JPH0569471B2 - - Google Patents
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- JPH0569471B2 JPH0569471B2 JP62224876A JP22487687A JPH0569471B2 JP H0569471 B2 JPH0569471 B2 JP H0569471B2 JP 62224876 A JP62224876 A JP 62224876A JP 22487687 A JP22487687 A JP 22487687A JP H0569471 B2 JPH0569471 B2 JP H0569471B2
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
- G01S1/30—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being continuous waves or intermittent trains of continuous waves, the intermittency not being for the purpose of determining direction or position line and the transit times being compared by measuring the phase difference
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/325—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of coded signals, e.g. P.S.K. signals
-
- G—PHYSICS
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- G01S13/38—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal wherein more than one modulation frequency is used
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、１または複数の無線伝送路に信号を
伝搬させその信号伝搬時間を検出する伝送路伝搬
時間検出方式に関する。
伝搬させその信号伝搬時間を検出する伝送路伝搬
時間検出方式に関する。
（従来の技術）
周知のように、レーダシステムでは目標物まで
の距離測定が基本となるが、この場合には１の無
線伝送路に信号を伝搬させているということがで
きる。
の距離測定が基本となるが、この場合には１の無
線伝送路に信号を伝搬させているということがで
きる。
また、移動体通信システムでは、移動体自信の
位置を測定する測定機能が重要で、この場合の測
位は例えば、第８図に示す如く、複数の通信衛星
を利用して複数の互いの異なる無線伝送路を形成
しそこでの信号伝搬時間差を測定することが基本
となる。第８図において、送信部は、所定のクロ
ツクを発生するクロツク発生器２１と、クロツク
に基づくデータ系列からなる送信データを発生す
る送信データ発生回路２２と、所定周波数の搬送
波を発生する搬送波発生器２３′と、送信データ
で搬送波をデイジタル変調する変調器２４と、ア
ツプコンバータや高電力増幅器等を含み変調器２
４の出力信号を所定の無線周波数位置で大電力送
出する送信装置２５と、送信装置２５の出力信号
を２個の通信衛星１−ａ、同１−ｂへ向けて送出
する低指向性の送信アンテナ２６とを基本的に備
える。
位置を測定する測定機能が重要で、この場合の測
位は例えば、第８図に示す如く、複数の通信衛星
を利用して複数の互いの異なる無線伝送路を形成
しそこでの信号伝搬時間差を測定することが基本
となる。第８図において、送信部は、所定のクロ
ツクを発生するクロツク発生器２１と、クロツク
に基づくデータ系列からなる送信データを発生す
る送信データ発生回路２２と、所定周波数の搬送
波を発生する搬送波発生器２３′と、送信データ
で搬送波をデイジタル変調する変調器２４と、ア
ツプコンバータや高電力増幅器等を含み変調器２
４の出力信号を所定の無線周波数位置で大電力送
出する送信装置２５と、送信装置２５の出力信号
を２個の通信衛星１−ａ、同１−ｂへ向けて送出
する低指向性の送信アンテナ２６とを基本的に備
える。
一方、受信部は、２個の通信衛星１−ａ、同１
−ｂのそれぞれと１対１に対応付けられる高指向
性の受信アンテナ３１−ａ，同３１−ｂと、低雑
音増幅器やダウンコンバータを含み対応する受信
アンテナ３１−ａ，３１−ｂの受信信号を所定の
周波数帯の信号へ変換して出力する受信装置３２
−ａ，３２−ｂと、対応する受信装置３２−ａ，
３２−ｂの出力信号について復調処理をしデータ
およびクロツクの再生を行う復調器３３−ａ，３
３−ｂと、再生された両クロツクの位相を比較す
るクロツク位相比較器３４と、復調器３３−ａ，
同３３−ｂおよびクロツク位相比較器３４の各出
力を受ける受信データ処理回路３５とを基本的に
備え、受信データ処理回路３５は、第９図ａ，ｂ
に示す如く、復調器３３−ａの出力（…，データ
do-1，同do，同o+1，…）と復調器３３−ｂの出
力（…，データdn-1，同dn，同dn+1，…）を時間
軸上で比較しビツト単位の時間差を決定するとと
もに、再生された両クロツクおよびその位相比較
結果信号に基づき両クロツクの位相差Δt（第９図
ｃ）を検出することを行う。
−ｂのそれぞれと１対１に対応付けられる高指向
性の受信アンテナ３１−ａ，同３１−ｂと、低雑
音増幅器やダウンコンバータを含み対応する受信
アンテナ３１−ａ，３１−ｂの受信信号を所定の
周波数帯の信号へ変換して出力する受信装置３２
−ａ，３２−ｂと、対応する受信装置３２−ａ，
３２−ｂの出力信号について復調処理をしデータ
およびクロツクの再生を行う復調器３３−ａ，３
３−ｂと、再生された両クロツクの位相を比較す
るクロツク位相比較器３４と、復調器３３−ａ，
同３３−ｂおよびクロツク位相比較器３４の各出
力を受ける受信データ処理回路３５とを基本的に
