JPH0578224B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は一般的にはデイジタル通信システムに
関し、より具体的には、非直線復調を用いたデイ
ジタル受信機で受信した２値データの誤り確率を
表示するソフト量子化データ値の作成装置に関す
るものである。 移動データシステム等のデイジタル通信システ
ムは、チヤンネル雑音の影響を減少させるため一
層複雑な符号化方式を採用しつつある。動作の改
良の点からソフト（soft）量子化を用いた復号器
が望まれるが、移動データシステムで使用されて
いる典型的な周波数偏位方式（FSK）の検出器
は非直線的である。この検出器は受信データを１
又は０の２値すなわちハード（hard）量子化デ
ータに変換するので、検出された２値データはそ
の誤り確率を表示しない。従つてFMの闘値及び
制限効果のため、FSK検出器の信号レベルから
は良好な分解能のソフト量子化データ値を得るこ
とができない。 この問題を解決するため、FM弁別器出力のオ
ーデオ雑音レベルから得られるアナログ信号レベ
ルを用いるソフト量子化が開示される。このアナ
ログ信号レベルは、FSK検出器出力からのハー
ド量子化データビツトに比べ、検出された２値ビ
ツトの大きさすなわち数値重みを適切に表示する
ので、FM／FSK移動データシステムのデコード
プロセスにおいてソフト量子化の利益が得られ
る。 ２値デイジタルデータ伝送を使用するデイジタ
ル通信システムにおいては、チヤンネル雑音に起
因するデータ誤りを低減するため一層複雑なコー
ド化方式が採用されつつある。移動データ通信の
分野における２値デイジタルデータ伝送は、FM
及び音声との両立性から一般にオーデオFSK、
実際には２レベル変調を用いるFM／FSK、に限
定されてきた。移動用のFMチヤンネルは特にき
びしい環境下にあり、相対運動する移動受信機の
相対運動ならびに多路伝送に起因して受信レベル
が不規則に低下する高速フエーデイングのため、
信号レベルを増加してもビツト誤り率はゆるやか
に低下するだけである。符号化の手法はフエーデ
イングの影響を除くのに有効であるが、復号器が
不規則なレベル低下の生ずる受信データビツトを
勘定に入れるならば、符号プロセスは大いに改良
されるであろう。これは、ビツト誤り確率をFM
弁別器の雑音レベルの関数として表示する数値重
みないしは相対的な誤り確率を復号器に与えてお
くことにより実現できる。この発明は、データ信
号のエネルギーが小さな周波数スペクトルの部分
から得られた弁別器雑音レベルで各データビツト
の重み付けを行うものである。 一般には、復号器は復号したデータビツトを複
数の受信データサンプルに基いて評価する。例え
ば、閾値復号器は、受信され復号されたビツトか
ら論理的に得られるシンドロームビツト群が明確
に１であるか０であるかによつて受信した情報ビ
ツトの当否を判定する。この操作は数学的には平
均操作であり、重み付け平均を用いて重み付けが
考慮される。これは、受信されたデータサンプル
の各々を１と−１間の数値で表示することと等価
であり、重み付けされたサンプルの振幅は受信サ
ンプルに誤りがない相対確率を表示する。このよ
うな極性と振幅の表示において、極性は２値検出
器の出力に対応し、振幅は重み付け値すなわち相
対誤り確率に対応する。従つて２値の排他的論理
和は極性と振幅の表示においては乗算に対応し、
閾値操作は平均操作に対応する。 極めて簡易な復号システムでは、無極性（符号
を付さない）の算術が好ましい。このような場
合、１個のビツトの値は１から−１までの極性と
振幅の表示に対応し、例えば０から15までの数を
表示する４個の２値デジツトで表示されよう。２
値の復号器の排他的論理和又は多数決論理に対応
する乗算又は加算の後、閾値が7.5に対応するこ
とを考慮してスケール変更を行い所定の閾値を使
用する。受信データサンプルを２値に対応するい
