定電圧
ブロツク３においてトランジスタＱ１１とカレン
トミラーを成すトランジスタＱ１２のコレクタ電
流に転化され、このコレクタ電流はダイオード結
合されたトランジスタＱ１３に流され、そのベー
スから安定化された一定電圧V13（第２の基準電
圧）が得られる。なおトランジスタＱ１３のエミ
ツタに挿入された抵抗Ｒ３は次段の差動アンプに
適当なバイアスを与えるためのものである。 The constant current i 11 flowing through the resistor R L is converted into the collector current of the transistor Q12 forming a current mirror with the transistor Q11 in the constant voltage block 3, and this collector current is passed through the diode-coupled transistor Q13 and its base A stabilized constant voltage V13 (second reference voltage) is obtained from . Note that the resistor R3 inserted into the emitter of the transistor Q13 is for providing an appropriate bias to the next stage differential amplifier.
ブロツク３の出力電圧V13は次段の出力ブロツ
ク４を介して基準電圧VSTBとして図外の回路に導
出される。この出力ブロツク４は、定電流ブロツ
ク２とほぼ同一の構成で、カレントミラー結合の
トランジスタＱ１４，Ｑ１６を負荷とする差動ト
ランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１７でもつて差動アンプ
４１が形成され、その出力（Ｑ１５のコレクタ）
は出力トランジスタＱ１８のコレクタから差動ア
ンプ４１の非反転入力（Ｑ１７のベース）に全帰
還される。従つて入力電圧V13と同じ出力電圧
VSTBが導出される。 The output voltage V 13 of the block 3 is led out to a circuit not shown in the figure as a reference voltage V STB via the output block 4 at the next stage. This output block 4 has almost the same configuration as the constant current block 2, and a differential amplifier 41 is formed by a differential transistor pair Q15, Q17 with current mirror coupled transistors Q14, Q16 as loads, and its output (Q15 collector)
is fully fed back from the collector of output transistor Q18 to the non-inverting input of differential amplifier 41 (base of Q17). Therefore the output voltage is the same as the input voltage V 13
V STB is derived.
次に第２図の回路の動作を説明する。上述のよ
うに基準電圧源ブロツク１におけるトランジスタ
Ｑ６のコレクタ電圧をV6とし、定電圧ブロツク
３のトランジスタＱ１３のベース電圧をV13とす
る。まず電源電圧の変動によつて生ずるブロツク
１におけるカレントミラートランジスタＱ５のコ
レクタ電流の変化分をΔICQ5とすると、トランジ
スタＱ６がダイオードであることにより、発生す
る基準電圧V6の変化分ΔV6は、
ΔV6＝ｋ・ΔICQ5 ……(1)
である。ｋはダイオードの指数関数カーブの微分
抵抗で，ｋ＜＜１である。 Next, the operation of the circuit shown in FIG. 2 will be explained. As mentioned above, the collector voltage of the transistor Q6 in the reference voltage source block 1 is set to V6 , and the base voltage of the transistor Q13 of the constant voltage block 3 is set to V13 . First, if the change in the collector current of the current mirror transistor Q5 in block 1 caused by fluctuations in the power supply voltage is ΔI CQ5 , then the change in the reference voltage V 6 that occurs because the transistor Q6 is a diode is ΔV 6 . ΔV 6 =k·ΔI CQ5 ...(1). k is the differential resistance of the diode's exponential function curve, and k<<1.
この電圧変化分ΔV6によつて、定電流ブロツク
２において出力電流ICQ11に生ずる変化分は、
ΔICQ11＝ΔV6／RL＝Ｋ・ΔICQ5／RL……(2)
となる。従つてブロツク２の出力電流ΔCQ12（＝
ΔCQ11）によつて定まる定電圧ブロツク３の出力
電圧V13の変化は、
ΔV13＝Ｋ・ΔICQ12＝Ｋ・ΔICQ11
＝K2／RL・ΔICQ5 ……(3)
となる。よつて電圧V13の変動は、基準電圧ブロ
ツク１の出力電圧V6の変動ΔV6（第１式）よりも
Ｋ／RL倍だけ小さくなる。従つて乾電池を電源
としたときにその減電圧特性により供給電圧が大
巾に変化しても、非常に安定な基準電圧が得られ
る。 Due to this voltage change ΔV 6 , the change that occurs in the output current I CQ11 in constant current block 2 is ΔI CQ11 = ΔV 6 /R L =K·ΔI CQ5 /R L (2). Therefore, the output current of block 2 ΔCQ12 (=
The change in the output voltage V 13 of the constant voltage block 3 determined by ΔCQ11 is as follows: ΔV 13 =K·ΔI CQ12 =K·ΔI CQ11 =K 2 /R L ·ΔI CQ5 (3). Therefore, the variation in the voltage V 13 is smaller than the variation ΔV 6 (first equation) in the output voltage V 6 of the reference voltage block 1 by a factor of K/RL. Therefore, even when a dry cell battery is used as a power source and the supply voltage varies widely due to its voltage reduction characteristics, a very stable reference voltage can be obtained.