備え、受信データ処理回路３５は、第９図ａ，ｂ
に示す如く、復調器３３−ａの出力（…，データ
do-1，同do，同o+1，…）と復調器３３−ｂの出
力（…，データdn-1，同dn，同dn+1，…）を時間
軸上で比較しビツト単位の時間差を決定するとと
もに、再生された両クロツクおよびその位相比較
結果信号に基づき両クロツクの位相差Δt（第９図
ｃ）を検出することを行う。
（発明が解決しようとする問題点）
ところで、レーダシステムでは、パルス状電波
にて測距を行う場合、高精度の測距を行うために
はパルス幅を狭くする必要がある。しかし、そう
すると平均電力が低下しＳ／Ｎが悪化するので測
距可能範囲に自ずと限界がある。そこで、平均電
力を高くし遠距離の測距を高精度になし得るチヤ
ープレーダが実用に供されている。ところが、こ
のチヤープレーダでは極めて複雑な信号処理を要
し、回路構成が複雑かつ大規模であるという問題
点がある。
にて測距を行う場合、高精度の測距を行うために
はパルス幅を狭くする必要がある。しかし、そう
すると平均電力が低下しＳ／Ｎが悪化するので測
距可能範囲に自ずと限界がある。そこで、平均電
力を高くし遠距離の測距を高精度になし得るチヤ
ープレーダが実用に供されている。ところが、こ
のチヤープレーダでは極めて複雑な信号処理を要
し、回路構成が複雑かつ大規模であるという問題
点がある。
一方、第８図に示した如き従来の伝送路伝搬時
間測定方式にあつては、クロツク位相差を検出す
るので、時間測定の精度を向上させることができ
る利点はあるが、第９図ｃに示す如く、クロツク
ジツタが存在するので測定精度の向上には一定の
限界があるという問題点がある。例えば、移動体
衛星通信システムでは、5KHz程度のクロツクが
用いられる。そこで、クロツク位相差が充分の信
頼度で以て１周期の1/10（位相誤差は約36度）ま
で測定できると、クロツク位相差Δtは Δt＝１／10×５×103＝２×10-5［秒］ ……(1) となるので、これによる位置の測定誤差Διは、
光速をｃ＝３×108（ｍ／sec）として、 Δι＝ｃ・Δt＝３×108×２×10-5＝6000［ｍ］
……(2) となる。従来方式ではこれ以上の精度を出すこと
は困難なのである。
間測定方式にあつては、クロツク位相差を検出す
るので、時間測定の精度を向上させることができ
る利点はあるが、第９図ｃに示す如く、クロツク
ジツタが存在するので測定精度の向上には一定の
限界があるという問題点がある。例えば、移動体
衛星通信システムでは、5KHz程度のクロツクが
用いられる。そこで、クロツク位相差が充分の信
頼度で以て１周期の1/10（位相誤差は約36度）ま
で測定できると、クロツク位相差Δtは Δt＝１／10×５×103＝２×10-5［秒］ ……(1) となるので、これによる位置の測定誤差Διは、
光速をｃ＝３×108（ｍ／sec）として、 Δι＝ｃ・Δt＝３×108×２×10-5＝6000［ｍ］
……(2) となる。従来方式ではこれ以上の精度を出すこと
は困難なのである。
本発明は、このような問題点に鑑みなされたも
ので、その目的は、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく、さらに飛躍的に測定精度
の向上を図ることができる伝送路伝搬時間検出方
式を提供することにある。
ので、その目的は、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく、さらに飛躍的に測定精度
の向上を図ることができる伝送路伝搬時間検出方
式を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
前記目的を達成するために、本発明の伝送路伝
搬時間検出方式は次の如き構成を有する。
搬時間検出方式は次の如き構成を有する。
即ち、本発明の伝送路伝搬時間検出方式は、送
信部が、所定のクロツクに基づき発生する送信デ
ータおよび副搬送波を含む送信信号で主搬送波を
振幅変調し両側帯波変調信号を形成する変調手段
と；前記両側帯波変調信号を同一の周波数で１個
の送信アンテナからＭ（Ｍ＝１，２，３，４，…）
本の無線伝送路へ送出すること、または異なるＭ
種の周波数でＭ個の送信アンテナからＭ本の無線
伝送路へ送出することのいずれかを行う送信手段
と；を備え、受信部が、前記Ｍ本の無線伝送路を
伝搬して来た電波をＭ個の受信アンテナで受けて
その受信アンテナの指向性で分離しＭ個の伝送路
信号を形成すること、または１個の受信アンテナ
で受けてその受信信号を周波数分離しＭ個の伝送
路信号を形成することのいずれかを行う受信手段
と；前記Ｍ個の伝送路信号のそれぞれについて設
けられその伝送路信号から主搬送波成分を除去し
て無線伝送路で加えられた位相誤差を取り除くと
ともに、前記送信データ、クロツクおよび副搬送
波をそれぞれ復調再生するＭ個の復調手段と；前
記Ｍ個の復調手段の出力を受けてＭ個の再生デー
タ相互のデータタイミング差、Ｍ個の再生クロツ
クの位相差およびＭ個の再生副搬送波の位相差を
それぞれ検出し前記Ｍ本の無線伝送路の信号伝搬
時間差を算出する受信信号処理手段と；を備える
ことを特徴とするものである。
信部が、所定のクロツクに基づき発生する送信デ
ータおよび副搬送波を含む送信信号で主搬送波を
振幅変調し両側帯波変調信号を形成する変調手段
と；前記両側帯波変調信号を同一の周波数で１個
の送信アンテナからＭ（Ｍ＝１，２，３，４，…）
本の無線伝送路へ送出すること、または異なるＭ
種の周波数でＭ個の送信アンテナからＭ本の無線
伝送路へ送出することのいずれかを行う送信手段
と；を備え、受信部が、前記Ｍ本の無線伝送路を
伝搬して来た電波をＭ個の受信アンテナで受けて
その受信アンテナの指向性で分離しＭ個の伝送路
信号を形成すること、または１個の受信アンテナ
で受けてその受信信号を周波数分離しＭ個の伝送
路信号を形成することのいずれかを行う受信手段
と；前記Ｍ個の伝送路信号のそれぞれについて設
けられその伝送路信号から主搬送波成分を除去し
て無線伝送路で加えられた位相誤差を取り除くと
ともに、前記送信データ、クロツクおよび副搬送
波をそれぞれ復調再生するＭ個の復調手段と；前
記Ｍ個の復調手段の出力を受けてＭ個の再生デー
タ相互のデータタイミング差、Ｍ個の再生クロツ
