JPH0575451A

JPH0575451A - 位相同期回路

Info

Publication number: JPH0575451A
Application number: JP3235976A
Authority: JP
Inventors: Ryutaro Hotta; 龍太郎堀田; Shoichi Miyazawa; 章一宮沢; Kenichi Hase; 健一長谷; Akihiko Hirano; 章彦平野; Hiroshi Kimura; 博木村; Ken Uragami; 憲浦上
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1991-09-17
Filing date: 1991-09-17
Publication date: 1993-03-26

Abstract

(57)【要約】【目的】周波数位相比較方式で検出された位相差信号を
受け取り，この信号を平滑電流もしくは平滑電圧に変換
し，次の位相差信号が入力されるまでその値をホールド
し，出力し続けることのできるチャージポンプ回路を具
備した周波数位相比較対応の位相同期回路を提供し，リ
ップルのない安定したフィルタ出力電圧を実現し，ジッ
タのない電圧制御発振器の出力信号と広いキャプチャ・
レンジを実現する。【構成】位相比較回路で検出された位相差信号ＴＵ，Ｔ
Ｄを，オペアンプＯＰ１と積分コンデンサＣＯとからな
る積分回路で積分して電圧ＶＣに変換し，位相差信号発
生ごとにオンとなるホールド信号ＴＳにより積分電圧Ｖ
Ｃをホールド電圧ＶＳとして，次の位相差信号の発生ま
でホールドコンデンサＣＳに保持させ，電圧ＶＳがコン
デンサＣＳに保持された後にリセット信号ＴＲにより積
分コンデンサＣＯの両端を短絡させることで積分電圧Ｖ
Ｃを初期状態のバイアス電圧値ＶＢに戻す構成のチャー
ジポンプ回路とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は位相同期回路に係り，特
に，平滑電流出力方式で，かつ，周波数位相比較方式に
対応可能なチャージポンプ回路を有する位相同期回路に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来，位相同期回路は，入力信号と電圧
制御発振器の出力信号との位相差を検出する位相比較回
路，検出された位相差に比例した時間だけ一定電流を流
し出すか，もしくは引き込むチャージポンプ回路，チャ
ージポンプ回路の出力電流を積分して電圧に変換するル
ープフィルタ，ループフィルタの出力電圧に従い，出力
信号の周波数を変化させる電圧制御発振器で構成され，
入力信号のｎ倍の周波数に電圧制御発振器の出力信号を
同期させる場合には，この構成に電圧制御発振器の出力
信号をｎ分周するｎ分周器を追加して構成していた。こ
のような構成の位相同期回路，及びその中で使用されて
いるチャージポンプ回路構成は，特開昭６０−２２４３
３０，特開昭６４−１８３１６等に記載されている。こ
の回路構成を，位相同期回路については図１３に，チャ
ージポンプ回路については図１４に示す。これらの図を
用いて従来回路の動作を説明する。位相比較回路は，入
力信号と電圧制御発振器の出力信号もしくは電圧制御発
振器の出力信号をｎ分周した信号の位相を比較し，入力
信号の位相が電圧制御発振器の出力信号もしくは電圧制
御発振器の出力信号をｎ分周した信号の位相より進んで
いたら，その時間だけ位相進み信号ＩＮＣを出力し，逆
に入力信号の位相が電圧制御発振器の出力信号もしくは
電圧制御発振器の出力信号をｎ分周した信号の位相より
遅れていたら，その時間だけ位相遅れ信号ＤＥＣを出力
する。チャージポンプ回路は流し出し用電流源と引き込
み用電流源と，それぞれの電流源を出力端子に接続する
か否かを切り替える流し出し用電流源スイッチＳＷ６及
び引き込み用電流源スイッチＳＷ７で構成され，位相比
較回路の出力信号に従い，位相進み信号ＩＮＣが入力さ
れるとその時間だけ流し出し用電流源スイッチＳＷ６を
閉じてループフィルタに対し一定電流を流し出し，逆に
位相遅れ信号ＤＥＣが入力されるとその時間だけ引き込
み用電流源スイッチＳＷ７を閉じてループフィルタから
一定電流を引き出す。ループフィルアはチャージポンプ
回路から流し込まれた電流及び引き出された電流を積分
して電圧制御発振器の制御電圧を生成する。また，ルー
プフィルタは位相同期回路の応答特性を決定する役割も
果たす。電圧制御発振器はループフィルタから出力され
る制御電圧に従い，出力信号の周波数を変化させる。さ
らに，広いキャプチャ・レンジを得るため周波数位相比
較方式の位相比較器を用いる場合や，入力信号と電圧制
御発振器の出力信号の周波数比を切り替える必要がある
場合などには，電圧制御発振器の出力信号をｎ分周して
位相比較器にフィードバックするｎ分周回路を電圧制御
発振器と位相比較回路の間に挿入する。このように，各
回路ブロックを動作させることにより電圧制御発振器の
出力信号の位相を入力信号の位相に同期させていた。

