JPH0572527B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 帯域幅が制限されたエネルギパルスの到達時
刻を決定するための時間隔測定装置において、 当該パルスに応答して該パルスの波形ないしう
ねりを表す電気受信信号を発生するためのパルス
受信手段と、 当該受信手段に応答して起動状態を表す起動電
気信号を発生するための起動手段とを具備してお
り、当該起動手段は、 前記受信信号に応答し、積分値が１つの前記エ
ネルギパルスに対する前記受信信号に依存して閾
値を横切つた時に前記起動信号を発生する信号積
分器と、 前記起動信号および前記受信信号に応答して前
記起動状態中に前記受信信号に生ずるイベント
（事象）であつて、前記帯域幅制限パルスの到達
時刻を決定するイベントを検出するためのイベン
ト認識手段を備えている時間間隔測定装置。

２ 前記パルス受信手段は、電気受信信号として
整流された信号を発生する請求範囲第１項記載の
時間間隔測定装置。

３ 前記電気受信信号は半波整流器により発生さ
れる請求範囲第１項記載の時間間隔測定装置。

４ 前記電気受信信号は全波整流器により発生さ
れる請求範囲第１項記載の時間間隔測定装置。

５ 前記イベント認識手段が、前記起動状態を表
す前記起動信号に応答して前記受信信号の零点通
過を検出するため手段を備えている請求範囲第１
項記載の時間間隔測定装置。

６ 前記イベント認識手段が、前記受信信号にお
ける許容閾値通過を検出ための二重閾値通過検出
回路を備えており、当該二重閾値通過検出回路
は、可能化された状態を発生するための第１の非
零閾値レベルを有し、前記閾値通過検出器は、前
記可能化された状態で次に生起する許容された閾
値通過を検出し、前記閾値通過検出回路は、前記
第１の閾値が次に越えられるまで、前記許容閾値
通過検出後減勢された状態にリセツトされる請求
範囲第１項記載の時間間隔測定装置。

７ 前記零点通過検出回路が、 １つの力に電気受信信号を受け他の入力に閾値
レベルを受ける比較回路と、 前記他の入力に接続されて、１つのエネルギパ
ルスの受信前に前記第１の非零閾値レベルを発生
し、前記非零閾値レベルを越える振幅を有する受
信信号に応答して前記閾値レベルを実質的に零電
圧閾値である閾値レベルに切換えるための閾値レ
ベル発生回路とを備え、前記閾値レベル発生回路
は、前記許容閾値通過の検出時に前記非零閾値レ
ベルに戻る請求範囲第６項記載の時間間隔測定装
置。

８ 前記積分器は、前記受信信号が予め定められ
た範囲内値を有する時には積分前に前記受信信号
を阻止するための不感帯閾値回路を備えている請
求範囲第１項記載の時間間隔測定装置。

９ 帯域幅が制限されているエネルギパルスの到
達時刻を決定する方法において、 前記パルスに応答し該パルスの波形ないしうね
りを表す電気受信信号を発生し、 受信信号に応答し、起動状態を表す起動電気信
号を発生し、その際、積分された値が当該受信信
号に依存して閾値を通過する時に前記起動信号を
発生するべく前記受信信号を積分し、そして 前記起動信号が起動状態を表す時に、前記起動
信号に応答して、起動状態に中受信信号に生起す
るイベントであつて前記帯域幅制限されたパルス
の到達時刻を決定するイベントを検出する段階を
含む方法。