クの位相差およびＭ個の再生副搬送波の位相差を
それぞれ検出し前記Ｍ本の無線伝送路の信号伝搬
時間差を算出する受信信号処理手段と；を備える
ことを特徴とするものである。
（作用）
次に、前記の如く構成される本発明の伝送路伝
搬時間測定方式の作用を説明する。
搬時間測定方式の作用を説明する。
まず、送信部では、変調手段が、所定のクロツ
クに基づき発生する送信データおよび副搬送波を
含む送信信号で主搬送波を振幅変調し両側帯波変
調信号を形成する。ここに、前記副搬送波は第１
の副搬送波からなる場合と第１および第２の副搬
送波からなる場合とがある。また、送信信号は前
記送信データで第１の副搬送波をデイジタル変調
した変調信号からなる場合と、前記送信データで
第１の副搬送波をデイジタル変調した変調信号と
第２の副搬送波周波数の信号である無変調信号と
からなる場合とがあり、後者の場合には第２の副
搬送波周波数は１種または複数種からなる。
クに基づき発生する送信データおよび副搬送波を
含む送信信号で主搬送波を振幅変調し両側帯波変
調信号を形成する。ここに、前記副搬送波は第１
の副搬送波からなる場合と第１および第２の副搬
送波からなる場合とがある。また、送信信号は前
記送信データで第１の副搬送波をデイジタル変調
した変調信号からなる場合と、前記送信データで
第１の副搬送波をデイジタル変調した変調信号と
第２の副搬送波周波数の信号である無変調信号と
からなる場合とがあり、後者の場合には第２の副
搬送波周波数は１種または複数種からなる。
この変調手段の出力は、送信手段へ与えられ
る。送信手段では、前記両側帯波変調信号を同一
の周波数で１個の送信アンテナからＭ（Ｍ＝１，
２，３，４，…）本の無線伝送路へ、または異な
るＭ種の周波数でＭ個の送信アンテナからＭ本の
無線伝送路へ送出する。
る。送信手段では、前記両側帯波変調信号を同一
の周波数で１個の送信アンテナからＭ（Ｍ＝１，
２，３，４，…）本の無線伝送路へ、または異な
るＭ種の周波数でＭ個の送信アンテナからＭ本の
無線伝送路へ送出する。
次に、受信部では、受信手段が、前記Ｍ本の無
線伝送路を伝搬して来た電波をＭ個の受信アンテ
ナで受けてその受信アンテナの指向性で分離しＭ
個の伝送路信号を形成する、または１個の受信ア
ンテナで受けてその受信信号を周波数分離しＭ個
の伝送路信号を形成する。そして、前記Ｍ個の伝
送路信号のそれぞれについて設けられるＭ個の復
調手段が対応する伝送路信号から主搬送波成分を
除去して無線伝送路で加えられた位相誤差を取り
除くとともに、前記送信データ、クロツクおよび
副搬送波をそれぞれ復調再生する。斯くして、受
信信号処理手段において、前記Ｍ個の復調手段の
出力を受けてＭ個の再生データ相互のデータタイ
ミング差、Ｍ個の再生クロツクの位相差およびＭ
個の再生副搬送波の位相差をそれぞれ検出し前記
Ｍ本の無線伝送路の信号伝搬時間差を算出するこ
とができることになる。
線伝送路を伝搬して来た電波をＭ個の受信アンテ
ナで受けてその受信アンテナの指向性で分離しＭ
個の伝送路信号を形成する、または１個の受信ア
ンテナで受けてその受信信号を周波数分離しＭ個
の伝送路信号を形成する。そして、前記Ｍ個の伝
送路信号のそれぞれについて設けられるＭ個の復
調手段が対応する伝送路信号から主搬送波成分を
除去して無線伝送路で加えられた位相誤差を取り
除くとともに、前記送信データ、クロツクおよび
副搬送波をそれぞれ復調再生する。斯くして、受
信信号処理手段において、前記Ｍ個の復調手段の
出力を受けてＭ個の再生データ相互のデータタイ
ミング差、Ｍ個の再生クロツクの位相差およびＭ
個の再生副搬送波の位相差をそれぞれ検出し前記
Ｍ本の無線伝送路の信号伝搬時間差を算出するこ
とができることになる。
なお、前記送信部と前記受信部は同地点にまた
は異なる地点に配置されるが、送信部と受信部が
同地点に配置される場合には、前記送信信号の内
容をなす前記送信データ、クロツクおよび副搬送
波を前記受信信号処理手段に供給できる。その結
果、前記Ｍ本の無線伝送路の伝搬時間の絶対値を
算出できる。
は異なる地点に配置されるが、送信部と受信部が
同地点に配置される場合には、前記送信信号の内
容をなす前記送信データ、クロツクおよび副搬送
波を前記受信信号処理手段に供給できる。その結
果、前記Ｍ本の無線伝送路の伝搬時間の絶対値を
算出できる。
以上説明したように、本発明の伝送路伝搬時間
検出方式によれば、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく副搬送波の位相差検出をも
加味した構成とすることができ、しかも副搬送波
は複数種の周波数のものを使用することができる
ので、伝搬時間の測定精度を飛躍的に向上させ得
る。そして、狭帯域信号を用いるので、衛星通信
システムの如く長大な伝送路を伝搬し遅延のみな
らず大きな減衰を生ずる場合でも、狭帯域ろ波処
理によつてＳ／Ｎを簡単に改善でき、高い測定確
度を得ることができる。また、衛星通信システム
に本発明を適用した場合、本発明では狭帯域信号
を用いるので、衛星回線の残余の広大な周波数帯
域は通信（例えばFDM通信）に用いることがで
きる。つまり、本発明によれば、通信と測位を統
合する移動体衛星通信システムの構築を可能にす
る。一方、レーダシステムに本発明を適用した場
合、構成簡単なパルスレーダによつて遠距離の測
距を高精度に行うことができる。等種々の優れた
効果がある。
検出方式によれば、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく副搬送波の位相差検出をも
加味した構成とすることができ、しかも副搬送波
は複数種の周波数のものを使用することができる
ので、伝搬時間の測定精度を飛躍的に向上させ得
る。そして、狭帯域信号を用いるので、衛星通信
システムの如く長大な伝送路を伝搬し遅延のみな
らず大きな減衰を生ずる場合でも、狭帯域ろ波処
理によつてＳ／Ｎを簡単に改善でき、高い測定確
度を得ることができる。また、衛星通信システム
に本発明を適用した場合、本発明では狭帯域信号
を用いるので、衛星回線の残余の広大な周波数帯
域は通信（例えばFDM通信）に用いることがで
きる。つまり、本発明によれば、通信と測位を統
合する移動体衛星通信システムの構築を可能にす
