JPH0563662A - 遠端エコーパスをシミユレートする回路及びエコーキヤンセラ - Google Patents
遠端エコーパスをシミユレートする回路及びエコーキヤンセラInfo
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- JPH0563662A JPH0563662A JP3335333A JP33533391A JPH0563662A JP H0563662 A JPH0563662 A JP H0563662A JP 3335333 A JP3335333 A JP 3335333A JP 33533391 A JP33533391 A JP 33533391A JP H0563662 A JPH0563662 A JP H0563662A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Telephone Function (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 遠端エコー信号システムが周波数オフセット
を有するシステムで用いられる従来のエコーキャンセラ
より構成が簡単である遠端エコーキャンセラを提供する
ことを目的とする。 【構成】 遠端エコーパスは、その伝達関数が二乗余弦
関数であるパルス整形フィルタによって同相及び直交デ
ータ記号を処理することによりＱＡＭを用いる端子でシ
ミュレートされる。同相及び直交データ記号は次にcos
（ωC ＋ωO ）ｔ及びsin （ωC ＋ωO ）ｔにより夫々
乗算され、ここでωC は搬送波周波数であり、ωO は位
相ロックドループにより適合的に決定されるオフセット
周波数である。乗算器からの出力信号は次に加算され、
加算された信号は適合的に決められる実伝達関数を有す
るトランスバーサルフィルタによって処理される。この
フィルタの出力はシミュレートされた遠端エコー信号で
ある。
を有するシステムで用いられる従来のエコーキャンセラ
より構成が簡単である遠端エコーキャンセラを提供する
ことを目的とする。 【構成】 遠端エコーパスは、その伝達関数が二乗余弦
関数であるパルス整形フィルタによって同相及び直交デ
ータ記号を処理することによりＱＡＭを用いる端子でシ
ミュレートされる。同相及び直交データ記号は次にcos
（ωC ＋ωO ）ｔ及びsin （ωC ＋ωO ）ｔにより夫々
乗算され、ここでωC は搬送波周波数であり、ωO は位
相ロックドループにより適合的に決定されるオフセット
周波数である。乗算器からの出力信号は次に加算され、
加算された信号は適合的に決められる実伝達関数を有す
るトランスバーサルフィルタによって処理される。この
フィルタの出力はシミュレートされた遠端エコー信号で
ある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はエコーキャンセラを含む
データ伝達システムに係る。特に、本発明は遠端エコー
が周波数オフセットを含むシステムに使用される遠端エ
コーキャンセラに係る。
データ伝達システムに係る。特に、本発明は遠端エコー
が周波数オフセットを含むシステムに使用される遠端エ
コーキャンセラに係る。
【０００２】
【従来の技術】典型的全二重データ通信システムでは、
局部端子は２つの電話線により少なくとも部分的に形成
される通信チャネルを介して遠隔端子へ同時にデータを
送信し及びそれから受信する。ハイブリッドカプラは入
力及び出力信号を隔離するためにチャネルの各端部に位
置する。ハイブリッドカプラは不完全に動作するので、
局部端子の出力信号は、局部ハイブリッドカプラで一部
が近端エコーの形で反射され、遠隔ハイブリッドカプラ
で一部が遠端エコーの形で反射される。両エコーは局部
端子の入力信号を損ねる。
局部端子は２つの電話線により少なくとも部分的に形成
される通信チャネルを介して遠隔端子へ同時にデータを
送信し及びそれから受信する。ハイブリッドカプラは入
力及び出力信号を隔離するためにチャネルの各端部に位
置する。ハイブリッドカプラは不完全に動作するので、
局部端子の出力信号は、局部ハイブリッドカプラで一部
が近端エコーの形で反射され、遠隔ハイブリッドカプラ
で一部が遠端エコーの形で反射される。両エコーは局部
端子の入力信号を損ねる。
【０００３】近端エコーは局部出力信号に搬送波周波数
で略同一である。従って、それは従来の近端エコーキャ
ンセラにより容易に除去されうる。近端エコーキャンセ
ラは近端エコーを発生した近端エコーパスの伝達関数を
シミュレートする適合直線性トランスバーサルフィルタ
からなる。出力信号はシミュレートされた近端エコー信
号を発生するよう近端エコーキャンセラにより処理され
る。シミュレートされた近端エコー信号は次に近端エコ
ーで損ねられる入力信号から減算される。
で略同一である。従って、それは従来の近端エコーキャ
ンセラにより容易に除去されうる。近端エコーキャンセ
ラは近端エコーを発生した近端エコーパスの伝達関数を
シミュレートする適合直線性トランスバーサルフィルタ
からなる。出力信号はシミュレートされた近端エコー信
号を発生するよう近端エコーキャンセラにより処理され
る。シミュレートされた近端エコー信号は次に近端エコ
ーで損ねられる入力信号から減算される。
【０００４】遠端エコーが例えば周波数オフセットの形
で、元の出力信号に関して連続的にシフティング位相を
有するので、遠端エコーを補正するのは、単純ではな
い。これは信号搬送波周波数をステップアップ及びステ
ップダウンするのに用いられた回路が完全に整合されな