くつかのレベルで表示することを、“ソフト量子
化”と称し、これに対して受信データサンプルを
２値ビツトないし２レベルで表示することを、
“ハード量子化”と称する。 このソフト量子化は、ハード量子化によつて情
報が捨て去られないよう、どのような種類の復号
にも適用して特性の改良を行うことができる点に
留意されたい。ソフト量子化データの復号化は符
号化及び情報理論の分野の当業者に周知である。
移動データ通信への適用に際しては、ブロツク及
びたたみ込み符号化がしばしば使用され、ソフト
量子化データを復号するのにいくつかの復号アル
ゴリズムが適用されよう。このような復号器にお
いては、ソフト量子化データ値は２値の０及び１
の種々のコード化パターンとの相関がとられ、復
号判定を改良するため符号間距離の測定や平均化
の手法が用いられる。 本発明は、移動データ通信で使用されている
FM／FSKのような非線形復調方式を用いるデイ
ジタル受信機におけるソフト量子化データの作成
装置に関するものである。非線形復調方式を使用
する受信機においては、詳細な信号レベルが相対
的なビツト誤り確率に比例するようなソフト量子
化データ出力の検出器を実現することは困難であ
る。その理由は、非線形復調が行なわれた後の２
値に量子化されたデイジタル信号は、チヤンネル
雑音に起因する雑音成分が取り除かれているの
で、そのデイジタル信号成分からビツト誤り確率
を得ることができないからである。これは、直線
的な受信機及び積分−ダンプ検出器が用いられる
位相シフト方式（PSK）のような直線的な変調
方式と異る点である。直線的なシステムにおいて
は、入力信号と雑音レベルの和に比例する検出器
出力レベルは相対的なビツト誤り確率の尺度にな
る。 典型的な移動データ通信システムにおいては、
ソフト量子化データ値は最も好適にはハード量子
化FSK検出器出力及びFM弁別器出力の雑音レベ
ルから得られる。FM／FSKシステムに関連した
シヤープな閾値効果のため、FSK検出器出力レ
ベルは、そのハード量子化前においてさえも、受
信ビツトの数値重みの指標としては実際上無価値
である。FM弁別器出力の雑音レベルは受信ビツ
トの数値重みの最良の指標ではあるが、この重み
は典型的な移動チヤンネルのPF又はIF雑音特性
の非線形函数である。実際には、この移動データ
システムの典型的な動作状態にわたつて受信ビツ
トの誤り率を弁別器雑音レベルの函数として測定
し平均化することによつて数値重みが決定され
る。 第１図は本発明のソフト量子化装置の一実施例
のブロツク図である。このソフト量子化装置は、
第３図のFSK検出器６２のようなデイジタル検
出器からの２値データを受ける入力信号線２１、
第３図の弁別器６０のような受信機のFM弁別器
出力の雑音レベルに関連したアナログ信号を受け
る入力信号線２２、及びこのデイジタル受信機内
のビツト同期回路からの再生データクロツク信号
を受ける入力信号線２３を具える。アナログ−デ
イジタル変換器２４は、入力信号線２２上のアナ
ログ信号レベルをリードオンリーメモリ （ROM）２後のアドレス用デイジタル信号に
変換する。このメモリのアドレス信号線の１つが
２値データ入力によつて選択される。換言すれ
ば、メモリアドレスはアナログ−デイジタル変換
器２４の出力とデイジタル検出器６２の出力が結
合されたものである。AD変換器２４からのアド
レスによつて選択されたROM２５の出力はラツ
チ２６にラツチされる。ラツチ２６は、信号線２
３上の再生データクロツクを受けて出力信号線２
７上のソフト量子化データ出力の安定な値を保持
する。これに代わる構成例として、第３図を参照
して後ほど詳述するように、上記ROM２５及び
ラツチ２６の機能を果たすマイクロプロセツサの
出力端子に上記ソフト量子化データ出力を得る構
成とすることもできる。上述のAD変換器、アド
レス可能なメモリ、マイクロプロセツサ及びラツ