る。一方、レーダシステムに本発明を適用した場
合、構成簡単なパルスレーダによつて遠距離の測
距を高精度に行うことができる。等種々の優れた
効果がある。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例に係る伝送路伝搬時
間検出方式の構成を示す。なお、第８図に示した
従来方式と同一機能部分には同一符号を付してあ
る。
間検出方式の構成を示す。なお、第８図に示した
従来方式と同一機能部分には同一符号を付してあ
る。
第１図において、送信部では、第１副搬送波発
生器２３が搬送波発生器２３′に代えて設けられ、
さらに主搬送波発生器２７とミキサ２８を設けて
ある。第１副搬送波発生器２３は周波数1なる第
１副搬送波を発生し、それを変調器２４へ与え
る。変調器２４は送信データで第１副搬送波f1を
デイジタル変調した変調信号を形成し、それを送
信信号としてミキサ２８の一方の入力へ与える。
生器２３が搬送波発生器２３′に代えて設けられ、
さらに主搬送波発生器２７とミキサ２８を設けて
ある。第１副搬送波発生器２３は周波数1なる第
１副搬送波を発生し、それを変調器２４へ与え
る。変調器２４は送信データで第１副搬送波f1を
デイジタル変調した変調信号を形成し、それを送
信信号としてミキサ２８の一方の入力へ与える。
故に、送信信号は所定のクロツク（クロツク発
生器２１の出力）に基づき発生する送信データ
（送信データ発生回路２２の出力）と副搬送波
（第１副搬送波）を含むことになる。
生器２１の出力）に基づき発生する送信データ
（送信データ発生回路２２の出力）と副搬送波
（第１副搬送波）を含むことになる。
また、主搬送波発生器２７は周波数0の主搬送
波を発生し、それにミキサ２８の他方の入力へ与
える。その結果、ミキサ２８では変調器２４の出
力信号で主搬送波f0を振幅変調し、第３図に示す
如く、主搬送波f0の上下に側帯域（f0＋f1，f0−
f1）を含む両側帯波変調信号を形成する。故に、
ミキサ２８は変調手段を構成している。
波を発生し、それにミキサ２８の他方の入力へ与
える。その結果、ミキサ２８では変調器２４の出
力信号で主搬送波f0を振幅変調し、第３図に示す
如く、主搬送波f0の上下に側帯域（f0＋f1，f0−
f1）を含む両側帯波変調信号を形成する。故に、
ミキサ２８は変調手段を構成している。
ところで、両側帯波変調信号の時間波形は
Ｖ（ｔ）＝Acosω0ｔ＋cos｛（ω0−ω1）ｔ−θ（
ｔ）｝＋cos｛（ω0＋ω1）ｔ＋θ（ｔ）｝……(3) と表すことができる。ここで、ω0は主搬送波f0の
角周波数、ω1は第１の副搬送波f1の角周波数、θ
（ｔ）は送信データによる変調位相、Ａは主搬送
波f0の信号振幅である。なお、変調位相θ（ｔ）
は、例えば２相PSKのデイジタル変調の場合に
は、クロツク周期で０度と180度の位相値をとる。
また、主搬送波f0に関しては、信号振幅ＡをＡ＝
０としても良いが、受信部で主搬送波f0を再生す
るので、主搬送波f0を抑圧しない方が主搬送波再
生回路３６−ａ，３６−ｂの構成が簡単となる利
点がある。
ｔ）｝＋cos｛（ω0＋ω1）ｔ＋θ（ｔ）｝……(3) と表すことができる。ここで、ω0は主搬送波f0の
角周波数、ω1は第１の副搬送波f1の角周波数、θ
（ｔ）は送信データによる変調位相、Ａは主搬送
波f0の信号振幅である。なお、変調位相θ（ｔ）
は、例えば２相PSKのデイジタル変調の場合に
は、クロツク周期で０度と180度の位相値をとる。
また、主搬送波f0に関しては、信号振幅ＡをＡ＝
０としても良いが、受信部で主搬送波f0を再生す
るので、主搬送波f0を抑圧しない方が主搬送波再
生回路３６−ａ，３６−ｂの構成が簡単となる利
点がある。
そして、送信装置２５および送信アンテナ２６
は送信手段を構成し、送信電波は本実施例では２
個の通信衛星１−ａ，１−ｂを介した２本の無線
伝送路を経由して伝搬し受信部へ到達する。
は送信手段を構成し、送信電波は本実施例では２
個の通信衛星１−ａ，１−ｂを介した２本の無線
伝送路を経由して伝搬し受信部へ到達する。
受信部では、クロツク位相比較器３４を除去
し、主搬送波再生回路３６−ａ，同３６−ｂとミ
キサ３７−ａ，同３７−ｂを設け、復調器３３−
ａ，同３３−ｂから受信信号処理回路３８へ再生
データ、再生クロツクに加えて再生第１副搬送波
が与えられる。
し、主搬送波再生回路３６−ａ，同３６−ｂとミ
キサ３７−ａ，同３７−ｂを設け、復調器３３−
ａ，同３３−ｂから受信信号処理回路３８へ再生
データ、再生クロツクに加えて再生第１副搬送波
が与えられる。
２本の無線伝送路の遅延時間をTa，Tbとする
と、受信アンテナ３１−ａと受信装置３２−ａか
らなる第１の受信手段と受信アンテナ３１−ｂと
受信装置３２−ｂからなる第２の受信手段の出力
である受信信号ra（ｔ），同rb（ｔ）は、 ra（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Ta）＋θ（ｔ−Ta）｝×co
s｛（ω0（ｔ−Ta）＋φa｝＋cosω0｛（ｔ−Ta）＋φa
｝……(4) rb（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Tb）＋θ（ｔ−Tb）｝×co
s｛（ω0（ｔ−Tb）＋φa｝＋cosω0｛（ｔ−Tb）＋φb
｝……(5) と表される。但し、φa，φbは無線伝送路で生じ
る位相誤差であり、相互に無相関かつ予測困難な
変動を行う。この受信信号ra（ｔ）、同rb（ｔ）は
それぞれ対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂ、
主搬送波再生回路３６−ａ、同３６−ｂへ与えら
れる。
と、受信アンテナ３１−ａと受信装置３２−ａか
らなる第１の受信手段と受信アンテナ３１−ｂと
受信装置３２−ｂからなる第２の受信手段の出力
である受信信号ra（ｔ），同rb（ｔ）は、 ra（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Ta）＋θ（ｔ−Ta）｝×co
s｛（ω0（ｔ−Ta）＋φa｝＋cosω0｛（ｔ−Ta）＋φa