い時に生ずる出力信号の搬送波周波数と遠端エコー信号
の搬送波周波数との間のわずかな違いにより生じる。こ
れは、局部データ端子と遠隔データ端子との間の通信チ
ャネルが衛星ホップを含む時の場合である。変化する位
相により表わされる如く遠端エコー伝達関数の非直線性
のため直線性トランスバーサルフィルタの形の遠端エコ
ーキャンセラは適切に遠端エコー伝達関数をシミュレー
トすることができない（例えば米国特許第４８１３０７
３号参照）。
で、元の出力信号に関して連続的にシフティング位相を
有するので、遠端エコーを補正するのは、単純ではな
い。これは信号搬送波周波数をステップアップ及びステ
ップダウンするのに用いられた回路が完全に整合されな
い時に生ずる出力信号の搬送波周波数と遠端エコー信号
の搬送波周波数との間のわずかな違いにより生じる。こ
れは、局部データ端子と遠隔データ端子との間の通信チ
ャネルが衛星ホップを含む時の場合である。変化する位
相により表わされる如く遠端エコー伝達関数の非直線性
のため直線性トランスバーサルフィルタの形の遠端エコ
ーキャンセラは適切に遠端エコー伝達関数をシミュレー
トすることができない（例えば米国特許第４８１３０７
３号参照）。
【０００５】従って、従来の遠端エコーキャンセラは全
く複雑である。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）がデー
タ記号をωC ／２πの搬送波周波数に変調するのに用い
られる場合には、遠端エコーパスをシミュレートする従
来の遠端エコーキャンセラは、４つのトランスバーサル
フィルタからなり、その後に２つの加算器が続き、次に
２つの逓倍器が続き、次に別な加算器が続く。この遠端
エコーキャンセラの欠陥は非常に複雑であるということ
である。
く複雑である。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）がデー
タ記号をωC ／２πの搬送波周波数に変調するのに用い
られる場合には、遠端エコーパスをシミュレートする従
来の遠端エコーキャンセラは、４つのトランスバーサル
フィルタからなり、その後に２つの加算器が続き、次に
２つの逓倍器が続き、次に別な加算器が続く。この遠端
エコーキャンセラの欠陥は非常に複雑であるということ
である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、遠端エコー信号システムが周波数オフセットを有す
るシステムで用いられる上記の従来のエコーキャンセラ
より構成が簡単である遠端エコーキャンセラを提供する
ことである。更に、本発明の目的はＱＡＭを用いる通信
システム用の簡単な構成の遠端エコーキャンセラを提供
することである。
は、遠端エコー信号システムが周波数オフセットを有す
るシステムで用いられる上記の従来のエコーキャンセラ
より構成が簡単である遠端エコーキャンセラを提供する
ことである。更に、本発明の目的はＱＡＭを用いる通信
システム用の簡単な構成の遠端エコーキャンセラを提供
することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の例示の実施例に
よると、遠端エコーパスは、その伝達関数が例えば二乗
余弦関数であるパルス整形フィルタによって同相及び直
交データ記号を処理することによりＱＡＭを用いる端子
でシミュレートされる。同相及び直交データ記号は次に
cos （ωC ＋ωO ）ｔ及びsin （ωC ＋ωO ）ｔにより
夫々乗算され、ここでωC はＱＡＭにより用いられた搬
送波周波数であり、ωO は位相ロックドループにより適
合的に決定されるオフセット周波数である。乗算器から
の出力信号は次に加算器を用いて加算され、加算された
信号は次に適合的に決定される実伝達関数を有するトラ
ンスバーサルフィルタによって処理される。このフィル
タの出力はシミュレートされた遠端エコー信号である。
よると、遠端エコーパスは、その伝達関数が例えば二乗
余弦関数であるパルス整形フィルタによって同相及び直
交データ記号を処理することによりＱＡＭを用いる端子
でシミュレートされる。同相及び直交データ記号は次に
cos （ωC ＋ωO ）ｔ及びsin （ωC ＋ωO ）ｔにより
夫々乗算され、ここでωC はＱＡＭにより用いられた搬
送波周波数であり、ωO は位相ロックドループにより適
合的に決定されるオフセット周波数である。乗算器から
の出力信号は次に加算器を用いて加算され、加算された
信号は次に適合的に決定される実伝達関数を有するトラ
ンスバーサルフィルタによって処理される。このフィル
タの出力はシミュレートされた遠端エコー信号である。
【０００８】パルス整形フィルタが典型的に送信器に組
み込まれるので、エコーキャンセラは単に２つの乗算器
と、１つの加算器と、１つのトランスバーサルフィルタ
を用いて実現される。これは、上記の従来の遠端エコー
キャンセラより更に単純である。
み込まれるので、エコーキャンセラは単に２つの乗算器
と、１つの加算器と、１つのトランスバーサルフィルタ
を用いて実現される。これは、上記の従来の遠端エコー
キャンセラより更に単純である。
【０００９】
【実施例】図１は通信システム１を概略的に示す。シス
テムは局部端子１０と遠隔端子１０’とからなる。局部
端子１０はデータを通信チャネル１２を介して遠隔端子
１０’へ送りまたそれから受ける。チャネル１２は２つ
の電話線により部分的に形成される。しかし、チャネル
１２の一部は衛星ホップのような他の通信媒体により形
成されうる。
テムは局部端子１０と遠隔端子１０’とからなる。局部