１０ 前記受信信号を発生する段階では整流され
た信号が発生される請求範囲第９項記載の方法。

１１ 前記積分を行う段階では前記エネルギパル
スが受信されるべき時間中のみ前記整流された信
号が積分される請求範囲第９項記載の方法。

１２ それぞれが関連の安全排出導管と当該導管
への気体排出を制御するために接続された安全排
出弁とを備えた複数の処理ステーシヨンと、複数
個の前記排出導管に接続されたヘツダ導管と、前
記ヘツダ導管の第１の場所に設けられた第１の変
換器と、前記ヘツダ導管の第２の場所に設けられ
た第２の変換器とを具備し、前記第１および第２
の変換器はそれらの間に走査路を画定するフレア
スタツク系における帯域幅が制限されたエネルギ
パルスの到達時間に決定するための時間間隔測定
装置において、 前記時間間隔測定装置は、 前記エネルギパルス間における前記エネルギパ
ルスの上流および下流側方向それぞれにおける伝
搬に要する上流方向走行時間および下流方向走行
時間を測定するための手段を備え、該測定手段
は、受信エネルギパルスの到達時刻を決定するた
めの手段を備え、該手段は、 前記各受信パルスに応答して該パルスの波形な
いしうねりを表す電気受信信号を発生するパルス
受信手段と、 前記受信信号に応答して起動状態を起動電気信
号を発生するための起動手段とを備え、該起動手
段は、 前記受信信号に応答して、積分値が１つのエネ
ルギパルスに対する前記受信信号に依存し閾値を
通過する時に前記起動信号を発生するための信号
積分器と、 前記起動信号および前記受信信号に応答して前
記起動状態中に前記受信信号に生起するイベント
を検出するイベント認識手段とを備え、該イベン
トで前記帯域幅制限パルスの到達時刻を求める時
間間隔測定装置。

１３ それぞれが関連の安全排出導管と当該導管
への気体排出を制御するために接続された安全排
出弁とを備えた複数の処理ステーシヨンと、複数
個の前記排出導管に接続されたヘツダ導管とを具
備するフレアスタツク系における帯域幅が制限さ
れたパルスの到達時刻を決定する方法において、 第１および第２の変換器を励起して音響エネル
ギを放出し、 上流側および下流側方向それぞれにおける前記
変換器間での受信エネルギパルスの伝搬に要する
上流方向走行時間および下流方向走行時間を測定
し、該測定は、前記パルスの到達時刻を求めるた
めに、 前記パルスに応答して受信パルス波形ないしう
ねりを表す電気受信信号を発生し、 前記受信信号に応答して起動状態を表す起動電
気信号を発生し、その際に、受信信号に依存し積
分された値が閾値を通過する時に前記起動信号を
発生すべく受信信号を積分し、そして 前記起動信号に応答し、前記起動信号が起動状
態を表す時に、起動状態中に受信信号に生起する
イベントを検出し、該イベントで帯域幅制限パル
スの到達時刻を決定する段階を含む方法。

明細書 本発明は一般に時間間隔測定装置および方法に
関わり、特に狭帯域エネルギパルスの到達時刻を
正確に決定するための時間間隔測定装置および方
法に関する。

発明の背景 上首尾にシステム分析を行うのに正確な時間幅
もしくは期間を測定するのが重要である多くの分
野が存在する。数多の事例において、測定時間間
隔は、（広い帯域幅を有する）比較的短いエネル
ギパルスを伝送して受信帰還パルスの到達時刻を
正確に測定することにより求められている。しか
しながら、一般に、帰還パルスは、送信もしくは
伝送されたパルスと同じではなく、多くの場合、
帰還パルスはパルスが伝搬した媒質によつて由々
しい影響を受け得る。測定時間間隔が用いられる
典型的な例は、レーダおよびソナー技術分野であ
り、時間間隔の測定で、信号源から例えば航空機
或いは海底のような対象物までの距離が測定され
る。時間間隔測定が用いられる別の例として、例
えば、1971年４月13日発行のLynnworthの米国
特許第3575050号細書に記述されているような超
音波信号エネルギを用いての流量検出および測定
がある。この場合、短い超音波エネルギパルスが
運動している流体を介して上流方向および下流方
向に伝送される。上流および下流方向伝搬期間の
測定により、流体流量を求める上に有用なデータ
が得られる。