チの設計はデイジタル技術の当業者に周知であ
り、これらの回路は一体として入手できることに
留意されたい。 多数の量子化レベルを望む場合は、ソフト量子
化データ出力の極性及び振幅表示を用いるのが有
利である。すなわち、対称的な復調器つまり重み
の振幅が２値データ入力の函数でない復号器の場
合には、PROM又はROMメモリ手段中に振幅だ
けを蓄積すればよいので、所要メモリ容量が減少
する。この代替システムのブロツク図が第２図に
例示されている。この図において、信号線２１上
の２値データ入力はラツチ３６に直接供給され
る。信号線２２上のアナログ雑音入力はAD変換
器３４に供給され、ROM３５内のメモリ手段用
のアドレスを発生させる。このメモリはソフト量
子化値の振幅のみを蓄積しており、これらの振幅
はアドレスされ読み出されてテラツチ３６内で２
値データ入力と結合される。このラツチ３６は再
生データクロツク信号線２３によつてクロツクさ
れ、出力信号線２７上に安定なソフト量子化デー
タ値を供給する。 第１図及び第２図のブロツク構成の回路は多く
の方法で実現できることに留意されたい。FM／
FSK移動データ受信機の回路の一実施例を第３
図に示す。アンテナ５２、RF段５４、IF増幅器
５６、IFリミタ５８、弁別器６０、FSK検出器
６２及びビツト同期回路６４はすべてデイジタル
通信の技術分野における当業者に周知である。 前述したように、FSK検出器６２は受信デー
タをハード量子化された２値の１又は０に変換す
るので、この検出器６２の出力はソフト量子化デ
ータ値の良好な分解能を得るには有用ではない。
これに対して、RF段５４及びIF増幅器５６の出
力はハード量子化されておらず、ソフト量子化値
を得るための有用な雑音対信号比の情報を有して
いる。しかしながら、いくつかの理由から、雑音
対信号比の情報を取り出す箇所は弁別器６０の出
力端が敵している。RF信号又はIF信号を取り出
すことは一般に受信動作に何らかの影響を与える
けれども、一方弁別器出力を取り出しても受信機
の性能が劣化しない。RFレベル又はIFレベルで
サンプリングを行う場合には、弁別器６０で導入
されるビツト誤りは検出されないままになるであ
ろう。雑音対IF信号比の比較的低い値において
も、かなりのビツト誤りが生じよう。この弁別器
は、かなり低い範囲の信号レベルにおいて、例え
ばIF信号の典型的なレベル−40dBm乃至−
90dBmと比較してかなり低い−90dBm乃至−
125dBmの範囲において有用な信号強度の情報を
提供する。このように弁別器の信号強度に比べて
IF信号強度は種々変化する。ほとんどのデータ
信号誤りは雑音フロア（noisefloor）の近傍で生
ずるので、ソフト量子化データ値を定めるには弁
別器出力が一層有用である。 弁別器出力の時間波形は再生データビツトがど
の程度良好であるかに関してそれほど有用な情報
を含んでおらず、従つて弁別器の周波数スペクト
ラムが解析される。データの電力成分はこの周波
数スペクトラムの低周波部に存在している。この
周波数スペクトラムの低周波部には雑音も存在す
るが、大部分の雑音は周波数スペクトラムの高周
波部に存在している。AD変換器２４の高域通過
ろ波器６６は信号線２２上の弁別器出力信号をろ
波し、そこからアナログ雑音レベルを得る。演算
増幅器６７の非反転入力端子の、総括符号６３で
表示されているRC回路網はデータ信号の周波数
成分よりも高周波を通過させるように設計されて
いる。このことは典型的には、データ信号の最高
変調周波数以上にろ波器の遮断周波数を設定する
ことを意味する。ろ波器６６は２次のバタワース
フイルタである。 信号結合コンデンサ６９はろ波器６６からのア
ナログ雑音を全波整流回路６８に通過させ、増幅
器６７からのDCレベルを阻止する。小信号用ダ
イオードの対７１及び７２が増幅器７０の出力端
子から反転入力端子への各帰還電路に逆向きに接
続され、アナログ雑音信号を全波整流する。もう