【０００３】以上述べたような従来の基本的な位相同期
回路では，チャージポンプ回路の出力は位相差が入力さ
れるとその時間だけ電流を出力する電流パルス出力方式
であった。このため，図１５に示すように，入力信号と
電圧制御発振器の出力信号が同期した安定状態であって
も，チャージポンプ回路の流し出し用電流源と引き込み
用電流源の電流値の不一致や，流し出し用電流源スイッ
チと引き込み用電流源スイッチの応答特性の不一致か
ら，ループフィルタの出力電圧にはリップルが生じてお
り，このリップル電圧により電圧制御発振器の出力信号
の周波数が振られ，その結果，電圧制御発振器の出力信
号がジッタを持ち，位相同期回路の性能を劣化させてい
た。

【０００４】この問題点を解決するため，特開昭６３−
２１７７１９に記載されているように，電流パルス出力
方式の代わりに平滑電流出力方式を用いたチャージポン
プ回路が提案されている。図１６にこの平滑電流出力方
式のチャージポンプ回路例を示し，図１７に電流パルス
出力方式と平滑電流出力方式の比較を示す。平滑電流出
力方式では，位相比較回路から出力される位相差の値に
応じた値を持つ電流を生成し，この電流値を次の位相差
が入力されるまで保持し出力する。このため，位相差に
相当する短い時間だけ一定電流を出力し，それ以外の時
間は出力電流がゼロもしくはゼロ近くになる電流パルス
出力方式に比べて，平滑電流出力方式は出力電流値の切
り替わり周期が位相差を検出する周期に等しく，また，
電流値の変化もゆるやかであり，入力信号と電圧制御発
振器の出力信号が同期した安定状態ではループフィルタ
の出力電圧にリップルは生じない。故に，電圧制御発振
器は出力信号の周波数がリップル電圧で振られることも
なく，安定した動作が可能となり，従来の基本的な位相
同期回路の問題点を解決している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】特開昭６３−２１７７
１９に記載されている平滑電流出力方式は，電圧制御発
振器の出力信号のジッタの原因となるループフィルタの
出力電圧のリップルを生じさせず，安定した電圧制御発
振器の出力信号を得るための優れた回路である。しかし
その一方，位相同期回路の他の特性の一つである，同期
可能な入力信号の周波数範囲を表すキャプチャ・レンジ
についての考慮がなされていなかった。つまり，キャプ
チャ・レンジを確保する手段としては，位相比較器の動
作を位相のみの比較方式から位相及び周波数の比較方式
にすることが挙げられるが，この平滑電流出力方式が位
相及び周波数比較方式に対応できないため，実際に使用
した場合，電圧制御発振器の出力信号が入力信号に同期
しないという問題点があった。本発明の目的は，位相及
び周波数比較方式に対応可能な平滑電流出力方式のチャ
ージポンプ回路を考案し，広いキャプチャ・レンジを持
ち，かつ，ループフィルタの出力電圧にリップルが乗ら
ず，ジッタの無い電圧制御発振器の出力信号を得ること
ができる位相同期回路を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】入力信号と電圧制御発振
器の出力信号との周波数及び位相差を検出する周波数位
相比較回路，周波数位相比較回路から出力される位相差
検出結果を電流もしくは電圧に変換するチャージポンプ
回路，チャージポンプ回路の出力をフィルタリングして
電圧制御発振器の制御電圧に変換するループフィルタ，
ループフィルタの出力電圧に従い，出力信号の周波数を
変化させる電圧制御発振器で構成される位相同期回路に
おいて，広いキャプチャ・レンジを持ち，かつ，ループ
フィルタの出力電圧にリップルが乗らず，ジッタの無い
電圧制御発振器の出力信号を得るために，チャージポン
プ回路を位相差電圧変換回路と，電圧ホールド回路と，
電圧電流変換回路もしくは電圧電圧変換回路と，位相差
電圧変換回路を初期状態に戻すスイッチと，で構成す
る。