特に超音波流量測定用途においては、受信パル
スはしばしば、狭帯域フイルタを介して伝送され
たかのようなパルスとなる。取付け型流量計にお
いては、鋼製パイプ内の液体では（該パイプの音
響インピーダンスが流体の音響インピーダンスよ
り１桁以上高い場合）、パイプの反響で受信パル
スは狭帯域パルスは狭帯域パルスとなつて現われ
る。他方雑音対信中比を改善するために電気雑音
除去用狭帯域フイルタが用いられており、そして
（または）例えば石油化学精製用フレアスタツク
系（Flare Stack System）のヘツダ等において
用いられるトランスジユーサもしくは変換器は、
低インピーダンス流体に対し４分の１波長（１／
λ）インピーダンス整合されており、狭帯域受信
信号が発生する。いずれの場合にも、受信パルス
の時間範囲は増大する。したがつて、正確な時間
幅（期間）が要求される場合には、パルスの受信
時に一貫して正確に測定を行なうのがしばしば困
難となる。受信時刻が、パルス伝送毎に実質的に
一定であり、そして（または）パルス振幅および
形状がパルス毎に実質的に一定であるような事例
においては、パルスの受信時点を正確に決定する
のに比較的標準的な手法を用いることが可能であ
る。したがつて、典型的な方法として、帰還パル
スの振幅を測定し、そして該振幅が固定の電圧閾
値を越えた時に、受信時点を、パルス信号の次の
零点通過時点として決定することができる。この
方法は比較的雑音が少ない環境あるいは測定毎に
走行時間が比較的一定である場合には適してお
り、このような条件下では正確な「相対」時間幅
もしくは期間を発生することが可能である。超音
波流量測定装置においては、重要なのは上流方向
および下流方向パルス信号の走行時間におけける
差であり、したがつて、仮りに時間測定に一定の
誤差が含まれている場合でも、一貫した仕方で求
められた到達時刻は、パイプ内の流量を測定する
のに充分に適当である。

しかしながら多くの流量計の使用事例において
は、乱流または配管系の不規則性に起因しパイプ
内の干渉から受信信号に相当大きな雑音が介入す
る。他の使用例においては、走行時間は、時間的
に変化する流量および乱流に起因し顕著に変化す
る。その結果、上述の振幅閾値方法に基づく典型
的な零点通過測定は、高い精度で、狭帯域パルス
信号に対するパルス受信時刻を測定すると言う機
能には不適当であることが判る。本質的に、受信
される各パルス信号に対し同じ零点通過を、例え
ば５番目のパルス信号毎に決定することは困難が
ある。

したがつて本発明の目的は、狭帯域パルス信号
の到達時刻を正確にすることである。本発明の他
の目的は、体積流量測定環境において超音波パル
ス信号の到達時間を正確に決定することである。
本発明の他の目的は、流量が変化したり乱流の状
態下で、パルス信号の到達時刻を正確に決定する
ための信頼性および精度が高く保守が容易な時間
間隔測定装置および方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的はコストパーフオーマン
スに優れ製造が容易である時間間隔測定方法およ
び装置を提供することにある。

発明の梗概 本発明は、帯域幅が制限されているエネルギパ
ルスの到達時刻を決定もしくは測定するための時
間間隔測定装置および方法に関する。本発明は、
エネルギパルスに応答してパルスの波形またはう
ねりを表す電気受信信号を発生するパルス受信手
段を特徴とする。受信信号に応答する起動回路
は、起動状態を表わす起動電気信号を発生する。
起動回路は、受信信号の応答して、或る単一のエ
ネルギパルスに対する受信信号に依存し積分値が
予め設定された閾値を横切る時に起動信号を発生
する。イベント（事象）認識回路は起動信号に応
答して、起動状態中に受信信号に生起するイベン
トを検出する。このイベントの認識で、帯域幅が
制限されたパルスの到達時刻が決定される。

本発明の好ましい実施態様においては、起動回
路は、受信信号を電気的に整流して整流された受
信信号を発生する回路を有する。しかる後に、信
号積分器が整流された受信信号に応答して起動信
号を発生する。この整流回路は全波整流あるいは
半波整流を行なうことができる。認識されるイベ
ントは、典型例としては、起動信号が起動状態に
対応する時点における受信信号の零点通過を表わ
す。