端子１０はデータを通信チャネル１２を介して遠隔端子
１０’へ送りまたそれから受ける。チャネル１２は２つ
の電話線により部分的に形成される。しかし、チャネル
１２の一部は衛星ホップのような他の通信媒体により形
成されうる。
【００１０】端子１０から送信さるべきデータ記号は送
信器１４に線１１を介して到る。送信器１４でデータ記
号は、例えば直交振幅変調を用いる搬送波に変調され
る。変調された搬送波信号は次にライン１７を介してハ
イブリッドカプラ１６に送られる。ハイブリッドカプラ
１６は通信チャネル１２の一部を形成する２つの電線１
３に変調された搬送波信号を送る。
信器１４に線１１を介して到る。送信器１４でデータ記
号は、例えば直交振幅変調を用いる搬送波に変調され
る。変調された搬送波信号は次にライン１７を介してハ
イブリッドカプラ１６に送られる。ハイブリッドカプラ
１６は通信チャネル１２の一部を形成する２つの電線１
３に変調された搬送波信号を送る。
【００１１】同様に、遠隔端子１０’で、送信器１４’
はライン１１’を介してデータ記号を受信し、サンプル
を搬送波に変調する。変調された搬送波は次にライン１
７’を介してハイブリッドカプラ１６’に供給される。
ハイブリッドカプラ１６’は変調された搬送波信号を２
つのチャネル１２の一部を形成する電線１３’に送る。
従って、２つの電線１３及び１３’は各出力変調信号と
入力変調信号の両方を伝送する。
はライン１１’を介してデータ記号を受信し、サンプル
を搬送波に変調する。変調された搬送波は次にライン１
７’を介してハイブリッドカプラ１６’に供給される。
ハイブリッドカプラ１６’は変調された搬送波信号を２
つのチャネル１２の一部を形成する電線１３’に送る。
従って、２つの電線１３及び１３’は各出力変調信号と
入力変調信号の両方を伝送する。
【００１２】局部端子１０で、ハイブリッド１６は２つ
の電線１３の入力信号をライン２７を介して加算器１
８，１９及び受信器２２に送る。同時に、遠隔端子１
０’でハイブリッド１６’は２つの電線１３’の入力信
号をライン２７’を介して加算器１８’，１９’及び受
信器２２’に送る。加算器１８，１９及び１８’，１
９’は下記の方法でエコーキャンセラのために用いられ
る。エコーキャンセルの後、受信器２２及び２２’はラ
イン３１及び３１’に夫々出力データ記号を提供するよ
う受信された変調搬送波信号を変調する。
の電線１３の入力信号をライン２７を介して加算器１
８，１９及び受信器２２に送る。同時に、遠隔端子１
０’でハイブリッド１６’は２つの電線１３’の入力信
号をライン２７’を介して加算器１８’，１９’及び受
信器２２’に送る。加算器１８，１９及び１８’，１
９’は下記の方法でエコーキャンセラのために用いられ
る。エコーキャンセルの後、受信器２２及び２２’はラ
イン３１及び３１’に夫々出力データ記号を提供するよ
う受信された変調搬送波信号を変調する。
【００１３】ハイブリッド１６及び１６’でのインピー
ダンス不整合のような不完全性のため、エコーは図１の
システム１で発生される。従って、端子１０のライン１
７上の出力変調搬送波の一部は、ハイブリッド１６によ
り２つの電線１３へよりむしろライン２７へ実際に送信
される。同様に端子１０で生じるこれと同じ信号の一部
はハイブリッド１６’で２つの電話線１３’で反射し戻
される。従って、端子１０のライン２７の入力変調信号
は、端子１０’の送信器１４により生じた入力信号ｓ
（Ｋ）と、送信器１４により発生された信号を２つの電
線１３に不完全に結合するハイブリッド１６により生じ
た近端エコーｅn （Ｋ）と、２つの電話線１３’の入力
信号をハイブリッド１６’によりライン２７’に不完全
に結合する結果生じる遠端エコーｅf （Ｋ）とからな
る。
ダンス不整合のような不完全性のため、エコーは図１の
システム１で発生される。従って、端子１０のライン１
７上の出力変調搬送波の一部は、ハイブリッド１６によ
り２つの電線１３へよりむしろライン２７へ実際に送信
される。同様に端子１０で生じるこれと同じ信号の一部
はハイブリッド１６’で２つの電話線１３’で反射し戻
される。従って、端子１０のライン２７の入力変調信号
は、端子１０’の送信器１４により生じた入力信号ｓ
（Ｋ）と、送信器１４により発生された信号を２つの電
線１３に不完全に結合するハイブリッド１６により生じ
た近端エコーｅn （Ｋ）と、２つの電話線１３’の入力
信号をハイブリッド１６’によりライン２７’に不完全
に結合する結果生じる遠端エコーｅf （Ｋ）とからな
る。
【００１４】近端エコーｅn （Ｋ）と遠端エコーｅ
f （Ｋ）を除去するため、端子１０は近端エコーキャン
セラ２０及び遠端エコーキャンセラ３０を含む。近端エ
コーキャンセラ２０は近端エコー信号ｅn （Ｋ）のシミ
ュレーションである信号
f （Ｋ）を除去するため、端子１０は近端エコーキャン
セラ２０及び遠端エコーキャンセラ３０を含む。近端エ
コーキャンセラ２０は近端エコー信号ｅn （Ｋ）のシミ
ュレーションである信号
【００１５】
【数１】
【００１６】を発生する。遠端エコーキャンセラ３０は
遠端エコー信号ｅf（Ｋ）のシミュレーションである信
号
遠端エコー信号ｅf（Ｋ）のシミュレーションである信
号
【００１７】
【数２】
【００１８】を発生する。ライン２６に信号ｙ（Ｋ）＝
ｓ（Ｋ）＋ｅn （Ｋ）を生じるようライン２７の信号か
ら
ｓ（Ｋ）＋ｅn （Ｋ）を生じるようライン２７の信号か
ら
【００１９】
【数３】
【００２０】を減算するのに加算器１８が用いられる。
加算器１９は、ライン２８に信号ｓ（Ｋ）を生じるよう
ｙ（Ｋ）から