【０００７】

【作用】位相差電圧変換回路は周波数位相比較回路の位
相差検出結果をコンデンサへの一定電流の流し込み，引
き出し動作により電圧に変換する。電圧ホールド回路は
位相差電圧変換回路の出力電圧をコンデンサにサンプリ
ング＆ホールドする。電圧電流変換回路は電圧ホールド
回路にホールドされた電圧を出力電流に変換してループ
フィルタへ出力する。電圧電圧変換回路は電圧ホールド
回路にホールドされた電圧を増幅及びインピーダンス変
換してチャージポンプ出力電圧としてループフィルタへ
出力する。スイッチは位相差電圧変換回路のコンデンサ
の両端を短絡して変換結果の初期化を行なう。

【０００８】

【実施例】以下，本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１及び図２に本発明の特徴を表すブロック構
成図を示す。また，図３及び図４には本発明の別の手段
を用いた実現方法を示すブロック構成図を示す。まず，
図１について説明する。本発明による位相同期回路は，
入力信号と電圧制御発振器の出力信号との周波数及び位
相差を検出する周波数位相比較回路と，周波数位相比較
回路の出力位相差を平滑電流に変換して出力する平滑電
流出力方式チャージポンプ回路と，平滑電流出力方式チ
ャージポンプ回路の出力平滑電流を積分して電圧制御発
振器の制御電圧を生成するループフィルタと，ループフ
ィルタの出力電圧に従い，その出力信号の周波数を変化
させる電圧制御発振器とで構成され，平滑電流出力方式
チャージポンプ回路はリセット信号ＴＲとホールド信号
ＴＳにより動作する。図２は，図１において電圧制御発
振器の出力信号の周波数を入力信号の周波数のｎ倍で同
期させる場合に必要になるｎ分周回路を電圧制御発振器
の後に接続したブロック図である。この場合，周波数位
相比較回路は入力信号と電圧制御発振器の出力信号をｎ
分周回路でｎ分周した信号との位相差を検出する。それ
以外の動作は図１と同様である。図３はチャージポンプ
回路を除いて図１と同等である。本ブロック図のチャー
ジポンプ回路は平滑電圧出力方式であり，周波数位相比
較回路の出力位相差を平滑電圧に変換して出力する。よ
ってループフィルタの入力は電圧となり，具体的な構成
は図１のループフィルタとは異なるが，チャージポンプ
回路の出力をフィルタリングして電圧制御発振器の制御
電圧を生成するという基本的な動作は同じである。図４
は，図３において電圧制御発振器の出力信号の周波数を
入力信号の周波数のｎ倍で同期させる場合に必要になる
ｎ分周回路を電圧制御発振器の後に接続したブロック図
であり，図１と図２の関係と同様である。つまり，周波
数位相比較回路は入力信号と電圧制御発振器の出力信号
をｎ分周回路でｎ分周した信号との位相差を検出し，そ
れ以外の動作は図３と同様である。