本発明は、特に、流体媒質を通る超音波エネル
ギの帯域幅制限パルスの到達時刻を決定するのに
特に有用である。この方法は、典型的に、既に述
べたように、配管路における体積流量測定と関連
して用いられる。この種のパイプ管路は、送信信
号が比較的広帯域であつても、受信信号は、比較
的狭帯域幅を有し、そのため、行なわれている測
定に対し時間軸が顕著に伸長すると言う特性を有
する。したがつて、上述の積分閾値起動回路が用
いられる。超音波受信回路と関連して、本発明
は、さらにウインドウもしくは窓を実質的に設定
するゲート時間パルスを発生するための発生回路
を特徴とし、このウインドウの間にかつその間に
のみ整流された信号の積分を行うことができる。

図面の説明 本発明の他の目的、特徴および利点は、図面と
関連しての以下の説明から当業者には明瞭となろ
う。図面中、 第１図は本発明の装置および方法の典型的な用
途を図解する簡略ブロツク図、 第２図は本発明を説明するのに有用な送信信
号、受信信号および整流信号を示す図、 第３図は本発明による主たる要素を示電気ブロ
ツクダイヤグラム、 第４図および第５図は本発明による電気回路の
特に有利な実施例を示す比較的詳細な電気ブロツ
クダイヤグラム、そして、 第６図は本発明を特に有利に適用することがで
きる典型的な石油化学分野での用途を略示する図
である。

好ましい実施例の説明 第１図を参照するの、本発明は導管またはパイ
プ１０における流体８の体積流量の測定と関連し
て用いるのに特に有用である。該流体は気体であ
つてもあるいは液体であつても良く、またいずれ
の方向に流れても良く、迅速に変化する流路を有
していても良く、そして層流でも、過渡的な流れ
でもあるいは乱流であつても良い。変化する流
量、流れの形態ならびに流体の組成および状態相
は一般に、１つのトランスジユーサもしくは変換
器、例えば変換器１２からのエネルギパルスの送
信と第２の変換器、例えば変換器１４によるパル
スエネルギの受信との間の時間間隔に影響を与え
る。流体流量を測定するために超音波パルスを用
いる方法および装置は、例えば、先に引用した米
国特許第3575050号明細書に詳しく記述されてい
る。

本発明の時間間隔測定装置１６は、パルスの送
信とパルスの受信との間の時間間隔を正確に且つ
高い信頼性をもつて測定するように設計されてい
る。典型的には、送信されるパルスは第２図のａ
に示すように広帯域で時間幅が制限されたパルス
である。しかしながら、送信パルスが比較的広帯
域、したがつて「尖鋭な」パルスであつても、受
信パルスはしばしば、第２図のｂに示すようなパ
ルスとして現われる。このパルスは、比較的緩慢
に増加する振幅を有する。即ち、ピーク−ビーク
振幅の差は比較的小さい。第２図に示したパルス
のように、約「10」に「Ｑ」を有するパルスの場
合には、最初の数サイクルの振幅ピーク−振幅ピ
ークにおける振幅差は僅か10％である。その結
果、小さい雑音その他の妨害で振幅閾値起動手
順、その起動動作後第１番目の零点通過でパルス
信号の到達時刻が決定される、が容易に覆れてし
まう。第２図のｂに示してあるパルス形状は、例
えば、パイプ壁、パルスが進行する層状媒質の構
造に起因する共振作用あるいは超音波パルス伝送
および受信に用いられている変換器における固有
共振が原で生起し得るものである。また材料特性
による共振も、受信信号パルスの形状に影響を与
え得る。

実際上、比較的均等で均質の物質を測定する場
合には、受信振幅の値はそれほど顕著に時々刻々
と変わるものではない。このような環境下におい
ては、「起動もしくは設定」あらびにそれに続く
零点通過検出を用いる慣用の一般に広く用いられ
ている振幅閾値方法でほぼ満足し得る結果が得ら
れる。しかしながら、他方、コンクリート、ガラ
スフアイバ、補強プラスチツク、木片、生物学的
資料等々のような減衰が空間的に変化する不均質
固体と関連して使用する場合には、媒質を超音波
で走査すると、被検領域に存依して、時間的に
時々刻々と変化する受信振幅が得られる。同様
に、不均質な流体あるいは乱流状態にある流体を
超音波走査した場合にも、受信振幅は流れの性質
に依存して時間的に予測不可能な仕方で変化す
る。或る種の事例においては、走査方向を変えた
場合でも、受信パルスの形状および振幅が変化し
てしまう。（このような振幅変動は、「ジヤーナル
アルコーステイカル ソサイアテイ オブ ア
メリカ（J.Acoustical Society of America）」、
第60巻、頁1213−1215（1976）に、小さい導管を
用いての実験室試験を基礎としインガールおよび
シンガールにより論述されている。）例えば石油
化学精製工場のフレアスタツク系（flare−stack
system）等において典型的である比較的大きい
導管の場合、特に高い流量では、振幅および位相
ジツタが非常に強調されて１Hzより相当に高い成
分を含むことが起り得る。このような場合、シス
テムの応答を最適化するのに通常用いられている
自動利得制御（AGC）回路では受信振幅に含ま
れる変動を程度の差こそあれ阻止することはでき
ない。また、自動利得制御回路は、状態がサイク
ル毎に相当に変化する場合にパルス波形の変動を
も阻止し得ない。