加算器１９は、ライン２８に信号ｓ（Ｋ）を生じるよう
ｙ（Ｋ）から
【００２１】
【数４】
【００２２】を減算するのに用いられる。
【００２３】遠隔端子１０’のライン２７’の信号が近
端及び遠端エコーによっても損われることは注目すべき
である。これらのエコーをキャンセルするため、遠隔端
子１０’も遠端エコーキャンセラ３０と同等の遠端エコ
ーキャンセラ３０’と、近端エコーキャンセラ２０に同
等の近端エコーキャンセラ２０’とを含む。
端及び遠端エコーによっても損われることは注目すべき
である。これらのエコーをキャンセルするため、遠隔端
子１０’も遠端エコーキャンセラ３０と同等の遠端エコ
ーキャンセラ３０’と、近端エコーキャンセラ２０に同
等の近端エコーキャンセラ２０’とを含む。
【００２４】上述の如く、近端エコーは局部出力信号と
搬送波周波数で略同じである。このために、近端エコー
キャンセラ２０は、近端エコーパスの伝達関数をシミュ
レートする直線性トランスバーサルフィルタからなる。
遠端エコーのキャンセルは遠端エコーが周波数オフセッ
トを有するので単純ではない。
搬送波周波数で略同じである。このために、近端エコー
キャンセラ２０は、近端エコーパスの伝達関数をシミュ
レートする直線性トランスバーサルフィルタからなる。
遠端エコーのキャンセルは遠端エコーが周波数オフセッ
トを有するので単純ではない。
【００２５】図２は送信器１４をより詳細に示す。送信
器１４は直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いる。
器１４は直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いる。
【００２６】送信器１４はスプリッタ５０で送信さるべ
き一連の記号Ｘ（Ｋ）を受ける。ここで用いられた如
く、Ｋ＝０，１，２，…は時間ｔ＝ＫＴに対応する離散
的変数であり、ここでＴはサンプリング間隔である。ス
プリッタ５０は記号Ｘ（Ｋ）を同相記号ａ（Ｋ）と直交
記号ｂ（Ｋ）に分離する。記号ａ（Ｋ）とｂ（Ｋ）は次
に伝達関数ｇ（Ｋ）を有するパルス整形フィルタ５１に
より処理される。フィルタｇ（Ｋ）は、周波数領域の周
波数スペクトルを制限し、時間領域の符号間干渉を減少
するのに用いられるパルス整形フィルタである。実例と
して、伝達関数ｇ（Ｋ）は二乗余弦関数である。ＱＡＭ
変調器５２は２つの逓倍器５３と１つの加算器５４から
なる。変調器５２の出力は記号Ｘ（Ｋ）であり、ここで
Ｘ（Ｋ）＝ａ（Ｋ）cos ωC ｔ＋ｂ（Ｋ）sin ωC ｔで
あり、ωC ／２πは搬送波周波数である。
き一連の記号Ｘ（Ｋ）を受ける。ここで用いられた如
く、Ｋ＝０，１，２，…は時間ｔ＝ＫＴに対応する離散
的変数であり、ここでＴはサンプリング間隔である。ス
プリッタ５０は記号Ｘ（Ｋ）を同相記号ａ（Ｋ）と直交
記号ｂ（Ｋ）に分離する。記号ａ（Ｋ）とｂ（Ｋ）は次
に伝達関数ｇ（Ｋ）を有するパルス整形フィルタ５１に
より処理される。フィルタｇ（Ｋ）は、周波数領域の周
波数スペクトルを制限し、時間領域の符号間干渉を減少
するのに用いられるパルス整形フィルタである。実例と
して、伝達関数ｇ（Ｋ）は二乗余弦関数である。ＱＡＭ
変調器５２は２つの逓倍器５３と１つの加算器５４から
なる。変調器５２の出力は記号Ｘ（Ｋ）であり、ここで
Ｘ（Ｋ）＝ａ（Ｋ）cos ωC ｔ＋ｂ（Ｋ）sin ωC ｔで
あり、ωC ／２πは搬送波周波数である。
【００２７】記号Ｘ（Ｋ）は通過帯域フィルタ５５及び
次にハイブリッド１６に送信される。ある場合には、パ
ルス整形フィルタ５１は、変調器５２が続き、通過帯域
フィルタ５５の前に位置してもよい。更に、アナログデ
ィジタル変換器（図示せず）は通過帯域フィルタ５５の
前の送信器に含まれてよい。
次にハイブリッド１６に送信される。ある場合には、パ
ルス整形フィルタ５１は、変調器５２が続き、通過帯域
フィルタ５５の前に位置してもよい。更に、アナログデ
ィジタル変換器（図示せず）は通過帯域フィルタ５５の
前の送信器に含まれてよい。
【００２８】遠端エコーパスをシミュレートする従来の
回路を図３に示す。この回路は、３つの段階、即ち、第
１のロテータ段階６０と、一組の交差結合トランスバー
サルフィルタ７０と、後のロテータ段階８０とからな
る。ロテータ段階６０は直交及び同相データ記号ａ
（Ｋ），ｂ（Ｋ）を受信し、記号ａ’（Ｋ），ｂ’
（Ｋ）を出力する。ロテータ６０はａ（Ｋ）をsin ωC
ｔとcos ωC ｔにより乗算し、ｂ（Ｋ）をsin ωC ｔと
cos ωC ｔにより乗算する４つの逓倍器６２からなる。
ロテータ６０は２つの加算器６４も含む。
回路を図３に示す。この回路は、３つの段階、即ち、第
１のロテータ段階６０と、一組の交差結合トランスバー
サルフィルタ７０と、後のロテータ段階８０とからな
る。ロテータ段階６０は直交及び同相データ記号ａ
（Ｋ），ｂ（Ｋ）を受信し、記号ａ’（Ｋ），ｂ’
（Ｋ）を出力する。ロテータ６０はａ（Ｋ）をsin ωC
ｔとcos ωC ｔにより乗算し、ｂ（Ｋ）をsin ωC ｔと
cos ωC ｔにより乗算する４つの逓倍器６２からなる。
ロテータ６０は２つの加算器６４も含む。
【００２９】１組のトランスバーサルフィルタ７０は伝
達関数ｃ（Ｋ），ｄ（Ｋ），ｄ（Ｋ）及びｃ（Ｋ）を夫
々有する４つの交差結合線形トランスバーサルフィルタ
７１，７２，７３，７４からなる。伝達関数の係数は従
来の方法で適合的に決められる。フィルタ７１及び７３
の出力は加算器７５を用いて結合され、フィルタ７２及
び７４の出力は加算器７６を用いて結合される。