【０００９】次に，図９を用いてチャージポンプ回路へ
の入力信号及び制御信号を生成する周波数位相比較回路
の実施例を示す。周波数位相比較回路はＤタイプフリッ
プフロップＤＦＦ１，ＤＦＦ２，ＮＡＮＤゲートＮＡ，
遅延回路ＤＬＹ１，ＤＬＹ２とで構成され，入力信号を
ＤＦＦ１のクロック入力端子に入力し，電圧制御発振器
の出力信号をｎ分周したｎ分周信号をＤＦＦ２のクロッ
ク端子に入力する。図１０を参照しながらその動作を説
明する。図１０はｎ分周回路を接続した図２に対応する
動作タイミングチャートであり，ｎ分周回路が３分周の
場合（ｎ＝３）について示している。もちろん，ｎは３
に限らず任意の自然数をとることができる。入力信号の
立上がりエッジでＤＦＦ１のＱ出力であるＴＵ信号が
“Ｈ”になり，電圧制御発振器の出力信号を３分周回路
で３分周した３分周信号の立上がりエッジでＤＦＦ２の
Ｑ出力であるＴＤ信号が“Ｈ”になる。このＴＵ信号が
周波数位相比較回路の出力する位相進み信号となり，Ｔ
Ｄ信号が位相遅れ信号となる。ＴＵ信号とＴＤ信号がと
もに“Ｈ”になるとＮＡゲートの出力が“Ｌ”になり，
この信号がＤＬＹ１でdelay１時間だけ遅れてチャージ
ポンプ回路のホールド信号ＴＳになる。ＴＳ信号が
“Ｌ”になるとＤＦＦ１及びＤＦＦ２がリセットされ，
ＴＵ信号及びＴＤ信号は“Ｌ”になり，ＮＡゲートを介
してＴＳ信号は“Ｈ”になる。一方，このＴＳ信号はＤ
ＬＹ２にも入力され，delay２時間だけ遅れてチャージ
ポンプ回路のリセット信号ＴＲになる。周波数位相比較
回路は１回の位相比較について以上の一連の動作を１回
行なって元の状態に戻り，再び入力信号のエッジが入力
されると再度以上の一連の動作を行なう。このように動
作することにより入力信号と電圧制御発振器の位相差は
ＴＵ信号のパルス幅時間とＴＤ信号のパルス幅時間の差
分として検出できる。

【００１０】次に，図５と図６を用いて本発明の特徴で
あるチャージポンプ回路のブロック構成について説明す
る。図５は図１及び図２に用いられるチャージポンプ回
路のブロック構成図であり，位相差電圧変換回路と，電
圧ホールド回路と，電圧電流変換回路とから構成され
る。まず，周波数位相比較回路から入力される位相差検
出信号ＴＵ及びＴＤが位相差電圧変換回路へ入力され
る。そしてＴＵ信号のパルス幅時間とＴＤ信号のパルス
幅時間との差分時間を電圧ＶＣに変換する。次に，電圧
ホールド回路がサンプリングタイミングを示すホールド
信号ＴＳに従い電圧ＶＣをサンプリング＆ホールドし電
圧ＶＳを生成する。この電圧ＶＳは次のホールド信号Ｔ
Ｓが入力されるまでホールドされる。ホールド信号ＴＳ
が終了した後，位相差電圧変換回路はリセット信号ＴＲ
の入力により初期状態に戻る。このホールドされた電圧
ＶＳを電圧電流変換回路で電流Ｉoに変換してループフ
ィルタへ出力する。図６は図３及び図４に用いられるチ
ャージポンプ回路のブロック構成図であり，位相差電圧
変換回路と，電圧ホールド回路と，電圧電圧変換回路と
から構成される。位相差電圧変換回路と電圧ホールド回
路は図５と同様の動作をし，ホールドされた電圧ＶＳは
電圧電圧変換回路でＶoに変換される。この電圧電圧変
換回路は出力インピーダンスの低減と変換利得設定の役
割を持つ。以上のような機能を持つチャージポンプ回路
を実現するための回路ブロック構成を図７に示す。本発
明によるチャージポンプ回路は，スイッチＳＷ３の開閉
により電流パルスを出力できる電流源ＩＤと，スイッチ
ＳＷ４の開閉により電流パルスを出力できる電流源ＩＵ
と，オペアンプＯＰ１とコンデンサＣＯで構成される積
分回路と，コンデンサの両端を短絡し積分回路のリセッ
トを行なえるスイッチＳＷ２と，積分回路の動作点を与
えるバイアス電圧ＶＢと，積分電圧ＶＣをサンプリング
＆ホールドするコンデンサＣＳとスイッチＳＷ１と，サ
ンプリング＆ホールドされた電圧ＶＳを出力電流ＩＯに
変換する電圧電流変換回路Ｖ／Ｉで構成される。周波数
位相比較回路から位相差検出信号ＴＵが入力されると，
そのパルス幅時間だけスイッチＳＷ４が閉じ，電流ＩＵ
がコンデンサＣＯから引き出され，その結果，積分電圧
ＶＣはＩＵ×ＴＵ／ＣＯだけ上昇し，逆に，周波数位相
比較回路から位相差検出信号ＴＤが入力されると，その
パルス幅時間だけスイッチＳＷ３が閉じ，電流ＩＤがコ
ンデンサＣＯへ流れ込み，その結果，積分電圧ＶＣはＩ
Ｄ×ＴＤ／ＣＯだけ下降する。ここで，流し込み電流Ｉ
Ｄと引き出し電流ＩＵの値が等しく，その値をＩiとす
ると，１回の位相差検出結果ＴＵ及びＴＤが入力された
ときの積分電圧ＶＣの変化量は（ＴＵ−ＴＤ）×Ｉi／
ＣＯとなり，入力信号とｎ分周信号との位相差（ＴＵ−
ＴＤ）に比例する。これにより，積分電圧ＶＣはバイア
ス電圧ＶＢを基準にし，入力信号とｎ分周信号との位相
差（ＴＵ−ＴＤ）に比例した電圧だけ変化した電圧とな
る。次に，ホールド信号ＴＳが入力されるとスイッチＳ
Ｗ１が閉じ，コンデンサＣＳに印加される電圧が積分電
圧ＶＣと等しくなる。そしてホールド信号ＴＳが終わる
とスイッチＳＷ１が開き，コンデンサＣＳに積分電圧Ｖ
Ｃと等しい電圧ＶＳがホールドされる。次にリセット信
号ＴＲが入力されスイッチＳＷ２が閉じ，積分電圧ＶＣ
はバイアス電圧ＶＢに等しい値に初期化される。一方，
ホールド電圧ＶＳは電圧電流変換回路Ｖ／Ｉにより電流
ＩＯに変換されループフィルタへ出力される。このよう
な一連の動作を位相差検出信号が入力される度に繰返し
行なうことにより，周波数位相比較結果を平滑電流に変
換し，次の位相差検出結果が入力されるまでその電流値
をホールドできる平滑電流出力方式のチャージポンプ回
路を実現できる。