したがつて、受信信号の振幅だけに基づく通常
の起動もしくは設定方法は、狭帯域信号に対して
充分な信頼性を有し得ない。先に述べたように、
約10の「Ｑ」を有する信号の場合のようにサイク
ル毎の振幅の変化は約10％または1dBを越えるこ
とはない。したがつて、受信信号のジツタが1dB
を越える場合には、慣用の振幅を基礎とする起動
方法を用いた場合、零点通過検出器はしばしば誤
つたサイクルで誤起動されることになる。

したがつて本発明によれば、異なつた方法およ
び装置が用いられる。ここに開示する基本的な起
動もしくは設定方法および装置は、変換器に適用
可能であり、特に、同じ変換器が送信用および受
信用変換器として動作する「パルスエコー（反
射）」モードの動作に適用可能である。

第３図を参照するに、本発明の図示の実施例に
おいては、変換器１４は線路１８上に受信出力信
号を供給する。図示の実施例においては、この受
信信号は自動利得制御回路１９によつて処理さ
れ、そして整流回路２０により半波整流される。
線路２２上の整流器出力はそで積分回路２４によ
つて積分される。積分回路の出力２８はパルス毎
に比較回路２６により予め設定された閾値と比較
される。積分出力が閾値を横切ると、装置は起動
され、この例では零点通過検出器として示されて
いるイベント（事象）検出器３０が、線路３１を
介して供給される入力受信信号における次のイベ
ント、この例では零点通過を検出する。整流は全
波整流であつても半波整流であつても良い。しか
しながら、本発明の好ましい実施例においては、
半波整流の方が望ましい。この実施例において用
いられている特定の起動方法および装置は特に信
頼性があり、そして後述するように雑音およびジ
ツタに対して実質的に鈍感である。

積分器閾値起動方法および装置に従えば、第２
図ｃに示すように、受信信号の整流から得られる
結果は、最初に振幅が増加し次いで振幅が減少す
る複数個の（近似的に）半サイクルの正弦波であ
る。この好ましい実施例によれば、エネルギパル
スの実際の到達時刻を決定するのに用いられる
（起動状態での）の零点通過（または他のイベン
ト）を識別するのに用いられるのは、例えば受信
信号の各（正の）半サイクルの下側の面積の累積
和である。

振幅Ａの正弦波の個々の半サイクルの積分Ｉは
次式で表わされる。

Ｉ＝∫〓₀Asint dt＝2A 言い換えるならば、正弦波の各サイクルの下側
の面積は、半サイクルのパルス振幅に単純比例
る。受信され整流されたパルス（第２図ｃ）に関
して述べる。各半サイクルもしくはセグメントが
正弦波である範囲において、当該セグメントもし
くは線分の下側の面積はその振幅に比例する。し
たがつて、正弦波信号が10サイクル中に最大振幅
まで直線的に増加するとすれば、最初の半サイク
ルで始まつて正の半サイクルの相対的面積寄与分
は、近似的に、等差数列0.2，0.4，0.6……2.0に
よつて与えられる。これら寄与分を積分すれば、
和、半サイクルが加算される都度増加するものと
仮定して最初から10個の半サイクルの結果を下に
示す。