一つの増幅器７４はノード７３上の信号を加算
し、DCレベルとなつた全波整流雑音信号を低域
通過ろ波器７６に出力する。全波整流回路６８は
より簡単に実現できるが、４個の増幅器を内蔵し
た標準のICパツケージを用い、増幅器６７及び
７７をろ波器に割当てた後の２個の増幅器７０及
び７４を使用できる関係からこのような実施例が
採用されている。 増幅器７７とRC回路網との結合は２次のバタ
ワース低域通過ろ波器７５を形成し、これは残余
の成分と整流回路６８で発生した成分から成る
600Hz以上の周波数を阻止する。 回路６６，６８，７６及び８８内の基準電圧
VT１及びVT２は電源電圧Vsからろ波器付き抵
抗分割回路（図示せず）を介して供給されるだけ
であり、一例としてVT１＝Vs／２，VT２＝
Vs／５である。 閾値比較回路８８への入力信号線７８上の抵抗
器８０，８３及びコンテンサ８１の結合は低域通
過ろ波器７６からの信号に対し付加的な低域通過
ろ波器となる。入力信号線７８は複数の閾値電圧
比較回路１１０，１１５及び１２０の各非反転入
力端子に接続される。比較回路１１０，１１５及
び１２０の反転入力端子はそれぞれ可変抵抗器８
２，８４及び８に接続され、これら可変抵抗器
はポテンシヨンメータとして動作し比較回路に調
節された基準電圧を供給する。比較回路１１０，
１１５及び１２０は、可変抵抗器８２，８４及び
８６によつて許容比較入力値の範囲にわたつて各
別にバイアスされる。この閾値レベルの範囲は、
データ信号線２２上のFM弁別器雑音レベルのダ
イナミツクレンジに適合できるよう、十分小さく
する必要がある。比較回路８８は閾値レベル調整
用の抵抗器８２，８４及び８６と併せて極めて簡
単かつ安価な４種の出力値を有するアナログ−デ
イジタル変換器を提供する。可能な組合せは、出
力信号線９６，９８及び１００のすべてがロー、
信号線９６がハイで残りがロー、信号線９６及び
９８がハイで信号線１００がロー、信号線９６，
９８及び１００のすべてがハイの４種である。こ
れら４種の組み合わせを２進表示にデコードする
よりも、これら出力信号線のすべてをマイクロプ
ロセツサ１０２の入力ボードに接続して計数操作
によるデコードをマイクロプロセツサに行わせる
ほうが容易である。勿論、更に大きなソフト量子
化の分解能を望む場合には、比較回路１１０，１
１５及び１２０に類似の比較回路を閾値比較回路
８８に追加し、各比較回路の出力端から信号線９
５で例示する入力信号線をマイクロプロセツサ１
０２に接続すればよい。 出力信号線９６は電流制限抵抗器９２を介して
LED９４を駆動するのにも使用される。従つて
このLEDは、比較回路のLSBに近接する閾値を
設定するための基準レベルとして用いられる出力
信号線９６上の論理レベルを表示する。典型的に
は、この調整はアンテナ５２を取外ずしたうえ
LED９４が丁度明滅し始めるように抵抗器８６
を調整することによつて達成される。換言すれ
ば、比較器は信号線９６上に出力を供給すること
によつてアンテナ５２におけるRF入力信号が受
信機雑音を丁度上廻りつつあることを検出する。
勿論、より正確な設定を行うため、精密な電圧計
を比較回路の入力信号線７８の一つ又は出力信号
線９６に接続することもできる。 他の構成例としては、マイクロプロセツサ１０
２の出力ボードにデイジタル−アナログ変換器を
接続して利得調整を行うことにより低レベル部分
の比較回路の閾値を制御できる場合には、マイク
ロプロセツサに実際の調整プロセスを実行させる
こともできる。抵抗器８２，８４及び８６によつ
て設定される電圧閾値レベルは直線的な関係にな
いことにも留意されたい。実際この場合には、閾
値レベルは約5dB乃至10dBの所定間隔で対数的
に増大している。これらの閾値レベルは、数値重
みが相当程度変化する信号レベルの範囲を適切に
カバーするように選択される。一般には、マイク
ロプロセツサのRAM又はROMメモリ内の数値