｝……(4) rb（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Tb）＋θ（ｔ−Tb）｝×co
s｛（ω0（ｔ−Tb）＋φa｝＋cosω0｛（ｔ−Tb）＋φb
｝……(5) と表される。但し、φa，φbは無線伝送路で生じ
る位相誤差であり、相互に無相関かつ予測困難な
変動を行う。この受信信号ra（ｔ）、同rb（ｔ）は
それぞれ対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂ、
主搬送波再生回路３６−ａ、同３６−ｂへ与えら
れる。
主搬送波再生回路３６−ａ、同３６−ｂでは、
狭帯域の位相同期ループでもつて受信信号ra
（ｔ）、同rb（ｔ）から主搬送波f0を再生し、それ
を対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂへ与え
る。
狭帯域の位相同期ループでもつて受信信号ra
（ｔ）、同rb（ｔ）から主搬送波f0を再生し、それ
を対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂへ与え
る。
ミキサ３７−ａ、同３７−ｂでは受信信号ra
（ｔ）、同rb（ｔ）と再生搬送波を乗算して受信信
号ra（ｔ）、同rb（ｔ）から主搬送波成分を除去し、
次の式(6)、同(7)に示す如き信号を対応する復調器
３３−ａ，同３３−ｂへ与える。
（ｔ）、同rb（ｔ）と再生搬送波を乗算して受信信
号ra（ｔ）、同rb（ｔ）から主搬送波成分を除去し、
次の式(6)、同(7)に示す如き信号を対応する復調器
３３−ａ，同３３−ｂへ与える。
Ra（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Ta）＋θ（ｔ−Ta）｝
……(6) Rb（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Tb）＋θ（ｔ−Tb）｝
……(7) 即ち、このミキサ３７−ａ、同３７−ｂにおい
ては、異なる無線伝送路で任意に加えられるラン
ダムな前記位相誤差φa、同φbの影響を取り除き、
真に伝搬遅延時間に関係する成分のみを形成する
のである。
……(6) Rb（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Tb）＋θ（ｔ−Tb）｝
……(7) 即ち、このミキサ３７−ａ、同３７−ｂにおい
ては、異なる無線伝送路で任意に加えられるラン
ダムな前記位相誤差φa、同φbの影響を取り除き、
真に伝搬遅延時間に関係する成分のみを形成する
のである。
復調器３３−ａ、同３３−ｂでは、前記式(6)、
同(7)で示される信号について同期復調処理をし、
送信データおよびクロツクを再生するのに加えて
第１副搬送波f1を再生し、その再生データ、再生
クロツクおよび再生第１副搬送波をそれぞれ受信
信号処理回路３８へ与える。
同(7)で示される信号について同期復調処理をし、
送信データおよびクロツクを再生するのに加えて
第１副搬送波f1を再生し、その再生データ、再生
クロツクおよび再生第１副搬送波をそれぞれ受信
信号処理回路３８へ与える。
ここに、再生第１副搬送波は次の式(8)、同(9)で
示される。
示される。
Ca（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Ta）｝ ……(8)
Cb（ｔ）＝cos｛（ω1（ｔ−Tb）｝ ……(9)
以上のことから、主搬送波再生回路３６−ａと
ミキサ３７−ａおよび復調器３３−ａの組と、主
搬送波再生回路３６−ｂとミキサ３７−ｂおよび
復調器３３−ｂの組とはそれぞれ異なる伝送路信
号についての復調手段を構成している。
ミキサ３７−ａおよび復調器３３−ａの組と、主
搬送波再生回路３６−ｂとミキサ３７−ｂおよび
復調器３３−ｂの組とはそれぞれ異なる伝送路信
号についての復調手段を構成している。
受信信号処理回路３８では、第４図に示す如
く、復調器３３−ａの出力（…，再生データ
do-1、同do、同do+1，…）と復調器３３−ｂの出
力（…，再生データdn-1、同dn、同dn+1，…）を
時間軸上で比較しビツト単位の時間差を決定する
とともに（第４図ａ，ｂ）、両再生クロツクの位
相差Δtを求める（第４図ｃ）。
く、復調器３３−ａの出力（…，再生データ
do-1、同do、同do+1，…）と復調器３３−ｂの出
力（…，再生データdn-1、同dn、同dn+1，…）を
時間軸上で比較しビツト単位の時間差を決定する
とともに（第４図ａ，ｂ）、両再生クロツクの位
相差Δtを求める（第４図ｃ）。
以上は従来方式と同様であるが、本発明はさら
に再生第１副搬送波Ca（ｔ），同Cb（ｔ）の位相差
Δθを検出し、両無線伝送路の遅延時間差ΔTab
（ΔTab＝Δa−Δb）を次の式(10)によつて求める。
に再生第１副搬送波Ca（ｔ），同Cb（ｔ）の位相差
Δθを検出し、両無線伝送路の遅延時間差ΔTab
（ΔTab＝Δa−Δb）を次の式(10)によつて求める。
ΔTab＝Δθ／ω1 ……(10)
以上要するに、高精度の時間測定には、高周波
信号を用いれば良いが、それだけでは位相の周期
性のため測定時間の絶対値に曖味度が生ずるの
で、その曖味度を取り除くため、従来ではまずデ
ータ系列によつてビツト単位の時間を確定し、次
にクロツクの位相差測定により精度向上を図つて
いた。
信号を用いれば良いが、それだけでは位相の周期
性のため測定時間の絶対値に曖味度が生ずるの
で、その曖味度を取り除くため、従来ではまずデ
ータ系列によつてビツト単位の時間を確定し、次
にクロツクの位相差測定により精度向上を図つて
いた。
しかし、これではクロツクジツタによつて精度
向上には限界があるので、本発明ではクロツク周
波数よりも高い周波数の第１副搬送波の位相差を
測定し、これによつて従来方式よりもさらに１桁
精度を向上させようとするのである。
向上には限界があるので、本発明ではクロツク周
波数よりも高い周波数の第１副搬送波の位相差を
測定し、これによつて従来方式よりもさらに１桁
精度を向上させようとするのである。
例えば、データとクロツクを比較する従来方式
では、前述したようにクロツクジツタを見込んで
クロツク位相差ΔtをΔt＝２×10-5（秒）の精度で
測定できた。この時間長で位相の曖味度を生ずる