【表】 寄与分および和は、指数関数振幅の場合または
差分「Ｑ」に対しては若干異なつて来るが、しか
しながら、上に述べた10サイクルの直線的な傾斜
包絡線から明らかなように、積分閾値起動方法に
は大きな利点があることが判る。

比較器２６（第３図）の閾値が、積分回路２４
の出力に対応して、この例の場合、2.5（４番目の
半サイクルにおける和と５番目の半サイクルにお
ける和との間の中間値）に設定されるとすると、
最初から４つの半サイクル総ての振幅が25％増加
した場合或いはまた最初から５つの半サイクルの
振幅が総合的に16.67％だけ減少する場合にのみ
誤り起動が生ずる。これと比較して、半サイクル
振幅数列を考察すると、振幅に基づく起動閾値を
例えば0.45に設定した場合には、最初から４つの
半サイクルが12％（0.4から0.45）に増加した場
合、或いはまた最初から５つの半サイクルが10％
（0.5から0.45へ）減少した場合、誤り起動が生ず
る。この例の場合、積分閾値は、振幅だけに基づ
く慣用の起動の場合と比較して振幅変動に対し約
２倍ほど大きい許容範囲を有する。同様に、パル
ス列の早期に起動が決定された場合、例えば、積
分値が0.8に等しい時に起動する（第３番目の半
サイクルで起動する）とした場合には、最初から
２つの半サイクルが34％増加した場合或るいはま
た最初から３つの半サイクルが34％減少した場合
に誤つた起動が起り得る。振幅に基づく起動の場
合、閾値を0.25に設定したとすると、総ての半サ
イクルが20％増加または減少する時に誤つた起動
が起り得る。再三述べるが、積分閾値起動方法の
信頼性は高い。即ち、振幅変化に対し大きな許容
範囲を有する（そして半波整流は、全波整流の場
合より振幅変化に対して大きい許容範囲を有す
る）。したがつて、積分閾値は平滑効果を斎らし、
その結果総てのサイクルに対して同等に影響し得
る減衰作用に対する免疫性が改善される。また、
「平滑作用」により、サイクルの内の幾つかのも
のだけが歪むことによる影響に対する鈍感性がさ
らに改善され、しかもまた、高い振幅を有するが
時間的に短かく積分値に実質的な影響を与えない
ような雑音スパイクに対する鈍感性が改善され
る。ここで、特に重要なのは、幾つかの半サイク
ルに対しては無規則的に加算され、他の半サイク
ルからは減算される高周波雑音および信号は、積
分によりこれら雑音および信号の双極性の寄与分
が相殺される程度において無視することができる
ことである。

次に第４図を参照するに、本発明の特に好まし
い実施例においては、積分回路２４に、負の入力
端５５に対する帰還回路接続に挿入されたコンデ
ンサ５４を有する演算増幅器５２が用いられる。
増幅器５２の正の入力端５６は接地されている。
ポテンシヨメータ５７および直列抵抗器５８を用
いるオフセツト調整で増幅器５２に対する「零設
定もしくはゼロイング」が行なわれる。

演算増幅器５２の負の入力端５５に対する入力
信号は整流回路２０から得られる。この回路２０
は入力端子６４，６６（その内端子６６は接地さ
れている）に現われる入力を受ける変成器６２を
備えており、この変成器は、線路７０上に整流器
６８から受ける出力（半波整流出力）を伝達す
る。抵抗器７２は、増幅器５２が直線形動作領域
にない場合に、バイアス回路７３に対し負荷とし
ての働きをなす。バイアス回路７３は、ダイオー
ド６８に対し温度補償を行なう整流ダイオード７
３ａを備えている。これら２つのダイオード６８
ならびに７３ａはシヨツトキーダイオードであ
る。

