JPH0570390B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータの出力電圧波形を改善し
たインバータ回路に関するものである。

［従来の技術］ 従来、インバータ出力電圧の脈流波形を改善す
るために、入力電源とインバータとの間に並列に
パワーフイードバツクコンデンサを接続して脈流
電圧のリツプル分を第５図Ａの斜線部分のように
埋めた波形にしていた。

また、パワーフイードバツクコンデンサを直列
に接続して脈流電圧のリツプル分を第５図Ｂの斜
線部分のように埋めた波形にしていた。

［発明が解決しようとする課題］ 前記のように脈流電圧のリツプル分を第５図Ａ
の斜線部分のように埋めた波形では山部の間の谷
部を埋めた部分が平坦にはならず、また、第５図
Ｂの斜線部分のように埋めた波形ではリツプル分
が極めて多く、入力電流歪率や電圧変動特性が充
分に改善されてはいなかつた。

このような欠点を改善するために、本出願人は
特開昭58−46868号の、交流電源整流波形の波高
値を除く期間で平滑コンデンサの充放電を行なう
ようにした電源装置を開発したが、これは全波整
流回路とコンデンサが負荷に対し並列的に設けら
れ、全波整流回路の脈流電圧値がコンデンサの電
圧よりも低くなる期間だけコンデンサから負荷に
給電され、この期間は全波整流回路は給電されな
いので、交流電源からの入力電流に休止期間が生
じ、入力電流の立上り、立ち下り区間は高周波成
分を含むものとなり、最近特に重要視されている
ところの、他の機器を誤動作させる要因となる高
周波成分を含まないように入力電流を低歪化する
という要望に完全には対応できないという問題点
がある。

本発明は、前記のような課題を解決し、交流電
源からの入力電流に休止期間が生じないようにし
入力電流の立上り、立ち下り区間に高周波成分が
含まれないようにして、他の機器を誤動作させる
高調波を発生しないようにしたインバータ回路を
提供することを目的とするものである。

［課題を解決するための手段］ 前記の目的を達成するために、本発明は、高周
波変換装置と、交流電源電圧を整流した脈流電圧
を前記高周波変換装置に入力する全波整流装置
と、負荷に対し前記全波整流装置の出力端と直列
でかつ加極性に設けられ脈流電源電圧の低圧部分
を補う補助電源コンデンサと、前記コンデンサの
放電を制御するスイツチング素子と、前記脈流電
源電圧波形の降下、上昇に応じて波形谷部の中止
部程パルス巾が大になるパルス幅信号を発生して
前記スイツチング素子を制御するパルス制御回路
とによりインバータ回路を構成したものである。

［作用］ 補助電源コンデンサを、特に、負荷に対し前記
全波整流装置の出力端と直列でかつ加極性に設
け、また特に、前記コンデンサの放電を制御する
スイツチング素子を、脈流電源電圧波形の降下、
上昇に応じて波形谷部の中心部程パルス巾が大に
なるパルス幅信号によりオン、オフさせるように
したことにより、交流電源からの入力電流に休止
期間が生じなくなり、入力電流の立上り、立ち下
り区間に高周波成分が含まれなくなる。

また、波形谷部を埋める波形が前記公開公報の
ように傾斜することなく、ほとんど平らになる。
したがつて電圧変動が少く、負荷を安定に動作さ
せることができ、負荷たとえばインバータの設計
が容易となる。

［実施例］ 以下、以下本発明の実施例を図面により説明す
る。第１図は本発明の１実施例をブロツク図にて
示したものである。ｖは交流電源、DBはダイオ
ードブリツジで、これにより交流を整流して脈流
の直流電圧を出力する脈流直流電源を構成する。
Ｌ１は前記脈流直流電源の出力回路に直列に接続
されたインダクタ、Ｃ２は前記出力回路に並列に
接続されたコンデンサである。

Ｃ１は前記直流電源から出力される脈流の電源
電圧の低圧部分を補うように脈流電源電圧に重畳
させて放電させるパワーフイードバツク用の補助
電源コンデンサである。Ｄ１はバイパス用ダイオ
ード、１は前記コンデンサＣ１の充電回路であ
る。

Ｑ１は、前記コンデンサＣ１の放電を制御する
ためのトランジスタその他のスイツチング素子で
あり、コンデンサＣ１にダイオードＤ１を介して
並列に接続する。３は前記スイツチング素子Ｑ１
のドライブ回路、２はパルス幅信号を発生して前
記ドライブ回路３に出力するパルス幅信号回路で
あり、このパルス幅信号回路２とドライブ回路３
とにより、前記スイツチング素子Ｑ１のオン、オ
フ制御を行なうパルス制御回路２３を構成する。