【００１１】前述したチャージポンプ回路ブロック構成
をさらに具体的な回路構成で実現する実施例を図８に示
す。なお，周波数位相比較回路は前述した図９に示すも
のを使用し説明する。本発明の一実施例であるチャージ
ポンプ回路は，ＰＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２で構
成される差動電流スイッチの切り替えにより電流パルス
を出力できる電流源ＩＤと，ＮＭＯＳトランジスタＭ３
及びＭ４で構成される差動電流スイッチの切り替えによ
り電流パルスを出力できる電流源ＩＵと，オペアンプＯ
Ｐ１とコンデンサＣＯで構成される積分回路と，コンデ
ンサの両端を短絡し積分回路のリセットを行なえるアナ
ログスイッチを構成するＰＭＯＳトランジスタＭ５及び
ＮＭＯＳトランジスタＭ６と，積分回路の動作点を与え
るバイアス電圧ＶＢと，積分電圧ＶＣをサンプリング＆
ホールドするコンデンサＣＳとアナログスイッチを構成
するＰＭＯＳトランジスタＭ７及びＮＭＯＳトランジス
タＭ８と，サンプリング＆ホールドされた電圧ＶＳを出
力電流ＩＯに変換する電圧電流変換回路Ｖ／Ｉを構成す
るＮＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０，ＰＭＯＳトラン
ジスタＭ１１，Ｍ１２，電流源ＩＮ，ＩＨ，スイッチＳ
ＷＨと，で構成される。以下，図１０を用いて，その動
作を説明する。位相差検出信号ＴＵ及びＴＤの生成方法
は既に図９の動作説明の中で記述してあるのでここでは
省略する。ＮＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４で構成さ
れる差動電流スイッチは通常はＭ３トランジスタがオン
しているが，周波数位相比較回路から位相差検出信号Ｔ
Ｕが入力されると，そのパルス幅時間だけＭ４トランジ
スタがオンし，電流ＩＵがコンデンサＣＯから引き出さ
れ，その結果，積分電圧ＶＣはＩＵ×ＴＵ／ＣＯだけ上
昇する。一方，ＰＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２で構
成される差動電流スイッチは通常はＭ１トランジスタが
オンしているが，周波数位相比較回路から位相差検出信
号ＴＤが入力されると，そのパルス幅時間だけＭ２トラ
ンジスタがオンし，電流ＩＤがコンデンサＣＯへ流れ込
み，その結果，積分電圧ＶＣはＩＤ×ＴＤ／ＣＯだけ下
降する。ここで，流し込み電流ＩＤと引き出し電流ＩＵ
の値が等しく，その値をＩiとすると，１回の位相差検
出結果ＴＵ及びＴＤが入力されたときの積分電圧ＶＣの
バイアス電圧ＶＢからの変化量は（ＴＵ−ＴＤ）×Ｉi
／ＣＯとなり，入力信号と３分周信号との位相差（ＴＵ
−ＴＤ）に比例する。これにより，まず，入力信号と３
分周信号との位相差（ＴＵ−ＴＤ）がバイアス電圧ＶＢ
を基準にした積分電圧ＶＣに変換される。次に，ホール
ド信号ＴＳが入力されるとＰＭＯＳトランジスタＭ７及
びＮＭＯＳトランジスタＭ８で構成されるアナログスイ
ッチがオンし，コンデンサＣＳに印加される電圧ＶＳが
積分電圧ＶＣと等しくなる。そしてホールド信号ＴＳが
終わるとＰＭＯＳトランジスタＭ７及びＮＭＯＳトラン
ジスタＭ８で構成されるアナログスイッチがオフし，コ
ンデンサＣＳに積分電圧ＶＣと等しい電圧ＶＳがホール
ドされる。次にリセット信号ＴＲが入力され，ＰＭＯＳ
トランジスタＭ５及びＮＭＯＳトランジスタＭ６で構成
されるアナログスイッチがオンし，積分電圧ＶＣはバイ
アス電圧ＶＢに等しい値に初期化される。一方，ホール
ド電圧ＶＳとバイアス電圧ＶＢはソースカップルされた
ＮＭＯＳトランジスタＭ９及びＭ１０にそれぞれ入力さ
れ，その差電圧が電流ＩＯに変換され，ループフィルタ
へ出力される。この構成及び変換利得は基準電流ＩＮと
ＭＯＳトランジスタの特性で決まる一般的なものであ
る。さらに，本実施例ではこの変換利得を切り替えるた
めスイッチＳＷＨと電流源ＩＨを電流源ＩＮと並列に接
続して，スイッチＳＷＨをオンさせることにより動作電
流を（ＩＮ＋ＩＨ）に切り替えられるような構成になっ
ている。もちろん，これは応用的な使い方であり，必ず
しも必要なものではない。以上述べた一連の動作を位相
差検出信号が入力される度に繰返し行なうことにより，
周波数位相比較結果を平滑電流に変換し，次の位相差検
出結果が入力されるまでその電流値をホールドできる平
滑電流出力方式のチャージポンプ回路を実現できる。