本発明によれば、積分器２４は受信パルス信号
の半サイクルを積分する。雑音を減少し、そして
受信パルスの始端で積分器の出力を「零設定もし
くはゼロイング」するために、積分器、入力信号
パルスの予測受信時点直前まで「リツト」状態に
ある。このリセツト機能は、コンデンサ５４と並
列に接続されたエミツタ−コレクタ路を有するト
ランジスタ７４を用いて可能にされる。ターンオ
ン（即ちリセツト）時に、積分器の出力は約−
0.1ボルトまで直線的に減少「ランプダウン」す
る。この減少時間は、約0.1ないし0.2ミリ秒であ
り、この時間はポテンシヨメータ５７によつて設
定される。トランジスタ７４の状態は、そのベー
スに印加される信号により制御される。該信号
は、トランジスタのターンオフ時には、パルスエ
ネルギが利用可能であると予測される受信ウイン
ドウ（窓）に対応する信号である。トランジスタ
７４のターンオフで、積分器２４は線路７０上の
整流された信号を積分する。

雑音に対する鈍感性もしくは不感性は、不感帯
を設けること、即ちそれ以下では入力信号が積分
されない電圧閾値を設けることによりさらに高場
される。図示の実施例においては、この不感帯
は、ダイオード６８に要求されるターンオン電
圧、シヨツトキーダイオードの場合には、典型的
には約0.4ないし0.5ボルトの電圧により設定され
る。この電圧は、バイアス回路７３によりさらに
効果的に減少される。

線路８０上に受信ゲート信号が発生される。こ
のゲート信号はインバータ８２により反転されて
トランジスタ７４に供給される。抵抗分圧器から
線路８４に得られる積分器２４の出力は比較器２
６に印加される。比較器２６は差動増幅回路８６
を有しており、その１つの入力端は線路８４を介
して積分器出力端に接続され、他方の入力端はポ
テンシヨメータ８８の出力端に接続されている。
ポテンシヨメータ８８は基準電圧とアースとの間
に接続されている。比較器出力端には起動信号が
発生され、ゲート回路９０を通り線路９２上に現
われる。この信号は、積分回路２４からの積分さ
れた信号が、ポテンシヨメータ８８によつて定め
られる閾値を横切る時に状態を変える。

第５図を参照する線路９２（第４図）上に現わ
れる積分閾値回路の出力である起動信号は、積分
値が閾値を越えて出力信号の状態が切変わつた時
に、起動状態を表わす。この「状態の切換」で、
イベント検出回路、この例では零点通過検出器３
０が可能化される。該検出器３０はフリツプフロ
ツプ１００を備えており、このフリツプフロツプ
は初期に可能化されてリセツト状態にある。フリ
ツプフロツプ１００は、（インバータ１０２を介
し）線路８０上のゲートウインドウ信号により予
めリセツトされている。線路１０４を経る信号に
よりクロツクされると、フリツプフロツプ１００
は変換器で発生された受信信号における零点通路
を表わし、そして線路１０６上のフリツプフロツ
プ１００の零点通過信号出力は、マイクロプロセ
ツサコントローラ１２０を含む別の回路に供給さ
れて、受信パルスの到達時刻を決定する。

零点通過検出器３０はさらに、差動増幅器１３
２を有するゲート比較器１３０を備えており、該
回路１３２の１つの端子は、線路１３４を介して
変換器からの電気パルス受信信号を受ける。ゲー
ト１３５は、線路８０を介して供給されるゲート
信号により可能化される。線路１３４上のパルス
信号は、自動利得制御（AGC）回路を通つて、
被監視媒質内に変化が生じた場合でも実質的に一
定の入力信号振幅レベルを与える。