重みのテーブルが選択された閾値設定を反映する
ようにプログラムされているので、閾値レベルの
任意のセツトを使用することができる。事実これ
ら数値重みのRAM又はROM内のテーブルは実
際には通信チヤンネルの函数であり、種々のチヤ
ンネル状態に対してマイクロプロセツサにより選
択され得るものである。このチヤンネル状態は、
平均受信信号レベル及びデコーダにより評価され
たビツト誤り率を更新し続けることによつて周期
的に評価され得る。 マイクロプロセツサ１０２は、比較回路の出力
信号線９６，９８及び１００のデコードを行うと
共に、信号線２１上にFSK検出器で検出された
２値データビツトをMSB入力として受け、さら
にまた再生データクロツク信号を信号線２３上に
受けるが、この信号は新たなデータビツト及びア
ナログ信号強度レベルが受信されるたびにマイク
ロプロセツサに割込みをかけるのに便宜的に使用
される。 ソフト量子化を実現するためのマイクロプロセ
ツサのステツプを表１に例示する。

【表】

【表】 表１に例示されたマイクロプロセツサ１０２の
処理内容をさらに詳しく説明するためのフローチ
ヤートを第４図に示す。第４図の各ブロツクの右
側に付された数字は表１のステツプ番号に対応す
る。 表１のマイクロプロセツサのステツプのシーケ
ンスは基本的には入力ビツトを読取つてその０又
は１の値を８倍し、比較回路のハイになつている
出力信号線数を計数してテーブルオフセツトを作
成し、これをテーブルのスタートアドレスに加算
することにより対応のソフト量子化値が蓄積され
ているテーブル内アドレスを与えるものである。
詳しくは、ACCの内容をキヤリと共に左に回転
させた後和の中にキヤリを回転させることによつ
て受信FSKデータを取出し、更に３回回転させ
ることによつてFSKビツトを８倍する。入力の
残りの部分を読取り、閾値を越えるたびに和を１
ずつ増加する。TABで始まるメモリテーブル内
のソフト量子化値を探し、デコーダに行く。 表１のシーケンスを各ステツプ毎にさらに詳細
に説明する。マイクロプロセツサ１０２に信号線
２３を介して割り込み信号が入力されると、マイ
クロプロセツサ１０２の処理が開始する（スター
ト）。マイクロプロセツサ１０２はステツプ１〜
３において、後に使用する領域BIT，SUMおよ
びLEVELの初期設定が行なわれる。領域SUMは
演算の途中結果を格納し、ステツプ２において初
期値として０が設定される。領域LEVELはプロ
グラムのループ処理の回数を設定する領域で、ス
テツプ３で３が設定される。 初期設定が完了すると、マイクロプロセツサ１
０２はステツプ４において入力ポートから信号線
９６，９８，１００，２１上の信号を入力し、マ
イクロプロセツサ１０２内の領域INPUTに格納
する。領域INPUTに格納されたデータはステツ
プ５でアキユムレータACCに転送されされる。 ステツプ６において、マイクロプロセツサ１０
２はアキユムレータACCをキヤリービツト
CARRYとともに左へ１ビツト回転させる。すな
わち、アキユムレータACCの各ビツトは最上位
ビツトの方向へ１ビツト移動し、アキユムレータ
ACCの最上位ビツトはキヤリービツトCARRY
へ移動する。アキユムレータACCの内容は、ス
テツプ７において、領域INPUTに戻される。以
上の処理により、アキユムレータACCの最上位
ビツト、すなわち信号線２１上のデータがキヤリ
ービツトCARRYに格納されたことになる。 ステツプ８において、領域SUMの内容がアキ
ユムレータACCに転送される。ステツプ９〜12
によつて、アキユムレータACCはキヤリービツ
トとともに左へ４ビツト回転する。したがつて、
キヤリービツトはアキユムレータACCの最下位
ビツトから４ビツト目に移動したことになる。ア
キユムレータACCは、その後ステツプ13で領域
SUMに転送される。 次に、比較回路８８の信号線９６，９８，１０