【００１２】本発明の別の実施例を図１１に示し，その
動作タイミング説明図を図１２に示す。なお，周波数位
相比較回路の構成は図９に示すものを用いる。もちろ
ん，チャージポンプ回路に必要な信号ＴＵ，ＴＤ，Ｔ
Ｓ，ＴＲを生成できる周波数位相比較回路であれば別の
構成で実現したものでも良い。ホールド電圧ＶＳを生成
するまでの回路構成は図８と同様のものを使用し，その
動作も同様である。この実施例ではホールド電圧ＶＳを
電圧ＶＯに変換して出力するため，オペアンプＯＰ２を
ボルテージホロワとして用い，インピーダンス変換のみ
を行なって電圧ＶＯを生成している。もちろん，ここで
変換利得を１以外に設定することは容易で一般的なオペ
アンプによる増幅回路を構成すればよい。また，ホール
ド電圧ＶＳとバイアス電圧ＶＢの差電圧が位相差検出結
果に比例しているため，バイアス電圧ＶＢを参照電圧と
して電圧制御発振器へ出力する。出力電圧ＶＯは図１２
に示すように位相差に比例した平滑電圧となり，次の位
相差検出結果が入力されるまでホールドされる。

【００１３】

【発明の効果】本発明によれば，チャージポンプ回路は
周波数位相比較回路の離散的な位相差検出結果出力に対
しても平滑電流もしくは平滑電圧を次の位相差検出結果
の信号が入力されるまでホールドし，かつ出力できるた
め，広いキャプチャ・レンジを持ち，さらにループフィ
ルタの出力電圧にリップルが乗らず，ジッタの無い電圧
制御発振器の出力信号を得ることができる位相同期回路
を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のブロック図。