ことなく第１副搬送波f1の位相差を検出できるた
めには、Δtの時間内に第１副搬送波の周波数1
の1/2波長以上が含まれないこと、即ち、Δtとf1
の間には f1・Δt＜１／２ ……(11) の関係が必要である。そこで、f1＝50KHzとする
と、第１副搬送波の位相差がその1/10（約36度）
の確度で測定できるとすると、タイミング差
Δt′（第４図ｄ）は Δt′＝１／10f1＝１／10×50×103＝２×10-6（秒） ……(12) となり、距離測定の精度は Δι′＝ｃ・Δt′＝600［ｍ］ ……(13) となる。従来よりも１桁精度が向上したのであつ
て、実用上充分な精度を得ることができるのであ
る。
では、前述したようにクロツクジツタを見込んで
クロツク位相差ΔtをΔt＝２×10-5（秒）の精度で
測定できた。この時間長で位相の曖味度を生ずる
ことなく第１副搬送波f1の位相差を検出できるた
めには、Δtの時間内に第１副搬送波の周波数1
の1/2波長以上が含まれないこと、即ち、Δtとf1
の間には f1・Δt＜１／２ ……(11) の関係が必要である。そこで、f1＝50KHzとする
と、第１副搬送波の位相差がその1/10（約36度）
の確度で測定できるとすると、タイミング差
Δt′（第４図ｄ）は Δt′＝１／10f1＝１／10×50×103＝２×10-6（秒） ……(12) となり、距離測定の精度は Δι′＝ｃ・Δt′＝600［ｍ］ ……(13) となる。従来よりも１桁精度が向上したのであつ
て、実用上充分な精度を得ることができるのであ
る。
なお、移動体衛星通信システムにおいて測位す
る方式には、基地局からの信号を受けて移動体自
身が測位する方式と、基地局が移動体からの信号
を受けてその移動体の測位をしそれを移動体へ通
知する方式とがある。故に、第１図において、送
信部と受信部のいずれか一方が基地局でいずれか
他方が移動体ということになる。また、レーダ装
置では、送信部と受信部は同地点にあるから、こ
の場合には第１図中破線で示す如く送信部の送信
データ、クロツクおよび第１副搬送波f1を受信部
の受信信号処理回路３８へ入力させ、以て伝搬時
間の絶対値を求めることができる。勿論、レーダ
装置では送信アンテナと受信アンテナは１の送受
共用アンテナからなり、かつ無線伝送路は１であ
る。また、第１図中の通信衛星はレーダシステム
においては目標物等であり、受信部は反射電波を
受けるものである。
る方式には、基地局からの信号を受けて移動体自
身が測位する方式と、基地局が移動体からの信号
を受けてその移動体の測位をしそれを移動体へ通
知する方式とがある。故に、第１図において、送
信部と受信部のいずれか一方が基地局でいずれか
他方が移動体ということになる。また、レーダ装
置では、送信部と受信部は同地点にあるから、こ
の場合には第１図中破線で示す如く送信部の送信
データ、クロツクおよび第１副搬送波f1を受信部
の受信信号処理回路３８へ入力させ、以て伝搬時
間の絶対値を求めることができる。勿論、レーダ
装置では送信アンテナと受信アンテナは１の送受
共用アンテナからなり、かつ無線伝送路は１であ
る。また、第１図中の通信衛星はレーダシステム
においては目標物等であり、受信部は反射電波を
受けるものである。
第１図は、受信手段の構成として無線伝送路の
本数分の受信アンテナを用意するアンテナ分離方
式であるが、第２図に示す如く周波数分離方式と
することができる。即ち、通信衛星１−ａと同１
−ｂは、上り回線が同一の周波数1であつても、
互いに異なる周波数a，同bで下り回線を形成す
るので、受信アンテナ３１、受信装置３２および
分波器３９で受信手段を構成し、分波器３９から
２系統の伝送路信号が送出されるようにするので
ある。また、第５図に示す如く、受信部は第２図
に示す第２実施例と同様とし、送信部の送信手段
を２系統設け、第１の送信手段（送信装置２５−
ａ，送信アンテナ２６−ａ）は第１の無線周波数
t1で、第２の送信手段（送信装置２５−ｂ、送
信アンテナ２６−ｂ）は第２の無線周波数t2で
それぞれ対応する無線伝送路へ電波送出をするよ
うにしても良い。
本数分の受信アンテナを用意するアンテナ分離方
式であるが、第２図に示す如く周波数分離方式と
することができる。即ち、通信衛星１−ａと同１
−ｂは、上り回線が同一の周波数1であつても、
互いに異なる周波数a，同bで下り回線を形成す
るので、受信アンテナ３１、受信装置３２および
分波器３９で受信手段を構成し、分波器３９から
２系統の伝送路信号が送出されるようにするので
ある。また、第５図に示す如く、受信部は第２図
に示す第２実施例と同様とし、送信部の送信手段
を２系統設け、第１の送信手段（送信装置２５−
ａ，送信アンテナ２６−ａ）は第１の無線周波数
t1で、第２の送信手段（送信装置２５−ｂ、送
信アンテナ２６−ｂ）は第２の無線周波数t2で
それぞれ対応する無線伝送路へ電波送出をするよ
うにしても良い。
ところで、以上の説明から明らかなように、副
搬送波の数を増せば、測定精度を飛躍的に高める
ことができ、その構成例を第６図に示す。
搬送波の数を増せば、測定精度を飛躍的に高める
ことができ、その構成例を第６図に示す。
第６図に示す第４実施例では、第１図に示す第
１実施例のもにおいて、送信部に加算器２１１と
第２副搬送波発生器２１２を追加し、受信部に第
２副搬送波再生回路３１２−ａ、同３１２−ｂを
復調手段の一部として追加してある。
１実施例のもにおいて、送信部に加算器２１１と
第２副搬送波発生器２１２を追加し、受信部に第
２副搬送波再生回路３１２−ａ、同３１２−ｂを
復調手段の一部として追加してある。
第７図において、第２副搬送波発生器２１２で
は、第１副搬送波f1よりも高い周波数2の第２副
搬送波の信号を発生し、それを加算器２１１へ与
える。ここで、周波数1と同2の関係は前述の議
論と同様であつて、周波数2は第１副搬送波f1の
位相誤差範囲内で曖味度を生じない程度でなくて
はならない。そして、第２副搬送波発生器２１２
では、１種のみの周波数の信号を発生するとして
も良いが、さらに複数種の周波数の信号を発生さ
せても良い。後者の場合、例えば2＜3＜4なる
３種の周波数の信号において、前述の議論を満足
することを条件に、Ｂを任意の定数として3＝
B2，4＝B3の如く周波数を定めるのである。