零点通過検出器では、零点通過検出精度を改善
するために、可変閾値レベルが用いられる。動作
において、信号が存在しない場合には、零点通過
比較器１３０の線路１３６上に現われる出力信号
は、MOSFET１３８を「オン」状態に維持す
る。そこで、閾値レベルを起動レベルポテンシヨ
メータ１４０により設定する。図示の実施例にお
いては、この無入力レベルは、非零正電圧レベル
である。しかる後に、信号パルスを受けると、比
較器１３０は、無入力レベル閾値が越えられた場
合に、その出力信号の状態を変える。それによ
り、MOSFET１３８はオフに切換えられ可変抵
抗器１４２がポテンシヨメータ１４０に直列に挿
入される。その結果、閾値レベルは実効的に下げ
られる。と言うのは可変抵抗器１４２がポテンシ
ヨメータ１４０の抵抗値よりも相当大きい抵抗値
を有しているからである。従がつて、（図面に示
すスイツチ１４４の位置で）入力信号が、正から
負の電圧に移行する際に該入力信号が零に接近す
る際、下側閾値通過が、線路１３６上の信号の状
態の変化により検知される。フリツプフロツプ１
００をクロツクしてそれにより、線路１０６上の
信号で、線路９２上の起動信号の受信後に第１番
目の負方向遷移零点通過を生起させるのはこの状
態変化である。（その他の位置において、スイツ
チ１４４は、インバータ１４８を比較器１３０の
出力と直列に接続し、それにより、ポテンシヨメ
ータ１４０で設定された閾値における負から正に
還移する電圧の検出が行なわれる。） 上には、本発明を零点通過検出器と関連して説
明したが、起動時または起動後に時刻が測定され
る実際の点は、種々な信号閾値レベルのうちの任
意のものとすることができるものと理解された
い。例えば、到達時刻が生ずるレベルは、任意適
当な絶対信号レベル、ピーク信号レベルの選択さ
れた端数値レベルあるいは特定のサイクルの最大
値よりも大きい値、例えば起動後の第１番目のサ
イクルのピーク値よりも50％大きいレベルとする
ことができる。この最後に述べたレベルは、雑音
対信号比が充分に大きく特に高い精度を得ること
ができる場合に到達時点を測定するのに選択する
ことができる。

このようにして、積分閾値起動方法は、高い精
度および信頼性をもつて反復的に、線路１８上の
各受信信号パルスのイベント認識検出器を同じサ
イクルで起動する。

第６図を参照するに、特定の用途において、本
発明は、石油化学製造設備で有用な時間間隔測定
装置と関連して使用することがでる。この種の設
備は、複数の処理ステーシヨン５１２ａ，５１２
ｂ，……，５１２ｎを備えており、異なつた製造
処理もしくはプロセス段階が遂行される。典型的
には、これら製造ステーシヨンは配管および制御
接続（図示せず）により完全な製造プロセスを形
成するように相互接続される。各処理段は、さら
に、単一の排出導管５１４ａ，５１４ｂ，……，
５１４ｎを有しており、これら導管それぞれに
は、安全弁５１６ａ，５１６ｂ，……，５１６ｎ
が設けられている。処理段からの排出物は、典型
的には10ないし20の安全弁を有し且つそれらに接
続された関連の導管を備えている単一のヘツダ５
１８に収集される。さらに他の製造ステーシヨン
からのヘツダ５２０，５２２および５２４は、さ
らに大きなヘツダに集結することができ、このよ
うにして最終的には総ての製造プロセスからの廃
棄物を単一の大きなヘツダ５２６に収集すること
ができる（フレアスタツク構造）。ヘツダ５２６
からのガスは高い位置にあるフレアもしくはバー
ナピツトで点火燃焼させてそこから安全に環境に
排出することができる。

本発明のこの特定の用途においては、時間間隔
測定装置は、ヘツダを通るガスの流量を決定する
一助として用いられる。即ち、各ヘツダは、それ
に固定して、例えば上流側および下流側変換器か
らなる流量測定変換装置５２８を有することがで
きる。電子時間間隔測定装置５３２は、ケーブル
５３０を介して変換器要素に接続される。この電
子時間間隔測定装置には、変換器１４の後流側で
第２図に示されている回路が含まれている。

この種の用途におては、１つまたは２つ以上の
安全弁５１６ａ，５１６，……５１６ｎに漏洩が
生ずる可能性があるが、一般に漏洩量は小さく大
きな関心事とはならない。しかしながら時には、
弁に過度に大きな漏洩が生ずることがあり、種々
なヘツダに相当な流量が発生し得る。この場合、
ヘツダを流れる流量ならびにその内容物が、製造
プロセスの効率ならびにフレアスタツク系
（flare−stack system）の安全および効率を判定
する上に重要なパラメータとなり得る。時間間隔
測定装置は、この場合、各ヘツダあるいはまたフ
レアスタツク自体に用いられるヘツダあるいは系
を流れる流量を測定することができる。

ここに述べた好ましい実施例に対する付加、縮
減、削除その他変更は当業者には明らかであり、
以下に述べる請求範囲に包摂するものである。