達関数ｃ（Ｋ），ｄ（Ｋ），ｄ（Ｋ）及びｃ（Ｋ）を夫
々有する４つの交差結合線形トランスバーサルフィルタ
７１，７２，７３，７４からなる。伝達関数の係数は従
来の方法で適合的に決められる。フィルタ７１及び７３
の出力は加算器７５を用いて結合され、フィルタ７２及
び７４の出力は加算器７６を用いて結合される。
【００３０】ロテータ８０はオフセット周波数ωO ／２
πで信号を回転させるのに用いられる。オフセット周波
数は位相ロックドループ回路８１を用いて適合的に決め
られる。乗算器８２は加算器７５の出力をcos ωO ｔで
乗算し、乗算器８３は加算器７６の出力をsin ωO ｔで
乗算する。乗算器８２及び８３の出力はシミュレートさ
れた遠端エコー信号
πで信号を回転させるのに用いられる。オフセット周波
数は位相ロックドループ回路８１を用いて適合的に決め
られる。乗算器８２は加算器７５の出力をcos ωO ｔで
乗算し、乗算器８３は加算器７６の出力をsin ωO ｔで
乗算する。乗算器８２及び８３の出力はシミュレートさ
れた遠端エコー信号
【００３１】
【数５】
【００３２】を発生するよう加算器８４を用いて加算さ
れる。
れる。
【００３３】図３の回路は図１の遠端エコーキャンセラ
３０を実施するのに用いられる。しかし、４つのトラン
スバーサルフィルタ７１，７２，７３，７４と、３つの
加算器７５，７６，８４と２つの乗算器８２，８３とか
らなるこのエコーキャンセラは複雑である。
３０を実施するのに用いられる。しかし、４つのトラン
スバーサルフィルタ７１，７２，７３，７４と、３つの
加算器７５，７６，８４と２つの乗算器８２，８３とか
らなるこのエコーキャンセラは複雑である。
【００３４】本発明によって、遠端エコーパスをシミュ
レートする回路は図３に示す遠端エコーパスをシミュレ
ートする従来回路と比べて簡単である。本発明による遠
端エコーパスをシミュレートする回路を図４に示す。図
４では遠端エコーパスはパルス整形フィルタ５１を直交
及び同相記号ａ（Ｋ）及びｂ（Ｋ）に印加することでシ
ミュレート化される。記号ａ（Ｋ）は次に乗算器９０を
用いてcos （ωC ＋ω O ）ｔで乗算され、記号ｂ（Ｋ）
は乗算器９１を用いてsin （ωC ＋ωO ）ｔで乗算され
る。この場合に、ωC ／２πは搬送波周波数であり、ω
O ／２πは位相ロックドループ回路９２を用いて適合的
に決められるオフセット周波数である。乗算器９０及び
９２の出力は信号ｑ（Ｋ）を発生するよう加算器９４を
用いて加算される。信号ｑ（Ｋ）は伝達関数ｆ（Ｋ）を
有する単一線形トランスバーサルフィルタ１００で処理
される。この線形トランスバーサルフィルタの係数は最
小二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いて適合的に決め
られる。フィルタ１００の出力は推定遠端エコー信号
レートする回路は図３に示す遠端エコーパスをシミュレ
ートする従来回路と比べて簡単である。本発明による遠
端エコーパスをシミュレートする回路を図４に示す。図
４では遠端エコーパスはパルス整形フィルタ５１を直交
及び同相記号ａ（Ｋ）及びｂ（Ｋ）に印加することでシ
ミュレート化される。記号ａ（Ｋ）は次に乗算器９０を
用いてcos （ωC ＋ω O ）ｔで乗算され、記号ｂ（Ｋ）
は乗算器９１を用いてsin （ωC ＋ωO ）ｔで乗算され
る。この場合に、ωC ／２πは搬送波周波数であり、ω
O ／２πは位相ロックドループ回路９２を用いて適合的
に決められるオフセット周波数である。乗算器９０及び
９２の出力は信号ｑ（Ｋ）を発生するよう加算器９４を
用いて加算される。信号ｑ（Ｋ）は伝達関数ｆ（Ｋ）を
有する単一線形トランスバーサルフィルタ１００で処理
される。この線形トランスバーサルフィルタの係数は最
小二乗法（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いて適合的に決め
られる。フィルタ１００の出力は推定遠端エコー信号
【００３５】
【数６】
【００３６】である。
【００３７】フィルタ５１が図２に示す如く送信器に含
まれることは注目されるべきである。従って、遠端エコ
ーキャンセラ（図１の素子３０参照）は２つの乗算器９
０，９１と、１つの加算器９４と、単一線形トランスバ
ーサルフィルタ１００とを用いて実現されうる。これは
図３に示す従来の遠端エコーキャンセラにより更に単純
である。
まれることは注目されるべきである。従って、遠端エコ
ーキャンセラ（図１の素子３０参照）は２つの乗算器９
０，９１と、１つの加算器９４と、単一線形トランスバ
ーサルフィルタ１００とを用いて実現されうる。これは
図３に示す従来の遠端エコーキャンセラにより更に単純
である。
【００３８】フィルタ１００の動作は以下の詳細な説明
で理解されよう。推定遠端エコー信号ｅf （Ｋ）は下式
で決定される。
で理解されよう。推定遠端エコー信号ｅf （Ｋ）は下式
で決定される。
【００３９】
【数７】
【００４０】ここで、ｆi （Ｋ）は線形トランスバーサ
ルフィルタ１００の係数であり、ｎはその係数の数を表
わす整数である。係数は下記の如くＬＭＳアルゴリズム
により決定される。
ルフィルタ１００の係数であり、ｎはその係数の数を表
わす整数である。係数は下記の如くＬＭＳアルゴリズム
により決定される。
【００４１】
【数８】
【００４２】ここで、μはステップサイズであり、ｙ
（Ｋ）は図１のライン２６上の信号である。
（Ｋ）は図１のライン２６上の信号である。
【００４３】図３及び図４に示す遠端エコーパスをシミ
ュレートする２つの方法の間の数学的関係は図５の
（Ａ）と（Ｂ）と関連して理解されうる。図５の（Ａ）
と（Ｂ）では、二重矢印線は複素量を表わし、単一矢印
線は実量を示す。
ュレートする２つの方法の間の数学的関係は図５の
（Ａ）と（Ｂ）と関連して理解されうる。図５の（Ａ）
と（Ｂ）では、二重矢印線は複素量を表わし、単一矢印
線は実量を示す。
【００４４】図３の遠端エコーパスシミュレータ回路を
図５の（Ａ）に再び示す。図５の（Ａ）では、図３のロ
テータ段階６０はＡ（Ｋ）＝ａ（Ｋ）＋ｊｂ（Ｋ），
Ａ’（Ｋ）＝ａ’（Ｋ）＋ｊｂ（Ｋ）及び
図５の（Ａ）に再び示す。図５の（Ａ）では、図３のロ
テータ段階６０はＡ（Ｋ）＝ａ（Ｋ）＋ｊｂ（Ｋ），
Ａ’（Ｋ）＝ａ’（Ｋ）＋ｊｂ（Ｋ）及び
【００４５】
【数９】
【００４６】であるよう複合変調器１１０で表わされ
る。
る。
【００４７】図３のトランスバーサルフィルタ段階７０
はその伝達関数がμ（Ｋ）＝ｃ（Ｋ）＋ｊｄ（Ｋ）であ
る複合トランスバーサルフィルタ１１２により図５の
（Ａ）に示される。同様に、図３のロテータ段８０は複
合変調器１１４で示される。シミュレートされた遠端エ
コー
はその伝達関数がμ（Ｋ）＝ｃ（Ｋ）＋ｊｄ（Ｋ）であ
る複合トランスバーサルフィルタ１１２により図５の
（Ａ）に示される。同様に、図３のロテータ段８０は複
合変調器１１４で示される。シミュレートされた遠端エ
コー
【００４８】
【数１０】
【００４９】を得るため、複合変調器１１４の出力の実
部は図３の加算部８４に対応する回路１１６を用いて得
られる。
部は図３の加算部８４に対応する回路１１６を用いて得
られる。
【００５０】本発明の遠端エコーパスシミュレーション
回路を図５の（Ｂ）に再び示す。図４の実フィルタ５１
は伝達関数ｇ（Ｋ）を有する複合フィルタ２１２により
図５の（Ｂ）に示される。乗算器９０及び９１は複合変
調器２１４で示され、加算器９４は信号ｑ（Ｋ）を発生
するよう複合変調器２１４の出力の実部をとる回路２１
６で示される。図４の如く、信号ｑ（Ｋ）はフィルタ１
００で処理される。図５の（Ａ）と（Ｂ）の回路は、フ
ィルタ１００が、下式のような伝達関数ｆ（Ｋ）を有す
る時、同じ出力信号
回路を図５の（Ｂ）に再び示す。図４の実フィルタ５１
は伝達関数ｇ（Ｋ）を有する複合フィルタ２１２により
図５の（Ｂ）に示される。乗算器９０及び９１は複合変
調器２１４で示され、加算器９４は信号ｑ（Ｋ）を発生
するよう複合変調器２１４の出力の実部をとる回路２１
６で示される。図４の如く、信号ｑ（Ｋ）はフィルタ１
００で処理される。図５の（Ａ）と（Ｂ）の回路は、フ
ィルタ１００が、下式のような伝達関数ｆ（Ｋ）を有す
る時、同じ出力信号
【００５１】
【数１１】
【００５２】を生じる。
【００５３】
【数１２】
【００５４】要するに、ＱＡＭを用い周波数オフセット
を有するシステム用遠端エコーキャンセラを開示した。
本発明の遠端エコーキャンセラは周波数オフセットを有
するＱＡＭシステムに使用する従来の遠端エコーキャン
セラより更に簡単である。最後に、本発明の上記の実施
例は単に例示のためである。当業者であれば多くの他の
実施例を特許請求の範囲及び精神から逸脱することなく
考えられる。
を有するシステム用遠端エコーキャンセラを開示した。
本発明の遠端エコーキャンセラは周波数オフセットを有
するＱＡＭシステムに使用する従来の遠端エコーキャン
セラより更に簡単である。最後に、本発明の上記の実施
例は単に例示のためである。当業者であれば多くの他の
実施例を特許請求の範囲及び精神から逸脱することなく
考えられる。
【図１】遠端エコーキャンセラを含む通信システムを概
略的に示す。
略的に示す。
【図２】図１の通信システムで用いられる送信器を概略
的に示す。
的に示す。
【図３】図１の通信システムで用いられる従来の遠端エ
コーキャンセラを示す。
コーキャンセラを示す。
【図４】本発明の実施例により図１のシステムで用いら
れる遠端エコーキャンセラを示す。
れる遠端エコーキャンセラを示す。
【図５】（Ａ）と（Ｂ）は図３及び図４のエコーキャン
セラとの間の数学的関係を示す。
セラとの間の数学的関係を示す。
１ 通信システム １０ 局部端子 １０’ 遠隔端子 １１，１１’，１７，１７’，２６，２７，２７’，２
８，３１，３１’ ライン １２ 通信チャネル １３，１３’ 電話線 １４ 送信器 １６，１６’ ハイブリッドカプラ １８，１８’，１９，１９’ 加算器 ２０ 近端エコーキャンセラ ２２，２２’ 受信器 ３０ 遠端エコーキャンセラ ５０ スプリッタ ５１ パルス整形フィルタ ５２ ＱＡＭ変調器 ５３，６２，８２，８３，９０，９１ 乗算器 ５４，７５，７６，８４，９４ 加算器 ５５ 通過帯域フィルタ ６０ ロテータ段 ７０，７１，７２，７３，７４ 交差結合トランスバー
サルフィルタ ８０ 復ロテータ段 ８１，９２ 位相ロックドループ回路 １００ 単一線形トランスバーサルフィルタ １１０，１１４，２１４ 複合変調器 １１２ 複合トランスバーサルフィルタ ２１２ 複合フィルタ ２１６ 回路
８，３１，３１’ ライン １２ 通信チャネル １３，１３’ 電話線 １４ 送信器 １６，１６’ ハイブリッドカプラ １８，１８’，１９，１９’ 加算器 ２０ 近端エコーキャンセラ ２２，２２’ 受信器 ３０ 遠端エコーキャンセラ ５０ スプリッタ ５１ パルス整形フィルタ ５２ ＱＡＭ変調器 ５３，６２，８２，８３，９０，９１ 乗算器 ５４，７５，７６，８４，９４ 加算器 ５５ 通過帯域フィルタ ６０ ロテータ段 ７０，７１，７２，７３，７４ 交差結合トランスバー
サルフィルタ ８０ 復ロテータ段 ８１，９２ 位相ロックドループ回路 １００ 単一線形トランスバーサルフィルタ １１０，１１４，２１４ 複合変調器 １１２ 複合トランスバーサルフィルタ ２１２ 複合フィルタ ２１６ 回路
Claims (8)
- 【請求項１】 同相及び直交データ記号を濾波するパル
ス整形フィルタ手段と、 該パルス整形フィルタ手段と通信し、該濾波された同相
及び直交データ記号をcos （ωC ＋ωO ）ｔ及びsin
（ωC ＋ωO ）ｔにより夫々乗算し、ここでωC は搬送
波周波数であり、ωO は該遠端エコーパスの可変オフセ
ット周波数である、 第１及び第２の乗算手段と、 該第１及び第２の乗算手段の出力を加算する加算器と、 該加算手段と通信し、シミュレートされた遠端エコー信
号を出力する適合的に決定された伝達関数を有する単一
トランスバーサルフィルタとからなる、直交振幅変調を
用いる通信システムでの遠端エコーパスをシミュレート
する回路。 - 【請求項２】 該パルス整形フィルタ手段は二乗余弦伝
達関数を有する請求項１記載の回路。 - 【請求項３】 該回路は該オフセット周波数ωO を適合
的に決定する手段を含む請求項１記載の回路。 - 【請求項４】 該オフセット周波数を決める該手段はフ
ェーズロックドループからなる請求項３記載の回路。 - 【請求項５】 該トランスバーサルフィルタの伝達関数
は適合最小平均二乗アルゴリズムを用いて決定される請
求項１記載の回路。 - 【請求項６】 パルス整形フィルタにより処理した後同
相及び直交データ記号を受け、第１及び第２の乗算され
た信号を発生するよう該濾波された同相及び直交データ
記号を夫々cos （ωC ＋ωO ）ｔ及びsin （ωC ＋
ωO ）ｔで乗算し、ここでωC は搬送波周波数であり、
ωO は該通信システムの遠端エコーパスの可変オフセッ
ト周波数である乗算手段と、 第１及び第２の乗算された信号を加算する加算手段と、 該加算手段と通信して、シミュレートされた遠端エコー
信号を出力する、適合的に決定された伝達関数を有する
単一トランスバーサルフィルタとからなる、直交振幅変
調を用いる通信システムにて使用されるエコーキャンセ
ラ。 - 【請求項７】 パルス整形フィルタ手段を用いる同相及
び直交データ記号を濾波し、 該パルス整形フィルタ手段により濾波した後、第１及び
第２の乗算された信号を発生するよう該濾波された同相
及び直交データ記号をcos （ωC ＋ωO ）ｔ及びsin
（ωC ＋ωO ）ｔで夫々乗算し、ここでωC は搬送波周
波数であり、ωO は該遠端エコーパスの可変のオフセッ
ト周波数であり、 第１及び第２の乗算された信号を加算し、シミュレート
された遠端エコー信号を得るよう加算された信号を適合
的に決定された伝達関数を有する単一フィルタで処理す
る段階からなる、直交振幅変調を用いる通信システムで
の遠端エコーパスをシミュレートする方法。 - 【請求項８】 データ記号を濾波するパルス整形フィル
タと、 パルス整形フィルタと通信し、データ記号をその周波数
が該遠端エコーパスの搬送波周波数と可変オフセット周
波数の加算である正弦波信号で乗算する乗算器と、 乗算器の出力信号の実数部を得る手段と、 適合的に決定された伝達関数を有し、シミュレートされ
た遠端エコー信号を出力するよう乗算器出力信号の実数
部を濾波する単一フィルタとからなる、通信システムで
の遠端エコーパスをシミュレートする回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/750,642 US5303228A (en) | 1991-08-27 | 1991-08-27 | A far-end echo canceller with a digital filter for simulating a far end echo containing a frequency offset |
| US750642 | 1991-08-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563662A true JPH0563662A (ja) | 1993-03-12 |
| JPH0793606B2 JPH0793606B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=25018677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3335333A Expired - Lifetime JPH0793606B2 (ja) | 1991-08-27 | 1991-12-18 | 遠端エコーパスをシミュレートする回路及びエコーキャンセラ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5303228A (ja) |
| EP (1) | EP0529144B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0793606B2 (ja) |
| AT (1) | ATE176562T1 (ja) |
| DE (1) | DE69130863T2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19724077A1 (de) * | 1997-06-07 | 1998-12-10 | Philips Patentverwaltung | Digitaler Daten-Kodierer und Verfahren zur Datenkodierung |
| US6477492B1 (en) | 1999-06-15 | 2002-11-05 | Cisco Technology, Inc. | System for automated testing of perceptual distortion of prompts from voice response systems |
| US6999560B1 (en) | 1999-06-28 | 2006-02-14 | Cisco Technology, Inc. | Method and apparatus for testing echo canceller performance |
| US6917252B1 (en) | 2003-04-28 | 2005-07-12 | Adam S. Wyszynski | Fully integrated automatically-tuned RF and IF active bandpass filters |
| US7680250B1 (en) | 2004-11-24 | 2010-03-16 | Interactive Quality Services | Interactive method and system of testing an automated call telephonic communication system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0321122A (ja) * | 1989-06-19 | 1991-01-29 | Oki Electric Ind Co Ltd | 全２重モデム用エコーキャンセラ回路 |
| JPH0329424A (ja) * | 1989-06-27 | 1991-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | ハンズフリー電話用エコーキャンセラ回路 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3422828A1 (de) * | 1984-06-20 | 1986-01-02 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Datenempfaenger fuer aufgezeichnete daten |
| NL8600816A (nl) * | 1986-03-28 | 1987-10-16 | At & T & Philips Telecomm | Adaptief transversaal filter. |
| US4813073A (en) * | 1987-07-02 | 1989-03-14 | Codex Corporation | Echo cancellation |
| US5084866A (en) * | 1990-04-10 | 1992-01-28 | Level One Communications, Inc. | Transversal filter echo canceller |
| US5189664A (en) * | 1991-02-19 | 1993-02-23 | Silicon Systems, Inc. | Listener echo cancellation |
-
1991
- 1991-08-27 US US07/750,642 patent/US5303228A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-04 AT AT91114911T patent/ATE176562T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-09-04 DE DE69130863T patent/DE69130863T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-09-04 EP EP91114911A patent/EP0529144B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-12-18 JP JP3335333A patent/JPH0793606B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0321122A (ja) * | 1989-06-19 | 1991-01-29 | Oki Electric Ind Co Ltd | 全２重モデム用エコーキャンセラ回路 |
| JPH0329424A (ja) * | 1989-06-27 | 1991-02-07 | Oki Electric Ind Co Ltd | ハンズフリー電話用エコーキャンセラ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69130863T2 (de) | 1999-06-10 |
| EP0529144B1 (en) | 1999-02-03 |
| ATE176562T1 (de) | 1999-02-15 |
| US5303228A (en) | 1994-04-12 |
| JPH0793606B2 (ja) | 1995-10-09 |
| DE69130863D1 (de) | 1999-03-18 |
| EP0529144A1 (en) | 1993-03-03 |
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