【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図３】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図５】本発明におけるチャージポンプ回路のブロック
図。

【図６】本発明におけるチャージポンプ回路の他の実施
例ブロック図。

【図７】本発明におけるチャージポンプ回路の実施例回
路図。

【図８】図７を実現する具体的な回路図。

【図９】本発明で用いる周波数位相比較回路の実施例
図。

【図１０】図７のチャージポンプ回路の動作説明図。

【図１１】本発明におけるチャージポンプ回路の他の実
施例図。

【図１２】図１１のチャージポンプ回路の動作説明図。

【図１３】従来の位相同期回路のブロック図。

【図１４】従来のチャージポンプ回路のブロック図。

【図１５】従来方式による回路動作説明図。

【図１６】従来の平滑電流方式のチャージポンプ回路構
成図。

【図１７】電流パルス方式と平滑電流方式の比較図。

【符号の説明】

ＤＦＦ１，ＤＦＦ２…Ｄ形フリップフロップＤＬＹ１，ＤＬＹ２…遅延回路ＯＰ１，ＯＰ２…オペアンプＴＵ…位相進み信号ＴＤ…位相遅れ信号ＴＳ…ホールド信号ＴＲ…リセット信号ＩＯ…チャージポンプ出力電流ＶＣ…積分電圧ＶＳ…ホールド電圧ＩＵ…引き出し電流ＩＤ…流し込み電流ＣＯ…積分コンデンサＣＳ…ホールドコンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者長谷健一神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所マイクロエレクトロニクス機器開発研究所内 (72)発明者平野章彦神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所マイクロエレクトロニクス機器開発研究所内 (72)発明者木村博神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式会社日立製作所マイクロエレクトロニクス機器開発研究所内 (72)発明者浦上憲東京都小平市上水本町五丁目20番１号株式会社日立製作所半導体設計開発センター内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力パルス信号と，電圧制御発振器からの
出力パルス信号もしくはそれを分周した信号との位相差
を検出する位相比較回路と，検出された位相差を電流に
変換するチャージポンプ回路と，チャージポンプ回路の
出力電流を電圧に変換するループフィルタと，ループフ
ィルタの出力電圧に応じた周波数のパルス信号を出力す
る前記電圧制御発振器とで構成される位相同期回路にお
いて，前記チャージポンプ回路は，前記位相比較回路の
出力位相差を電圧に変換する位相差電圧変換回路と，こ
の変換電圧を位相比較回路から次の位相差信号が発生す
るまで保持する電圧保持回路と，この保持電圧を電流に
変換する電圧電流変換回路とで構成され，前記位相差電
圧変換回路の動作状態を，その変換電圧が前記電圧保持
回路に保持された後に，初期状態に戻すリセット回路を
備えたことを特徴とする位相同期回路。
【請求項２】請求項１記載の位相比較回路は，位相差を
検出して位相差信号を発生するとともに，この位相差に
応じた電圧を前記電圧保持回路にホールドさせるホール
ド信号ＴＳと，この電圧保持が終った後に前記位相差電
圧変換回路の動作状態を初期化させるリセット信号ＴＲ
とを生成して発生する周波数位相比較回路であることを
特徴とする位相同期回路。
【請求項３】請求項２記載の周波数位相比較回路は，入
力信号をクロック端子に受け，Ｑ端子より位相進み信号
ＴＵを出力する第１のＤ形フリップフロップと，電圧制
御発振器の出力のｎ分周信号をクロック端子に受け，Ｑ
端子より位相遅れ信号ＴＤを出力する第２のＤ形フリッ
プフロップと，上記ＴＵ信号とＴＤ信号が共に立上がっ
たことでＬow信号を発生するＮＡＮＤ回路と，このＬow
信号を受けて所定時間だけ遅延させて上記第１，第２の
Ｄ形フリップフロップをクリアさせる信号と，前記電圧
保持回路に対する電圧保持指令信号ＴＳとを発生する第
１の遅延回路ＤＬＹ１と，このＴＳ信号発生時点からさ
らに所定時点だけ遅れて前記位相差電圧変換回路に対す
るリセット指令信号ＴＲを発生する第２の遅延回路ＤＬ
Ｙ２とを備えて成ることを特徴とする位相同期回路。