４はインバータ回路、Ｔはインバータトラン
ス、Ｎ１はその１次巻線、Ｎ２はその２次巻線で
あり、これらは入力電源電圧を高周波高電圧に変
換して出力する高周波変換装置を構成する。LA
は前記２次巻線Ｎ２の出力により点灯する放電灯
である。

前記のブロツク図において、充電された補助電
源コンデンサＣ１は、スイツチング素子Ｑ１のオ
ンによつて放電させられ、その放電電圧は、前記
脈流直流電源から出力される脈流電圧の各山部間
の谷部における低電圧部分を補うように前記電源
出力の脈流電圧にパワーフイードバツクして重畳
され、これにより脈流電圧の低圧部分は平坦に埋
められて前記インバータ等の高周波変換装置に入
力する。

前記のように、電源出力の脈流電圧の低圧部分
に重畳されるようにコンデンサＣ１の放電を制御
するのはスイツチング素子Ｑ１が行なうが、この
ようなスイツチング素子Ｑ１のオン、オフ制御は
ドライブ回路３とパルス幅信号回路２とよりなる
パルス制御回路２３によつて行なわれる。

すなわち、前記パルス幅信号回路２は、脈流電
圧の電圧値を検出し、脈流電圧の降下カーブの期
間においては、その降下した検出電圧値に応じて
パルス幅が逐次広くなるようなパルス幅信号を発
生し、脈流電圧の上昇カーブの期間においては上
昇した検出電圧値に応じてパルス幅が逐次狭くな
るようなパルス幅信号を発生する。このようなパ
ルス幅信号は第６図示のようになる。同図におい
て、Ｂは脈流電圧波形の降下、上昇に応じその値
を検出してパルス幅信号回路２が発生するパルス
波形、Ａは前記のパルス波形に対応して補助電源
コンデンサＣ１の放電電圧が脈流電圧の各山部間
の谷部に重畳された状態を示したものであり、同
図Ｂのように検出電圧値が低い谷部の中心部程パ
ルス幅は広くなる。このようなパルス幅信号を発
生したパルス幅信号回路２はドライブ回路３に出
力し、このドライブ回路３とパルス幅信号回路２
とよりなるパルス制御回路２３の出力によつて、
スイツチング素子Ｑ１は前記のパルス幅に対応す
るオンタイムのオン、オフスイツチングを行な
う。このスイツチング素子Ｑ１がオンすることに
より補助電源コンデンサＣ１が放電し、その放電
電圧が前記のように電源出力の脈流電圧の低圧部
分に重畳される。パルス幅信号回路２は電源出力
の脈流電圧を検出するが、前記のように補助電源
コンデンサＣ１の放電により脈流電圧の各山部間
の谷部に重畳された電圧も含めて検出し、それに
対応したパルス幅の信号を発生するので、その谷
部に重畳された補助電源コンデンサＣ１の放電電
圧の波形は第６図Ａのように１パルス毎に脈流を
繰返す山形の波形となるにしても、その山形の波
形は極めて微細なものであつて全体としては第５
図Ｃのように平坦な波形となり、脈流電圧の各山
部間の谷部の低電圧部分が平坦に埋められてリツ
プル分の少ない波形となる。

第２図は、前記第１図のブロツク図を具体化し
た１実施例を示し、第１図と同一符号は同一部分
を示す。この実施例においては、第１図示の充電
回路１は、限流インピーダンスとしてのコンデン
サＣ３とダイオードＤ２，Ｄ３とにより構成し、
第１図示のパルス制御回路２３は、インバータト
ランスＴの４次巻線Ｎ４と、ダイオードＤ４，Ｄ
５と、抵抗Ｒ１〜Ｒ７、コンデンサＣ４，Ｃ５、
ツエナーダイオードZD、演算増幅器によるコン
パレータCOとにより構成し、第１図示のインバ
ータ回路４は、インバータトランスＴの３次巻線
Ｎ３１，Ｎ３２を有しブロツキング発型のインバ
ータ回路により構成したものである。