０に出力されたデータを２進表示へ変換する操作
が行なわれる。すなわち、ステツプ14で領域
INPUTの内容がアキユムレータACCに転送さ
れ、ステツプ15でキヤリービツトとともに最上位
ビツトの方向へ１ビツト回転する。そして、ステ
ツプ16で、アキユムレータACCの内容は領域
INPUTに転送され、ステツプ17で、領域
LEVELの内容が１だけ減じられる。 次に、ステツプ18で、キヤリービツトCARRY
の内容が１か０かの判断が行なわれる。すなわ
ち、信号線１００上の信号が高（１）あるいは低
（０）の判断が実行される。キヤリービツト
CARRYの内容が１の場合は、ステツプ19で、領
域SUMの内容が１だけ増加される。もしキヤリ
ービツトCARRYの内容が０の場合は、なにもし
ないで次のステツプへ移る。すなわち、ステツプ
２０で領域LEVELの内容が０より大きいか否か
が判断される。大きい場合、処理はステツプ14へ
移り、０に等しい場合、ステツプ21へ進む。 領域LEVELの内容が０に等しくなるまで、ス
テツプ14からステツプ19までの上記と同様の処理
が行なわれる。すなわち、信号線９８および信号
線９６上の信号に対して続行される。 上述の処理により、領域LEVELの内容が０に
等しくなると、ステツプ21へ進み、領域TABLE
の内容と領域SUMの内容が加えられ、領域
ADDRESSへ転送される。領域TABLEの内容は
ソフト量子化データ値の格納されている領域を与
えるために用いられるオフセツト値として領域
SUMの内容に加えられる。ステツプ21で、領域
ADDRESSにソフト量子化データ値の格納され
ている番地が得られると、ステツプ22において、
４ビツトのソフト量子化データ値がマイクロプロ
セツサ１０２から出力される。これにより、４ビ
ツトのソフト量子化データの最上位ビツトにハー
ド量子化データが与えられ、下位３ビツトにその
重み付けのデータが与えられる。 表１のマイクロプロセツサのステツプの表に対
応して典型的な移動無線の高速フエーデイングチ
ヤンネルに対するソフト量子化値のテーブルを表
２に例示する。

【表】 表２は表１のシーケンスによつて求められた番
地とソフト量子化データとの関係を表す。表２の
関係を表す変換テーブルがマイクロプロセツサ１
０２のリードオンメモリ（ROM）に格納されて
いる。すなわち、検出器６２の出力が低信号レベ
ルである場合、表左の“０”の欄が選択され、高
信号レベルである場合、表右の“１”の欄が選択
される。そして、信号線９６，９８，１００の信
号レベルに対応してソフト量子化データが選択さ
れる。たとえば、検出器６２の出力が低信号レベ
ルで、信号線９６，９８，１００が全て高信号レ
ベルである場合、領域SUMには３が格納されて
いるので、TABLE＋３のメモリ番地に記憶され
ている０なるソフト量子化データが出力される。
また、検出器６２の出力が高信号レベルで、信号
線９６，９８，１００が全て高信号レベルである
場合、TABLE＋11のメモリ番地に記憶されてい
る15なるソフト量子化データ（16進表示では
“Ｆ”）が出力される。 表２中上部ほど低信号レベルである。これらの
テーブル値は、フイールドテストから予想される
弁別器出力中の雑音レベルに関連した相対的なビ
ツト誤り率に対応している。これらの値は実験的
に決定される値であり、マイクロプロセツサ・デ
コーダが受信ビツトの誤り率を計算できるような
テストパターンを受信するように設定されている
ソフト量子化を用いた第３図のテスト受信機によ
つて決定されることに留意されたい。表２のデー
ブル中のソフト量子化値は蓄積用に４個の２値ビ
ツトを必要とし、０から15（15は16進表示の“Ｆ”
である。）までの値、すなわちテーブル値０に対
応する極めて良好な０の値からテーブル値15に対
応する極めて良好な１の値にわたつている。逆
に、テーブル値７は受信ビツト０のときの最も雑
音レベルの高い場合を、またテーブル値８は受信