は、第１副搬送波f1よりも高い周波数2の第２副
搬送波の信号を発生し、それを加算器２１１へ与
える。ここで、周波数1と同2の関係は前述の議
論と同様であつて、周波数2は第１副搬送波f1の
位相誤差範囲内で曖味度を生じない程度でなくて
はならない。そして、第２副搬送波発生器２１２
では、１種のみの周波数の信号を発生するとして
も良いが、さらに複数種の周波数の信号を発生さ
せても良い。後者の場合、例えば2＜3＜4なる
３種の周波数の信号において、前述の議論を満足
することを条件に、Ｂを任意の定数として3＝
B2，4＝B3の如く周波数を定めるのである。
加算器２１１では、変調器２４の出力（変調信
号）と第２副搬送波発生器２１２の出力（無変調
信号）を加算し、それを送信信号としてミキサ２
８へ与える。その結果、ミキサ２８の出力に得ら
れる送信信号スペクトルは第７図に示す如く、f0
−f2，f0＋f2の線スペクトルを加えたものとなる。
号）と第２副搬送波発生器２１２の出力（無変調
信号）を加算し、それを送信信号としてミキサ２
８へ与える。その結果、ミキサ２８の出力に得ら
れる送信信号スペクトルは第７図に示す如く、f0
−f2，f0＋f2の線スペクトルを加えたものとなる。
一方、第２副搬送波再生回路３１２−ａ、同３
１２−ｂでは、簡単な位相ロツクループでもつて
対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂの出力信号
から第２副搬送波f2を再生し、それを受信信号処
理回路３８へ与える。第２副搬送波f2の信号は無
変調信号であるから、その再生は簡単な位相ロツ
クループで容易に行えるのである。
１２−ｂでは、簡単な位相ロツクループでもつて
対応するミキサ３７−ａ、同３７−ｂの出力信号
から第２副搬送波f2を再生し、それを受信信号処
理回路３８へ与える。第２副搬送波f2の信号は無
変調信号であるから、その再生は簡単な位相ロツ
クループで容易に行えるのである。
今、安全を見込んで位相測定の確度を1/10（約
36度）とすると、クロツク周波数は5KHz、第１
副搬送波周波数1は50KHz、第２副搬送波周波数
2は500KHzとなる。そして、第２副搬送波の位
相測定の確度を1/10とすると、位相差Δt″は Δt″＝１／10f2＝２×10-7 ……(14) となるから、距離測定の精度は、 Δι′＝ｃ・Δt″＝60［ｍ］ ……(15) となり、極めて高精度の距離測定が可能となる。
36度）とすると、クロツク周波数は5KHz、第１
副搬送波周波数1は50KHz、第２副搬送波周波数
2は500KHzとなる。そして、第２副搬送波の位
相測定の確度を1/10とすると、位相差Δt″は Δt″＝１／10f2＝２×10-7 ……(14) となるから、距離測定の精度は、 Δι′＝ｃ・Δt″＝60［ｍ］ ……(15) となり、極めて高精度の距離測定が可能となる。
なお、念のため注記すれば、受信部の各受信経
路に同一の較正用信号を入力して各経路を予め較
正しておくと良い。受信部のハードウエアに起因
する遅延誤差を除去するための方策であり、高精
度な伝搬時間測定を実効あるものとするのであ
る。
路に同一の較正用信号を入力して各経路を予め較
正しておくと良い。受信部のハードウエアに起因
する遅延誤差を除去するための方策であり、高精
度な伝搬時間測定を実効あるものとするのであ
る。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明の伝送路伝搬時間
検出方式によれば、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく副搬送波の位相差検出をも
加味した構成とすることができ、しかも副搬送波
は複数種の周波数のものを使用することができる
ので、伝搬時間の測定精度を飛躍的に向上させ得
る。そして、狭帯域信号を用いるので、衛星通信
システムの如く長大な伝送路を伝搬し遅延のみな
らず大きな減衰を生ずる場合でも、狭帯域ろ波処
理によつてＳ／Ｎを簡単に改善でき、高い測定確
度を得ることができる。また、衛星通信システム
に本発明を適用した場合、本発明では狭帯域信号
を用いるので、衛星回線の残余の広大な周波数帯
域は通信（例えばFDM通信）に用いることがで
きる。つまり、本発明によれば、通信と測位を統
合する移動体衛星通信システムの構築を可能にす
る。一方、レーダシステムに本発明を適用した場
合、構成簡単なパルスレーダによつて遠距離の測
距を高精度に行うことができる、等種々の優れた
効果がある。
検出方式によれば、回路規模を複雑化ないしは大
規模化させることなく副搬送波の位相差検出をも
加味した構成とすることができ、しかも副搬送波
は複数種の周波数のものを使用することができる
ので、伝搬時間の測定精度を飛躍的に向上させ得
る。そして、狭帯域信号を用いるので、衛星通信
システムの如く長大な伝送路を伝搬し遅延のみな
らず大きな減衰を生ずる場合でも、狭帯域ろ波処
理によつてＳ／Ｎを簡単に改善でき、高い測定確
度を得ることができる。また、衛星通信システム
に本発明を適用した場合、本発明では狭帯域信号
を用いるので、衛星回線の残余の広大な周波数帯
域は通信（例えばFDM通信）に用いることがで
きる。つまり、本発明によれば、通信と測位を統
合する移動体衛星通信システムの構築を可能にす
る。一方、レーダシステムに本発明を適用した場
合、構成簡単なパルスレーダによつて遠距離の測
距を高精度に行うことができる、等種々の優れた
効果がある。
第１図は本発明の第１実施例に係る伝送路伝搬
時間測定方式の構成ブロツク図、第２図は本発明
の第２実施例に係る伝送路伝搬時間測定方式の構
成ブロツク図、第３図は送信信号スペクトルを示
す図、第４図は動作説明図、第５図は本発明の第
３実施例に係る伝送路伝搬時間測定方式の構成ブ
ロツク図、第６図は本発明の第４実施例に係る伝
送路伝搬時間測定方式の構成ブロツク図、第７図
は送信信号スペクトルを示す図、第８図は従来の
伝送路伝搬時間差測定方式の構成ブロツク図、第
９図は動作説明図である。 １−ａ，１−ｂ……通信衛星、２１……クロツ
ク発生器、２２……送信データ発生回路、２３…
…第１副搬送波発生器、２４……変調器、２５，
２５−ａ，２５−ｂ……送信装置、２６，２６−
ａ，２６−ｂ……送信アンテナ、２７……主搬送
波発生器、２８，３７−ａ，３７−ｂ……ミキ
サ、３１，３１−ａ，３１−ｂ……受信アンテ
ナ、３２，３２−ａ，３２−ｂ……受信装置、３
３−ａ，３３−ｂ……復調器、３６−ａ，３６−
ｂ……主搬送波再生回路、３８……受信信号処理
回路、３９……分波器、２１１……加算器、２１
２……第２副搬送波発生器、３１２−ａ，３１２
−ｂ……第２副搬送波再生回路。
時間測定方式の構成ブロツク図、第２図は本発明
の第２実施例に係る伝送路伝搬時間測定方式の構
成ブロツク図、第３図は送信信号スペクトルを示
す図、第４図は動作説明図、第５図は本発明の第
３実施例に係る伝送路伝搬時間測定方式の構成ブ
ロツク図、第６図は本発明の第４実施例に係る伝
送路伝搬時間測定方式の構成ブロツク図、第７図
は送信信号スペクトルを示す図、第８図は従来の
伝送路伝搬時間差測定方式の構成ブロツク図、第
９図は動作説明図である。 １−ａ，１−ｂ……通信衛星、２１……クロツ
ク発生器、２２……送信データ発生回路、２３…
…第１副搬送波発生器、２４……変調器、２５，
２５−ａ，２５−ｂ……送信装置、２６，２６−
ａ，２６−ｂ……送信アンテナ、２７……主搬送
波発生器、２８，３７−ａ，３７−ｂ……ミキ
サ、３１，３１−ａ，３１−ｂ……受信アンテ
ナ、３２，３２−ａ，３２−ｂ……受信装置、３
３−ａ，３３−ｂ……復調器、３６−ａ，３６−
ｂ……主搬送波再生回路、３８……受信信号処理
回路、３９……分波器、２１１……加算器、２１
２……第２副搬送波発生器、３１２−ａ，３１２
−ｂ……第２副搬送波再生回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信部が、所定のクロツクに基づき発生する
送信データおよび副搬送波を含む送信信号で主搬
送波を振幅変調し両側帯波変調信号を形成する変
調手段と；前記両側帯波変調信号を同一の周波数
で１個の送信アンテナからＭ（Ｍ＝１，２，３，
４，…）本の無線伝送路へ送出すること、または
異なるＭ種の周波数でＭ個の送信アンテナからＭ
本の無線伝送路へ送出することのいずれかを行う
送信手段と；を備え、受信部が、前記Ｍ本の無線
伝送路を伝搬して来た電波をＭ個の受信アンテナ
で受けてその受信アンテナの指向性で分離しＭ個
の伝送路信号を形成すること、または１個の受信
アンテナで受けてその受信信号を周波数分離しＭ
個の伝送路信号を形成することのいずれかを行う
受信手段と；前記Ｍ個の伝送路信号のそれぞれに
ついて設けられその伝送路信号から主搬送波成分
を除去して無線伝送路で加えられた位相誤差を取
り除くとともに、前記送信データ、クロツクおよ
び副搬送波をそれぞれ復調再生するＭ個の復調手
段と；前記Ｍ個の復調手段の出力を受けてＭ個の
再生データ相互のデータタイミング差、Ｍ個の再
生クロツクの位相差およびＭ個の再生副搬送波の
位相差をそれぞれ検出し前記Ｍ本の無線伝送路の
信号伝搬時間差を算出する受信信号処理手段と；
を備えることを特徴とする伝送路伝搬時間検出方
式。 ２ 前記送信部と前記受信部は同地点にまたは異
なる地点に配置されることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の伝送路伝搬時間検出方式。 ３ 前記送信部と前記受信部が同地点に配置され
る場合において、前記送信信号の内容をなす前記
送信データ、クロツクおよび副搬送波が前記受信
信号処理手段に前記Ｍ本の無線伝送路の伝搬時間
の絶対値を算出するために供給されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の伝送路伝搬時
間検出方式。 ４ 前記副搬送波は第１の副搬送波からなり、前
記送信信号は前記送信データで第１の副搬送波を
デイジタル変調した変調信号からなることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の伝送路伝搬時
間検出方式。 ５ 前記副搬送波は第１および第２の副搬送波か
らなり、前記送信信号は前記送信データで第１の
副搬送波をデイジタル変調した変調信号と第２の
副搬送波周波数の信号である無変調信号とからな
り、かつ第２の副搬送波周波数は１種または複数
種からなることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の伝送路伝搬時間検出方式。
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|---|---|---|---|
| JP62224876A JPS6466582A (en) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | System for detecting propagation time of transmission line |
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| US07/241,626 US4914735A (en) | 1987-09-08 | 1988-09-08 | Propagation time detecting system with use of detected phase difference of transmitted and received subcarrier |
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| JP62224876A JPS6466582A (en) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | System for detecting propagation time of transmission line |
Publications (2)
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| JPS6466582A JPS6466582A (en) | 1989-03-13 |
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