同図において、充電回路１は、インバータトラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に生ずる高周波電圧をコン
デンサＣ３、ダイオードＤ２，Ｄ１を介して補助
電源コンデンサＣ１に充電する。パルス制御回路
２３は、インバータトランスＴの４次巻線Ｎ４に
生ずる電圧をダイオードＤ４、抵抗Ｒ５、コンデ
ンサＣ４により整流、平滑し、この平滑出力電圧
から、ツエナーダイオードZDと抵抗Ｒ３，Ｒ４
との回路により一定電圧を発生し、これを基準電
圧としてコンパレータCOの一方の入力端子に供
給する。またダイオードＤ５、コンデンサＣ５、
抵抗Ｒ１，Ｒ２の回路により、脈流電圧の現時点
での４次巻線Ｎ４に発生する電圧に相当する電圧
をコンパレータCOの他方の入力端子に供給する。
このようにしてコンパレータCOは脈流電圧を検
出し、脈流電圧の現時点の検出電圧が基準電圧よ
りも低い場合にはスイツチング素子のトランジス
タＱ１をオンするパルス信号を、また、現時点の
検出電圧が基準電圧よりも高い場合にはトランジ
スタＱ１をオフするパルス信号を発生する。その
パルス信号は検出電圧値に応じたパルス幅の信号
を発生するものであり、第６図示のように、脈流
電圧の各山部間の谷部が深くなる低い電圧程パル
ス幅の広い信号を発生してトランジスタＱ１をオ
ン、オフさせそのオンタイムを制御する。このよ
うにして、補助電源コンデンサＣ１はトランジス
タＱ１のオンタイムに対応する時間の放電を行な
いその放電電圧は脈流直流電源に重畳されて脈流
電圧を平坦化することになる。

第３図は他の実施例を示し、前記第２図示のパ
ルス制御回路２３とブロツキング発振回路を変形
したものである。この実施例におけるパルス制御
回路２３は、ブロツキング発振回路と共用のイン
バータトランスの３次巻線Ｎ３、ダイオードＤ
４，Ｄ５、トランジスタＱ１〜Ｑ５、抵抗Ｒ１〜
Ｒ５，Ｒ８〜Ｒ１０、コンデンサＣ４，Ｃ５、ツ
エナーダイオードZDにより構成し、また、脈流
電圧を検出するコンパレータは差動増幅器により
構成したものである。この実施例においても、補
助電源コンデンサＣ１はインバータを高周波電圧
源として充電され、差動増幅器が検出した脈流電
圧に応じた幅のパルス信号によりスイツチング素
子であるトランジスタＱ１がオン、オフ制御され
て補助電源コンデンサＣ１を放電させ、その放電
電圧を脈流の電源電圧に重畳する点は前記第２図
示の実施例と同様である。

第４図は、補助電源コンデンサＣ１の充電を、
前記第２図、第３図示の実施例のようにインバー
タにより形成される高周波電圧源で行なう代り
に、ダイオードブリツジDBから出力される商用
周波電圧により充電する実施例を示し、インダク
タＬ２、ダイオードＤ６を介して補助電源コンデ
ンサＣ１を充電するようにしたものであり、スイ
ツチング素子Ｑ１をパルス制御回路により制御す
る回路構成は図示を省略したが前記の実施例と同
様である。

［発明の効果］ 前述したように、本発明は、負荷に対し前記全
波整流装置の出力端と直列でかつ加極性に設けら
れ脈流電源電圧の低圧部分を補う補助電源コンデ
ンサを設け、このコンデンサの放電を制御するス
イツチング素子を、脈流電源電圧波形の降下、上
昇に応じて波形谷部の中心部程パルス巾が大にな
るパルス幅信号を発生して制御するように構成し
たので、交流電源からの入力電流に休止期間が生
じなくなり、したがつて入力電流の立上り、立ち
下り区間に高調波成分が含まれなくなるから、入
力電流を低歪化することができ、他の機器に誤動
作等の障害を与えることがない。

また、電圧変動が少く、負荷を安定に動作させ
ることができ、負荷の設計が容易となる。

さらに、小さい容量の電解コンデンサで低リツ
プル電圧を実現することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例のブロツク図、第２
図、第３図、第４図は他の各実施例の回路図、第
５図、第６図は出力電圧波形図である。 ４……高周波変換装置、DB……全波整流装
置、Ｃ１……補助電源コンデンサ、２３……パル
ス制御回路、Ｑ１……スイツチング素子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 高周波変換装置と、交流電源電圧を整流した
   脈流電圧を前記高周波変換装置に入力する全波整
   流装置と、負荷に対し前記全波整流装置の出力端
   と直列でかつ加極性に設けられ脈流電源電圧の低
   圧部分を補う補助電源コンデンサと、前記コンデ
   ンサの放電を制御するスイツチング素子と、前記
   脈流電源電圧波形の降下、上昇に応じて波形谷部
   の中心部程パルス巾が大になるパルス幅信号を発
   生して前記スイツチング素子を制御するパルス制
   御回路とを具備することを特徴とするインバータ
   回路。