ビツト１のときの最も雑音レベルの高い場合を示
す。これは、16レベルのソフト量子化である。 以上のように、本発明によれば受信ビツトに雑
音レベルに対応した値が付加されているので、そ
の値から受信ビツトの誤り率、換言すれば、受信
ビツトの確からしさを知ることができる。これに
より、たとえば２つの受信ビツトのうち１つが誤
つた受信ビツトであるとき、より確からしい受信
ビツトを採用し他のビツトを反転させることによ
り、誤りを訂正することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のソフト量子化装置の一実施例
のブロツク図、第２図は本発明の他の実施例のブ
ロツク図、第３図はFM／FSK受信機及びマイク
ロプロセツサ・デコーダを用いる第１のブロツク
図の回路図、第４図は表２に示すプログラムを説
明するためのフローチヤートである。 ２１……２値データ入力、２２……アナログ雑
音レベル入力、２３……再生データクロツク入
力、２４，３４……AD変換器、２５，３５……
ROM、２６，３６……ラツチ、６０……弁別
器、６２……FSK検出器、６３……高域通過ろ
波器、６８……全波整流回路、７６……低域通過
ろ波器、８８……比較回路、１０２……マイクロ
プロセツサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 非線形復調によりデイジタルデータを得るデ
   イジタル受信機であつて、前記デイジタル受信機
   の弁別器出力から得た再生デイジタルデータ及び
   アナログ雑音信号を備える復調信号を、前記復調
   信号のアナログ雑音信号レベルに基づく数値重み
   を反映したソフト量子化デイジタル値に、変換す
   るソフト量子化装置において、 前記弁別器からの再生デイジタルデータを検出
   器出力信号線上のハード量子化デイジタルデータ
   に変換するデイジタル検出手段、 前記再生デイジタルデータからのアナログ雑音
   信号をろ波し、該アナログ雑音信号をデイジタル
   表示に変換し、該デイジタル表示を出力信号とし
   て供給するアナログ−デイジタル変換手段、 該アナログ−デイジタル変換手段のデイジタル
   出力信号のアドレスによつて選択され、予め蓄積
   されている所定の数値重みを読出すアドレス可能
   なメモリ手段、及び 前記デイジタル検出手段の出力端からのハード
   量子化デイジタルデータを前記メモリ手段から読
   出した数値重みと結合させることにより、前記デ
   イジタル受信機の雑音レベルに基いて検出データ
   の数値重みを反映するソフト量子化デイジタル値
   を発生する結合手段を具えたことを特徴とするソ
   フト量子化装置。 ２ 前記デイジタル検出手段は１ビツトの２値デ
   イジタル出力を発生し、前記結合手段はソフト量
   子化の振幅用のアドレス可能なメモリ手段及びソ
   フト量子化の極性ビツト用の前記デイジタル検出
   手段の出力端からの出力信号を具え、ソフト量子
   化デイジタル値の極性及び振幅の２値表示が得ら
   れることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   のソフト量子化装置。 ３ 前記デイジタル受信機の再生データクロツク
   によつてクロツクされて前記ソフト量子化出力を
   ラツチするラツチ手段を具えたことを特徴とする
   特許請求の範囲第２項記載のソフト量子化装置。 ４ 前記結合手段は前記デイジタル検出手段の出
   力を受けるための前記アドレス可能なメモリ手段
   への追加アドレス信号線を具え、ソフト量子化値
   が前記アドレス可能なメモリ手段の出力として直
   接読出されることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のソフト量子化装置。