なお上述の実施例において、定電流ブロツク２
は、電圧ゲインを持たないものであるが、電圧ゲ
インを有するものであつてもよい。また、基準電
圧源ブロツク１における定電流回路は、図示以外
の回路構成であつてもよい。 Note that in the above embodiment, constant current block 2
does not have a voltage gain, but may have a voltage gain. Furthermore, the constant current circuit in the reference voltage source block 1 may have a circuit configuration other than that shown.
発明の効果
本発明は上述の如く、ダイオード結合された第
１のトランジスタを定電流回路の負荷として接続
し、この定電流回路の出力から第１の基準電圧を
得、この第１の基準電圧を差動アンプの一入力に
入力し、他入力を第１の出力に帰還接続して、第
１の出力の電流に比例した電流を負荷としてのダ
イオード結合の第２のトランジスタに供給する第
２の出力から第２の基準電圧を得るようにしたの
で、例えば3V以下の電源電圧が変動しても、極
めて安定した第２の基準電圧を得ることができ
る。Effects of the Invention As described above, the present invention connects a diode-coupled first transistor as a load of a constant current circuit, obtains a first reference voltage from the output of this constant current circuit, and sets the first reference voltage to A second transistor is input to one input of the differential amplifier, the other input is feedback-connected to the first output, and supplies a current proportional to the current of the first output to a diode-coupled second transistor as a load. Since the second reference voltage is obtained from the output, an extremely stable second reference voltage can be obtained even if the power supply voltage fluctuates by, for example, 3V or less.
第１図は従来のバンドギヤツプ型基準電源の回
路図、第２図は第１図の回路を改善した本発明の
実施例の基準電圧回路の回路図である。
なお図面に用いた符号において、１……基準電
圧源ブロツク、２……定電流ブロツク、３……定
電圧ブロツク、４……出力ブロツク、２１……差
動アンプ、４１……差動アンプである。
FIG. 1 is a circuit diagram of a conventional bandgap type reference power source, and FIG. 2 is a circuit diagram of a reference voltage circuit according to an embodiment of the present invention, which is an improved version of the circuit shown in FIG. In addition, in the symbols used in the drawings, 1... Reference voltage source block, 2... Constant current block, 3... Constant voltage block, 4... Output block, 21... Differential amplifier, 41... Differential amplifier. be.
Claims (1)
定電流回路の負荷として接続され、この定電流回
路の出力から第１の基準電圧を得る基準電圧源
と、 カレントミラーを負荷とするトランジスタ対を
含み、一方の入力に上記第１の基準電圧が入力さ
れ、他方の入力に第１の出力が帰還接続される差
動アンプと、 この第１の出力の電流に比例した電流を供給す
る第２の出力を有する手段と、 上記第２の出力に負荷として接続されるダイオ
ード結合の第２のトランジスタとを具備し、 上記第２の出力から第２の基準電圧を得るよう
に構成した基準電圧回路。[Claims] 1. A reference voltage source in which a diode-coupled first transistor is connected as a load of a constant current circuit and obtains a first reference voltage from the output of the constant current circuit, and a current mirror as a load. a differential amplifier including a pair of transistors, the first reference voltage being input to one input and the first output being feedback-connected to the other input; and supplying a current proportional to the current of the first output. and a diode-coupled second transistor connected to the second output as a load, and configured to obtain a second reference voltage from the second output. Reference voltage circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5576284A JPS60198614A (en) | 1984-03-22 | 1984-03-22 | Reference voltage circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5576284A JPS60198614A (en) | 1984-03-22 | 1984-03-22 | Reference voltage circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60198614A JPS60198614A (en) | 1985-10-08 |
| JPH0581925B2 true JPH0581925B2 (en) | 1993-11-16 |
Family
ID=13007857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5576284A Granted JPS60198614A (en) | 1984-03-22 | 1984-03-22 | Reference voltage circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60198614A (en) |
-
1984
- 1984-03-22 JP JP5576284A patent/JPS60198614A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60198614A (en) | 1985-10-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |