JPH0564446A - 電源システム - Google Patents
電源システムInfo
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- JPH0564446A JPH0564446A JP3248354A JP24835491A JPH0564446A JP H0564446 A JPH0564446 A JP H0564446A JP 3248354 A JP3248354 A JP 3248354A JP 24835491 A JP24835491 A JP 24835491A JP H0564446 A JPH0564446 A JP H0564446A
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- noise
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 分散供給方式の電源システムにおいて、ＡＣ
／ＤＣ変換部（バルク電源部）に高効率、低ノイズ、非
定電圧型の共振電源を用いて、全体の変換効率を高め、
且つラインノイズ等のノイズ低減を図る。 【構成】 ２系統の主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を有
するスイッチング手段２と、前記主スイッチング素子を
共にオフさせる期間を介在させて交互にオンさせる２系
統のドライブ素子Ｑ１，Ｑ２を有するタイミング制御手
段６とを備え、前記主スイッチング素子のオン期間には
電流に対して直列共振を生じさせ、また前記主スイッチ
ング素子のオフ期間には電圧に対して並列共振を生じさ
せることにより、交流入力を１次、２次絶縁して高圧直
流出力に変換するＡＣ／ＤＣ変換機能を備えたバルク電
源部２０を１次電源に使用し、このバルク電源部の直流
出力を複数の絶縁型又は非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換部３１
〜３５に分散供給して、高変換効率、低ノイズ性の分散
供給式電源システムを構成する。
／ＤＣ変換部（バルク電源部）に高効率、低ノイズ、非
定電圧型の共振電源を用いて、全体の変換効率を高め、
且つラインノイズ等のノイズ低減を図る。 【構成】 ２系統の主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を有
するスイッチング手段２と、前記主スイッチング素子を
共にオフさせる期間を介在させて交互にオンさせる２系
統のドライブ素子Ｑ１，Ｑ２を有するタイミング制御手
段６とを備え、前記主スイッチング素子のオン期間には
電流に対して直列共振を生じさせ、また前記主スイッチ
ング素子のオフ期間には電圧に対して並列共振を生じさ
せることにより、交流入力を１次、２次絶縁して高圧直
流出力に変換するＡＣ／ＤＣ変換機能を備えたバルク電
源部２０を１次電源に使用し、このバルク電源部の直流
出力を複数の絶縁型又は非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換部３１
〜３５に分散供給して、高変換効率、低ノイズ性の分散
供給式電源システムを構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、バルク電源部に非定
電圧型の共振電源を用いた高効率、低ノイズ性の電源シ
ステムに関する。
電圧型の共振電源を用いた高効率、低ノイズ性の電源シ
ステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】複数の負荷に対して直流電源を分散供給
する電源システムでは、ＡＣ（交流）電源から１次ＤＣ
（直流）電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換部と、そのＤＣ
出力を更に所望の電圧の２次ＤＣ電源に変換する負荷対
応のＤＣ／ＤＣ変換部を必要とする。ＤＣ／ＤＣ変換部
には、用途の限定されない絶縁型と、経済性を追求した
非絶縁型とがあり、そのＤＣ出力電圧は最終負荷に応じ
てプラスからマイナスまで幅広い範囲を取り得る。ＡＣ
／ＤＣ変換部はこれらのＤＣ／ＤＣ変換部へ充分なＤＣ
電源を供給するものであり、１次ＤＣ出力電圧が高けれ
ば電流値を小さくできるため、ＤＣ／ＤＣ変換部までの
給電ロスを少なくできる。このＡＣ／ＤＣ変換部には種
々の方式があるが、最近ではモジュール化された変換部
の利便性が着目されている。このＡＣ／ＤＣ変換モジュ
ールはバルクと呼ばれ、１次側と２次側が絶縁されてい
る。
する電源システムでは、ＡＣ（交流）電源から１次ＤＣ
（直流）電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換部と、そのＤＣ
出力を更に所望の電圧の２次ＤＣ電源に変換する負荷対
応のＤＣ／ＤＣ変換部を必要とする。ＤＣ／ＤＣ変換部
には、用途の限定されない絶縁型と、経済性を追求した
非絶縁型とがあり、そのＤＣ出力電圧は最終負荷に応じ
てプラスからマイナスまで幅広い範囲を取り得る。ＡＣ
／ＤＣ変換部はこれらのＤＣ／ＤＣ変換部へ充分なＤＣ
電源を供給するものであり、１次ＤＣ出力電圧が高けれ
ば電流値を小さくできるため、ＤＣ／ＤＣ変換部までの
給電ロスを少なくできる。このＡＣ／ＤＣ変換部には種
々の方式があるが、最近ではモジュール化された変換部
の利便性が着目されている。このＡＣ／ＤＣ変換モジュ
ールはバルクと呼ばれ、１次側と２次側が絶縁されてい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した分散電源シス
テムは今後の主流になると考えられるが、ＡＣ／ＤＣ変
換部とＤＣ／ＤＣ変換部を用いる分散電源システムは、
ＡＣ／ＤＣ変換部だけの集中電源システムに比べ、トー
タルの電源効率が悪い。つまり、ＡＣ／ＤＣ変換部もＤ
Ｃ／ＤＣ変換部も共に通常のスイッチングレギュレータ
とした場合、それぞれの変換効率が８５％であるとする
と、トータルの変換効率は７２％に低下してしまう。ま
た通常のスイッチングレギュレータはノイズが多く、特
にバルクのラインノイズの低下は難しい。この発明は、
上述したＡＣ／ＤＣ変換部（バルク電源部）に高効率、
低ノイズ、非定電圧型の共振電源を用いることで、変換
効率を高め、且つラインノイズの低減を図ることを目的
としている。
テムは今後の主流になると考えられるが、ＡＣ／ＤＣ変
換部とＤＣ／ＤＣ変換部を用いる分散電源システムは、
ＡＣ／ＤＣ変換部だけの集中電源システムに比べ、トー
タルの電源効率が悪い。つまり、ＡＣ／ＤＣ変換部もＤ
Ｃ／ＤＣ変換部も共に通常のスイッチングレギュレータ
とした場合、それぞれの変換効率が８５％であるとする
と、トータルの変換効率は７２％に低下してしまう。ま
た通常のスイッチングレギュレータはノイズが多く、特
にバルクのラインノイズの低下は難しい。この発明は、
上述したＡＣ／ＤＣ変換部（バルク電源部）に高効率、
低ノイズ、非定電圧型の共振電源を用いることで、変換
効率を高め、且つラインノイズの低減を図ることを目的
としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明では、２系統の主スイッチング素子を有す
るスイッチング手段と、前記主スイッチング素子を共に
オフさせる期間を介在させて交互にオンさせる２系統の
ドライブ素子を有するタイミング制御手段とを備え、前
記主スイッチング素子のオン期間には電流に対して直列
共振を生じさせ、また前記主スイッチング素子のオフ期
間には電圧に対して並列共振を生じさせることにより、
交流入力を１次、２次絶縁して高圧直流出力に変換する
ＡＣ／ＤＣ変換機能を備えたバルク電源部と、このバル
ク電源部の直流出力を受けるように分散配置された複数
の絶縁型又は非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換部とを備えてなる
ことを特徴としている。
め、この発明では、２系統の主スイッチング素子を有す
るスイッチング手段と、前記主スイッチング素子を共に
オフさせる期間を介在させて交互にオンさせる２系統の
ドライブ素子を有するタイミング制御手段とを備え、前
記主スイッチング素子のオン期間には電流に対して直列
共振を生じさせ、また前記主スイッチング素子のオフ期
間には電圧に対して並列共振を生じさせることにより、
交流入力を１次、２次絶縁して高圧直流出力に変換する
ＡＣ／ＤＣ変換機能を備えたバルク電源部と、このバル
ク電源部の直流出力を受けるように分散配置された複数
の絶縁型又は非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換部とを備えてなる
ことを特徴としている。
【０００５】
【作用】ＤＣ／ＤＣ変換部に定電圧特性があるため、バ
ルク電源部（ＡＣ／ＤＣ変換部）に定電圧機能は必要な
い。そこで、このバルク電源部に定電圧機能のない共振
電源を用いる。この共振電源は、１次、２次のフィード
バックがないためアイソレートに有利であり、また完全
なゼロクロスでスイッチングが行われるため、低ノイ
ズ、高効率である。更に、単一出力で良いため共振動作
がより安定し、これにより更に低ノイズ（ラインノイ
ズ、輻射ノイズ等）化、高効率化が実現できる。
ルク電源部（ＡＣ／ＤＣ変換部）に定電圧機能は必要な
い。そこで、このバルク電源部に定電圧機能のない共振
電源を用いる。この共振電源は、１次、２次のフィード
バックがないためアイソレートに有利であり、また完全
なゼロクロスでスイッチングが行われるため、低ノイ
ズ、高効率である。更に、単一出力で良いため共振動作
がより安定し、これにより更に低ノイズ（ラインノイ
ズ、輻射ノイズ等）化、高効率化が実現できる。
【０００６】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の実施例を説
明する。図１は、この発明の一実施例に係る分散供給式
電源システムのブロック図である。図中、１０はＡＣ入
力端子、２０はＡＣ／ＤＣ変換機能を有するバルク電源
部、３１，３２…は複数のＤＣ／ＤＣ変換部である。バ
ルク電源部２０は入力ＡＣ電源（１００Ｖ／２００Ｖ）
から例えば２４Ｖ〜４８Ｖの１次直流電圧を発生する。
ＤＣ／ＤＣ変換部３１〜３５はこの１次直流電圧を受け
て任意の極性及び電圧の２次直流電圧ＤＣ１〜ＤＣ５を
発生する。
明する。図１は、この発明の一実施例に係る分散供給式
電源システムのブロック図である。図中、１０はＡＣ入
力端子、２０はＡＣ／ＤＣ変換機能を有するバルク電源
部、３１，３２…は複数のＤＣ／ＤＣ変換部である。バ
ルク電源部２０は入力ＡＣ電源（１００Ｖ／２００Ｖ）
から例えば２４Ｖ〜４８Ｖの１次直流電圧を発生する。
ＤＣ／ＤＣ変換部３１〜３５はこの１次直流電圧を受け
て任意の極性及び電圧の２次直流電圧ＤＣ１〜ＤＣ５を
発生する。
【０００７】バルク電源部２０として用いられるＡＣ／
ＤＣ変換部は、電圧共振及び電流共振を利用したスイッ
チングインバータであり、本発明者により提案され、特
願平３−１６６３８３号として出願されている。先ず、
この電源部の原理構成を図２を参照して説明する。この
図において、１は直流電源、２は任意のタイミングでオ
ン、オフ可能な主スイッチング素子を含み、直流電源１
をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段、
３は供給される交流入力を全波整流してコンデンサで平
滑して直流出力とする直流出力手段、４はスイッチング
手段２の出力端子に流れる電流に対して直列に形成され
る直列共振回路、５はスイッチング手段２の出力端子に
生じる電圧に対して並列に形成される並列共振手段、６
はスイッチング手段２のスイッチング素子を間欠的にオ
ンにするドライブ素子を有するタイミング制御手段であ
る。
ＤＣ変換部は、電圧共振及び電流共振を利用したスイッ
チングインバータであり、本発明者により提案され、特
願平３−１６６３８３号として出願されている。先ず、
この電源部の原理構成を図２を参照して説明する。この
図において、１は直流電源、２は任意のタイミングでオ
ン、オフ可能な主スイッチング素子を含み、直流電源１
をスイッチングして交流に変換するスイッチング手段、
３は供給される交流入力を全波整流してコンデンサで平
滑して直流出力とする直流出力手段、４はスイッチング
手段２の出力端子に流れる電流に対して直列に形成され
る直列共振回路、５はスイッチング手段２の出力端子に
生じる電圧に対して並列に形成される並列共振手段、６
はスイッチング手段２のスイッチング素子を間欠的にオ
ンにするドライブ素子を有するタイミング制御手段であ
る。
【０００８】図３は図２のブロックを少し回路構成的に
示した基本原理構成図である。この図３を参照して概略
動作を説明する。主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はタイ
ミング制御手段６の制御により一定周期で交互にオン、
オフを繰り返すが、図４の（カ）（キ）に示すように同
時にオフになる期間を有している。このとき両スイッチ
ング素子の交点Ａの電圧ＶＣ１は、正負の直流電源電圧
＋ＶＩ，−ＶＩを受けて図４の（ア）のように波高値Ｖ
Ｉの交流になる。このとき電流ｉＤ１またはｉＤ２は、
インダクタンスＬ２、コンデンサＣ２を通ってダイオー
ドＤ１，Ｄ２で整流され、コンデンサＣ３，Ｃ４で平滑
されて負荷ＲＬに流れる。スイッチング素子Ｓ１がオン
しているときは、ダイオードＤ１が順方向となるので、
図４の（イ）に示すチャージ電流ｉＤ１がコンデンサＣ
３に流れる。ここでスイッチング素子Ｓ１とダイオード
Ｄ１のインピーダンスが充分に小さく、且つＣ３＞＞Ｃ
２に設定しておけば、上記の電流はインダクタンスＬ２
とコンデンサＣ２による正弦波状の直列共振電流とな
る。
示した基本原理構成図である。この図３を参照して概略
動作を説明する。主スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２はタイ
ミング制御手段６の制御により一定周期で交互にオン、
オフを繰り返すが、図４の（カ）（キ）に示すように同
時にオフになる期間を有している。このとき両スイッチ
ング素子の交点Ａの電圧ＶＣ１は、正負の直流電源電圧
＋ＶＩ，−ＶＩを受けて図４の（ア）のように波高値Ｖ
Ｉの交流になる。このとき電流ｉＤ１またはｉＤ２は、
インダクタンスＬ２、コンデンサＣ２を通ってダイオー
ドＤ１，Ｄ２で整流され、コンデンサＣ３，Ｃ４で平滑
されて負荷ＲＬに流れる。スイッチング素子Ｓ１がオン
しているときは、ダイオードＤ１が順方向となるので、
図４の（イ）に示すチャージ電流ｉＤ１がコンデンサＣ
３に流れる。ここでスイッチング素子Ｓ１とダイオード
Ｄ１のインピーダンスが充分に小さく、且つＣ３＞＞Ｃ
２に設定しておけば、上記の電流はインダクタンスＬ２
とコンデンサＣ２による正弦波状の直列共振電流とな
る。
【０００９】この共振電流は、半波経過して電流の向き
が逆になるとダイオードＤ１が逆電圧となってオフする
ため、それ以上流れることはない。つまり、共振電流が
半波終了して電流が零に戻ったところでこの直列共振は
自動的に停止する。このときコンデンサＣ２には、流れ
た共振電流に対応した電荷が蓄積されるため、図４の
（オ）のように両端電圧ＶＣ２が残る。この電荷は次に
スイッチング素子Ｓ２がオンするときに負荷ＲＬに放出
されるためエネルギロスにはならない。また、インダク
タンスに蓄えられるエネルギは電流に比例するため、電
流零で共振が止まったときのインダクタンスＬ２のエネ
ルギは零である。このため、有害な電流ノイズの発生は
極めて少ない。
が逆になるとダイオードＤ１が逆電圧となってオフする
ため、それ以上流れることはない。つまり、共振電流が
半波終了して電流が零に戻ったところでこの直列共振は
自動的に停止する。このときコンデンサＣ２には、流れ
た共振電流に対応した電荷が蓄積されるため、図４の
（オ）のように両端電圧ＶＣ２が残る。この電荷は次に
スイッチング素子Ｓ２がオンするときに負荷ＲＬに放出
されるためエネルギロスにはならない。また、インダク
タンスに蓄えられるエネルギは電流に比例するため、電
流零で共振が止まったときのインダクタンスＬ２のエネ
ルギは零である。このため、有害な電流ノイズの発生は
極めて少ない。
【００１０】スイッチング素子Ｓ１がオフするときは電
流共振が終了しているため、インダクタンスＬ１に流れ
る電流ｉＬ１（図４の（エ））だけがスイッチング素子
Ｓ１を流れる。インダクタンスＬ１の値は直列共振用の
インダクタンスＬ２，コンデンサＣ２とは独立して設定
できるため、Ｌ１＞＞Ｌ２に設定することで、インダク
タンスＬ１を流れる電流ｉＬ１の値は、直列共振電流ｉ
Ｄ１に比べて充分に小さなものとすることができる。こ
のため、スイッチング素子Ｓ１は殆ど零電流の状態でオ
フすることができる。
流共振が終了しているため、インダクタンスＬ１に流れ
る電流ｉＬ１（図４の（エ））だけがスイッチング素子
Ｓ１を流れる。インダクタンスＬ１の値は直列共振用の
インダクタンスＬ２，コンデンサＣ２とは独立して設定
できるため、Ｌ１＞＞Ｌ２に設定することで、インダク
タンスＬ１を流れる電流ｉＬ１の値は、直列共振電流ｉ
Ｄ１に比べて充分に小さなものとすることができる。こ
のため、スイッチング素子Ｓ１は殆ど零電流の状態でオ
フすることができる。
【００１１】一方、スイッチング素子Ｓ１がオンしてい
る間にインダクタンスＬ１に蓄えられた磁気エネルギ
（電流）は、インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１が並
列共振するエネルギになる。この結果、Ａ点の電圧ＶＣ
１は正弦波状に低下し、やがて零を越えて−ＶＩに近づ
く。これが電圧共振モードである。Ａ点の電位が−ＶＩ
近くになるとダイオードＤ２がオンし、インダクタンス
Ｌ１に残存しているエネルギ（電流）をＬ２，Ｃ２，Ｄ
２を通じてコンデンサＣ４に放出する。しかし、インダ
クタンスＬ１の電流は小さく設定されているので、電流
的には大きな変化とはならず、Ａ点の電位は−ＶＩ近く
の値を維持する。従って、スイッチング素子Ｓ２をその
両端電圧が非常に小さい状態でオンさせる零電圧動作が
可能となり、オン時の損失が極めて小さくて済む。
る間にインダクタンスＬ１に蓄えられた磁気エネルギ
（電流）は、インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１が並
列共振するエネルギになる。この結果、Ａ点の電圧ＶＣ
１は正弦波状に低下し、やがて零を越えて−ＶＩに近づ
く。これが電圧共振モードである。Ａ点の電位が−ＶＩ
近くになるとダイオードＤ２がオンし、インダクタンス
Ｌ１に残存しているエネルギ（電流）をＬ２，Ｃ２，Ｄ
２を通じてコンデンサＣ４に放出する。しかし、インダ
クタンスＬ１の電流は小さく設定されているので、電流
的には大きな変化とはならず、Ａ点の電位は−ＶＩ近く
の値を維持する。従って、スイッチング素子Ｓ２をその
両端電圧が非常に小さい状態でオンさせる零電圧動作が
可能となり、オン時の損失が極めて小さくて済む。
【００１２】スイッチング素子Ｓ２がオンするとインダ
クタンスＬ２，コンデンサＣ２は負側の電流共振を生
じ、図４（ウ）に示すチャージ電流ｉＤ２がダイオード
Ｄ２を通してコンデンサＣ４に流れる。以後はスイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフに従い上述した動作を
繰り返す。この様な共振型の電源装置は、スイッチング
素子の全スイッチング動作が電圧零又は電流零で行われ
るため、スイッチング損失が少なく、回路全体の効率が
極めて高い。また、直列共振電流及び並列共振電圧のい
ずれも単一周波数に近いスペクトラムとなるため、回路
各部の共振ディップと干渉してリンギングあるいはオー
バシュートを生じる可能性が減少し、高調波等の不要輻
射が極めて少ない。
クタンスＬ２，コンデンサＣ２は負側の電流共振を生
じ、図４（ウ）に示すチャージ電流ｉＤ２がダイオード
Ｄ２を通してコンデンサＣ４に流れる。以後はスイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフに従い上述した動作を
繰り返す。この様な共振型の電源装置は、スイッチング
素子の全スイッチング動作が電圧零又は電流零で行われ
るため、スイッチング損失が少なく、回路全体の効率が
極めて高い。また、直列共振電流及び並列共振電圧のい
ずれも単一周波数に近いスペクトラムとなるため、回路
各部の共振ディップと干渉してリンギングあるいはオー
バシュートを生じる可能性が減少し、高調波等の不要輻
射が極めて少ない。
【００１３】図５はトランスＴ１の１次側の自己インダ
クタンスＬ１と漏れインダクタンスＬ２を利用して直列
共振回路Ｌ２，Ｃ２及び並列共振回路Ｌ１，Ｃ１を構成
した実際的な回路図である。コンデンサＣ１（Ｃ２）は
２分の１の容量のコンデンサＣ１／２（Ｃ２／２）を２
個直列に接続して構成される。この様にすると、電圧共
振ループ内にはＬ２，Ｃ２が含まれてしまうが、Ｌ２＜
＜Ｌ１，Ｃ２＞＞Ｃ１の関係にあるため、実際にはＬ
２，Ｃ２の存在が電圧共振に与える影響は無視できる。
トランスＴ１の２次側には４個のダイオードからなる全
波整流回路７が接続され、その整流出力がコンデンサＣ
３で平滑されて負荷ＲＬに供給される。直流電源１は交
流電源を整流して直流化したものでも良いので、この場
合にはＡＣ／ＤＣコンバータになる。
クタンスＬ１と漏れインダクタンスＬ２を利用して直列
共振回路Ｌ２，Ｃ２及び並列共振回路Ｌ１，Ｃ１を構成
した実際的な回路図である。コンデンサＣ１（Ｃ２）は
２分の１の容量のコンデンサＣ１／２（Ｃ２／２）を２
個直列に接続して構成される。この様にすると、電圧共
振ループ内にはＬ２，Ｃ２が含まれてしまうが、Ｌ２＜
＜Ｌ１，Ｃ２＞＞Ｃ１の関係にあるため、実際にはＬ
２，Ｃ２の存在が電圧共振に与える影響は無視できる。
トランスＴ１の２次側には４個のダイオードからなる全
波整流回路７が接続され、その整流出力がコンデンサＣ
３で平滑されて負荷ＲＬに供給される。直流電源１は交
流電源を整流して直流化したものでも良いので、この場
合にはＡＣ／ＤＣコンバータになる。
【００１４】図６の電源装置はこのタイプであり、４個
のダイオードからなる全波整流回路８で交流電源ＡＣを
全波整流してコンデンサＣ５，Ｃ６で平滑する。従っ
て、ここではコンデンサＣ５，Ｃ６の部分が図２の直流
電源１となる。並列共振用の２分割コンデンサＣ１／２
はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列に接続される。直
列共振用のコンデンサＣ２は分割されずにトランスＴ１
の１次巻線に直列に接続されている。図６の構成はＡＣ
１００Ｖ／２００Ｖのいずれにも対応でき、１００Ｖを
選択したときは倍電圧整流構成となる。スイッチング制
御手段６はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を独立して駆動
できるように２系統の独立した駆動制御回路６１，６２
を備える。駆動制御回路６１，６２の出力段はドライブ
素子Ｑ１，Ｑ２であり、この素子Ｑ１，Ｑ２のオンタイ
ミングをＣＲ時定数回路６３，６４で制御し、またオフ
タイミングを前段のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びＣ
Ｒ時定数回路６３´，６４´で制御する。
のダイオードからなる全波整流回路８で交流電源ＡＣを
全波整流してコンデンサＣ５，Ｃ６で平滑する。従っ
て、ここではコンデンサＣ５，Ｃ６の部分が図２の直流
電源１となる。並列共振用の２分割コンデンサＣ１／２
はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列に接続される。直
列共振用のコンデンサＣ２は分割されずにトランスＴ１
の１次巻線に直列に接続されている。図６の構成はＡＣ
１００Ｖ／２００Ｖのいずれにも対応でき、１００Ｖを
選択したときは倍電圧整流構成となる。スイッチング制
御手段６はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を独立して駆動
できるように２系統の独立した駆動制御回路６１，６２
を備える。駆動制御回路６１，６２の出力段はドライブ
素子Ｑ１，Ｑ２であり、この素子Ｑ１，Ｑ２のオンタイ
ミングをＣＲ時定数回路６３，６４で制御し、またオフ
タイミングを前段のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びＣ
Ｒ時定数回路６３´，６４´で制御する。
【００１５】時定数回路６３，６３´，６４，６４´の
入力にはトランスＴ１の巻線Ｕ１，Ｕ２に誘起された交
流成分をそれぞれ正帰還する。駆動制御回路６１，６２
は同じ回路構成であるが、出力段のドライブ素子Ｑ１，
Ｑ２は図４の（カ）（キ）に示したように、共にオフす
る期間を介在させて交互にオンする。即ち、素子Ｓ１が
オンしているときに巻線Ｕ１に誘起される電流で時定数
回路６３´のコンデンサが充電され、やがてその充電電
圧が上昇してトランジスタＱ３をオンさせるとドライブ
素子Ｑ１がオフする。素子Ｑ１がオフし素子Ｓ１がオフ
するとトランスＴ１の１次巻線の誘導により、１次巻線
の両端にかかる電圧が反転し、時定数回路６４，６４´
が充電され始める。回路６４´の時定数は回路６４の時
定数より大きいため、まずドライブ素子Ｑ２がオンにな
り素子Ｓ２がオンになる。その後時定数回路６４´のコ
ンデンサが充電完了しトランジスタＱ４がオンして素子
Ｑ２がオフし素子Ｓ２がオフする。次は素子Ｓ１がオン
する番になるが、以下同様の動作を繰り返す。この回路
動作の詳細は時定数回路６３，６４の動作を除けば本発
明者により出願され、公告された特公平３−１９１４号
に示されている。
入力にはトランスＴ１の巻線Ｕ１，Ｕ２に誘起された交
流成分をそれぞれ正帰還する。駆動制御回路６１，６２
は同じ回路構成であるが、出力段のドライブ素子Ｑ１，
Ｑ２は図４の（カ）（キ）に示したように、共にオフす
る期間を介在させて交互にオンする。即ち、素子Ｓ１が
オンしているときに巻線Ｕ１に誘起される電流で時定数
回路６３´のコンデンサが充電され、やがてその充電電
圧が上昇してトランジスタＱ３をオンさせるとドライブ
素子Ｑ１がオフする。素子Ｑ１がオフし素子Ｓ１がオフ
するとトランスＴ１の１次巻線の誘導により、１次巻線
の両端にかかる電圧が反転し、時定数回路６４，６４´
が充電され始める。回路６４´の時定数は回路６４の時
定数より大きいため、まずドライブ素子Ｑ２がオンにな
り素子Ｓ２がオンになる。その後時定数回路６４´のコ
ンデンサが充電完了しトランジスタＱ４がオンして素子
Ｑ２がオフし素子Ｓ２がオフする。次は素子Ｓ１がオン
する番になるが、以下同様の動作を繰り返す。この回路
動作の詳細は時定数回路６３，６４の動作を除けば本発
明者により出願され、公告された特公平３−１９１４号
に示されている。
【００１６】図６の共振電源は、高効率、低ノイズとい
う利点の他に、トランスＴ１による１次、２次間のアイ
ソレーション特性を有する。この共振電源は負荷変動に
対するレギュレーション機能はない。その代わりに電圧
・電流波形を正弦波状に変化させることができラインノ
イズ，輻射ノイズ等の少ない変換動作を期待できる。図
１のバルク電源部２０は例えば図６の回路構成である。
従って、ａ）１次、２次のフィードバックがないためア
イソレートに有利であり、ｂ）完全なゼロクロスでスイ
ッチング動作が行われるため、低ノイズ、高効率であ
り、ｃ）単一出力でよいため共振動作がより安定し、ラ
インノイズ等を更に低減させて低ノイズ化、高効率化を
図ることができる。
う利点の他に、トランスＴ１による１次、２次間のアイ
ソレーション特性を有する。この共振電源は負荷変動に
対するレギュレーション機能はない。その代わりに電圧
・電流波形を正弦波状に変化させることができラインノ
イズ，輻射ノイズ等の少ない変換動作を期待できる。図
１のバルク電源部２０は例えば図６の回路構成である。
従って、ａ）１次、２次のフィードバックがないためア
イソレートに有利であり、ｂ）完全なゼロクロスでスイ
ッチング動作が行われるため、低ノイズ、高効率であ
り、ｃ）単一出力でよいため共振動作がより安定し、ラ
インノイズ等を更に低減させて低ノイズ化、高効率化を
図ることができる。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、Ａ
Ｃ／ＤＣ変換部によりＡＣ入力から１次ＤＣ出力を生じ
させ、更にこの１次ＤＣ出力から個別のＤＣ／ＤＣ変換
部で各負荷別の２次ＤＣ出力を生じさせる分散供給方式
の電源システムにおいて、 ＡＣ／ＤＣ変換部（バルク
電源部）に高効率、低ノイズ、非定電圧型の共振電源を
用いたので、全体の変換効率を高め、且つラインノイズ
等のノイズ低減を図ることができる。
Ｃ／ＤＣ変換部によりＡＣ入力から１次ＤＣ出力を生じ
させ、更にこの１次ＤＣ出力から個別のＤＣ／ＤＣ変換
部で各負荷別の２次ＤＣ出力を生じさせる分散供給方式
の電源システムにおいて、 ＡＣ／ＤＣ変換部（バルク
電源部）に高効率、低ノイズ、非定電圧型の共振電源を
用いたので、全体の変換効率を高め、且つラインノイズ
等のノイズ低減を図ることができる。
【図１】 この発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】 共振型電源装置の原理構成図である。
【図３】 図２の回路の具体例を示す詳細回路図であ
る。
る。
【図４】 図３の回路の動作波形図である。
【図５】 図２の回路の変形例を示す回路図である。
【図６】 図１のＡＣ／ＤＣ変換部の具体例を示す回路
図である。
図である。
１…直流電源、２…スイッチング手段、３…直流出力手
段、４…直列共振回路、５…並列共振回路、６…タイミ
ング制御手段、１０…交流電源、２０…バルク電源部
（ＡＣ／ＤＣ変換部）、３１〜３５…ＤＣ／ＤＣ変換
部。
段、４…直列共振回路、５…並列共振回路、６…タイミ
ング制御手段、１０…交流電源、２０…バルク電源部
（ＡＣ／ＤＣ変換部）、３１〜３５…ＤＣ／ＤＣ変換
部。
Claims (1)
- 【請求項１】 ２系統の主スイッチング素子を有するス
イッチング手段と、前記主スイッチング素子を共にオフ
させる期間を介在させて交互にオンさせる２系統のドラ
イブ素子を有するタイミング制御手段とを備え、前記主
スイッチング素子のオン期間には電流に対して直列共振
を生じさせ、また前記主スイッチング素子のオフ期間に
は電圧に対して並列共振を生じさせることにより、交流
入力を１次、２次絶縁して高圧直流出力に変換するＡＣ
／ＤＣ変換機能を備えたバルク電源部と、 このバルク電源部の直流出力を受けるように分散配置さ
れた複数の絶縁型又は非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換部とを備
えてなることを特徴とする電源システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3248354A JP2500553B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 電源システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3248354A JP2500553B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 電源システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564446A true JPH0564446A (ja) | 1993-03-12 |
| JP2500553B2 JP2500553B2 (ja) | 1996-05-29 |
Family
ID=17176857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3248354A Expired - Fee Related JP2500553B2 (ja) | 1991-09-02 | 1991-09-02 | 電源システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2500553B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0213262A (ja) * | 1988-05-27 | 1990-01-17 | American Teleph & Telegr Co <Att> | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JPH0318275A (ja) * | 1989-06-15 | 1991-01-25 | Stanley Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1991
- 1991-09-02 JP JP3248354A patent/JP2500553B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0213262A (ja) * | 1988-05-27 | 1990-01-17 | American Teleph & Telegr Co <Att> | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JPH0318275A (ja) * | 1989-06-15 | 1991-01-25 | Stanley Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US10594223B1 (en) | 2013-07-02 | 2020-03-17 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11075583B1 (en) | 2013-07-02 | 2021-07-27 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11705820B2 (en) | 2013-07-02 | 2023-07-18 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2500553B2 (ja) | 1996-05-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |