JPH0559442B2 - - Google Patents
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- JPH0559442B2 JPH0559442B2 JP62056767A JP5676787A JPH0559442B2 JP H0559442 B2 JPH0559442 B2 JP H0559442B2 JP 62056767 A JP62056767 A JP 62056767A JP 5676787 A JP5676787 A JP 5676787A JP H0559442 B2 JPH0559442 B2 JP H0559442B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 241001530105 Anax Species 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 101150003970 Avr1 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 238000005339 levitation Methods 0.000 description 1
- 241000894007 species Species 0.000 description 1
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、可変周波数交流電源からの電力をコ
ンバータで変換して給電する直流電源システムに
係り、特に、磁気浮上車両での非接触給電電源シ
ステムのように、電源周波数が広範囲に変動する
システムに好適な制御方式に関する。
ンバータで変換して給電する直流電源システムに
係り、特に、磁気浮上車両での非接触給電電源シ
ステムのように、電源周波数が広範囲に変動する
システムに好適な制御方式に関する。
従来の装置は、可変周波数交流電源から効率良
く直流電力を取り出すため、特開昭61−121773号
公報に記載のように、GTOを用いたコンバータ
の点弧角θと消弧角βとの関係を、交流電源側の
インダクタンスと周波数とによつて定まる、或る
関係式に基いて所定の範囲に設定していた。
く直流電力を取り出すため、特開昭61−121773号
公報に記載のように、GTOを用いたコンバータ
の点弧角θと消弧角βとの関係を、交流電源側の
インダクタンスと周波数とによつて定まる、或る
関係式に基いて所定の範囲に設定していた。
しかしながら、この方式では、入力電源の半周
期πのうちで電流が通流するのは、π−（α＋β）
と短かい期間に限られ、このため電流の尖頭値は
大きな値になり、GTOは大きな消弧電流を受け
持つようになつていた。
期πのうちで電流が通流するのは、π−（α＋β）
と短かい期間に限られ、このため電流の尖頭値は
大きな値になり、GTOは大きな消弧電流を受け
持つようになつていた。
上記従来技術は、GTOに大きな消弧能力が必
要になり、並列素子数の増加や装置の大型化を招
き、かつ、転流損失も大きくなり電力変換効率が
悪い。
要になり、並列素子数の増加や装置の大型化を招
き、かつ、転流損失も大きくなり電力変換効率が
悪い。
つまり、上記従来技術は、GTOの能力、特に
消弧特性の限界について配慮されておらず、実用
化について問題があつた。
消弧特性の限界について配慮されておらず、実用
化について問題があつた。
本発明の目的は、コンバータのGTOに必要な
消弧特性に対する要求が緩かにでき、充分な変換
効率を保つて電源供給が可能な直流電源システム
の制御方式を提供することにある。
消弧特性に対する要求が緩かにでき、充分な変換
効率を保つて電源供給が可能な直流電源システム
の制御方式を提供することにある。
上記目的は、コンバータを直流定電圧、もしく
は整数値が電源周波数の関数となるような交流電
流特性のいずれかに、運転状態に応じて切換わる
ように制御することにより達成される。
は整数値が電源周波数の関数となるような交流電
流特性のいずれかに、運転状態に応じて切換わる
ように制御することにより達成される。
本電流システムの負荷が、この電源システムか
ら供給し得る最大電力を下回る場合はコンバータ
が定直流電圧運転され、負荷が電源システムが供
給し得る最大電力を上回る場合は、その電源の周
波数により整定値の変化する交流電流制御が行な
われるため、コンバータに使用されている素子の
使用率と協調を取りながら、できるだけ多くの電
力を負荷へ供給することが可能になる。
ら供給し得る最大電力を下回る場合はコンバータ
が定直流電圧運転され、負荷が電源システムが供
給し得る最大電力を上回る場合は、その電源の周
波数により整定値の変化する交流電流制御が行な
われるため、コンバータに使用されている素子の
使用率と協調を取りながら、できるだけ多くの電
力を負荷へ供給することが可能になる。
また、電源の力率は可能な限り１に近い事が理
想であるから、コンバータには力率制御系を付加
するのが一般的である。しかして、このとき、力
率１のままコンバータの電源周波数や変換電力を
増していくと、コンバータの変調率が増大してコ
ンバータ素子の許容値を超えようとする場合があ
る。
想であるから、コンバータには力率制御系を付加
するのが一般的である。しかして、このとき、力
率１のままコンバータの電源周波数や変換電力を
増していくと、コンバータの変調率が増大してコ
ンバータ素子の許容値を超えようとする場合があ
る。
そこで、このとき変調一端部リミツタを設け、
力率を悪化させるようにしてやれば、さらに広範
囲な電力変換が可能となる。
力率を悪化させるようにしてやれば、さらに広範
囲な電力変換が可能となる。
以下、本発明による直流電源システムの制御方
式について、図示の実施例により詳細に説明す
る。
式について、図示の実施例により詳細に説明す
る。
第２図は本発明の一実施例が適用される直流電
源システムの主回路を示したもので、図におい
て、Ｇは磁気浮上式車両の車上に設けられ、浮上
用の磁界を界磁とし、車両の走行に伴つて発電を
行なう同期発電機の電機子（集電コイル）を表わ
し、この電機子Ｇから得られる可変周波数（車両
の速度によつて定まる）の交流電力を電圧形コン
バータ１２にて直流に変換し、規定の電圧を出力
し、バツテリ１３に充電して直流電源とするもの
で、同期発電機の電機子Ｇは内部誘起電圧９
（Ea）、内部インダクタンス１０（La）、内部抵抗
１１（Ra）から成り、その交流出力が自励式の
コンバータ１２にて直流電圧Edに変換される。
源システムの主回路を示したもので、図におい
て、Ｇは磁気浮上式車両の車上に設けられ、浮上
用の磁界を界磁とし、車両の走行に伴つて発電を
行なう同期発電機の電機子（集電コイル）を表わ
し、この電機子Ｇから得られる可変周波数（車両
の速度によつて定まる）の交流電力を電圧形コン
バータ１２にて直流に変換し、規定の電圧を出力
し、バツテリ１３に充電して直流電源とするもの
で、同期発電機の電機子Ｇは内部誘起電圧９
（Ea）、内部インダクタンス１０（La）、内部抵抗
１１（Ra）から成り、その交流出力が自励式の
コンバータ１２にて直流電圧Edに変換される。
いま、コンバータ１２を、入力力率１にて動作
させたとすると、このとき直流出力電力Pdは Pd＝３〔｛2ω2La 2Ea 2−（ω2La 2＋Ra 2）Ec 2｝
Ra ±（ω2La 2−Ra 2）Ea｛ω2La 2＋Ra 2）Ec 2−
ω2La 2Ea 2｝1/2〕／（ω2La 2＋Ra 2）2……(1) （ω：電源角周波数） にて表わされる。
させたとすると、このとき直流出力電力Pdは Pd＝３〔｛2ω2La 2Ea 2−（ω2La 2＋Ra 2）Ec 2｝
Ra ±（ω2La 2−Ra 2）Ea｛ω2La 2＋Ra 2）Ec 2−
ω2La 2Ea 2｝1/2〕／（ω2La 2＋Ra 2）2……(1) （ω：電源角周波数） にて表わされる。
但し、
Ec＝ｋ／２√２Ed ……(2)
なお、ｋは０ｋ４／πで変調率を表わす。
また、このときの交流出力電圧Eaに対して直
流側に取り出し得る限界変換電力は、 (i) Ea２√２／π・Ra／√ω2La 2＋Ra 2・Ed のときの限界変換電力をPd1とし、 (ii) Ea２√２／π・Ra／√ω2La 2＋Ra 2・Ed のときの限界変換電力をPd2とすれば、 Pd1＝Ea 2／4Ra ……(3) Pd2＝（Ec）＝（ｋ／２√２Ed） ……(4) となる。
流側に取り出し得る限界変換電力は、 (i) Ea２√２／π・Ra／√ω2La 2＋Ra 2・Ed のときの限界変換電力をPd1とし、 (ii) Ea２√２／π・Ra／√ω2La 2＋Ra 2・Ed のときの限界変換電力をPd2とすれば、 Pd1＝Ea 2／4Ra ……(3) Pd2＝（Ec）＝（ｋ／２√２Ed） ……(4) となる。
一方、これら(3)，(4)式による限界の他に、コン
バータ１２に使用されているスイツチング素子
（GTOなど）の消弧許容電流による限界領域もあ
る。
バータ１２に使用されているスイツチング素子
（GTOなど）の消弧許容電流による限界領域もあ
る。
そこで、以上を整理すると、このシステムによ
る運転特性は第３図のようになる。
る運転特性は第３図のようになる。
この第３図は、横軸に同期発電機の出力周波数
をとり、縦軸に変換電力Ｐをとつたもので、３
種の特性，，が示されている。
をとり、縦軸に変換電力Ｐをとつたもので、３
種の特性，，が示されている。
特性は同期発電機のコイルの抵抗１１により
制限される変換可能な最大電力で、(3)式から求め
られるもの。
制限される変換可能な最大電力で、(3)式から求め
られるもの。
特性はコンバータに用いたスイツチング素子
の許容電流により制限される変換可能な最大電
力。
の許容電流により制限される変換可能な最大電
力。
そして、特性は直流電圧及びコンバータの最
大許容変調率により定まる力率１で変換可能な最
大電力である。
大許容変調率により定まる力率１で変換可能な最
大電力である。
次に、第３図に太い実線で示した特性は本発明
の一実施例による運転特性の一例を示したもの
で、次の様な制御を行なう。
の一実施例による運転特性の一例を示したもの
で、次の様な制御を行なう。
区間、つまり周波数０からとが接する周
波数まではコンバータ入力電流は運転周波数に比
例させ、０からanax（コンバータに使用した素
子等から決まる最大許容交流電流）まで立上げ
る。
波数まではコンバータ入力電流は運転周波数に比
例させ、０からanax（コンバータに使用した素
子等から決まる最大許容交流電流）まで立上げ
る。
次に、区間ではanax一定の交流電流制御を
行なう。
行なう。
区間，では力率１にて制御されるが、区間
では、遅れ力率制御を行ない、許容される最大
変調率にて運転する。
では、遅れ力率制御を行ない、許容される最大
変調率にて運転する。
以上は、負荷電力がコンバータの供給可能電力
を常に上まわつている場合であり、全区間にわた
つてコンバータは電流制御領域で動作しており、
，に示す変換可能電力を有効に変換すること
が可能となる。
を常に上まわつている場合であり、全区間にわた
つてコンバータは電流制御領域で動作しており、
，に示す変換可能電力を有効に変換すること
が可能となる。
一方、第３図に太破線にて示した特性は、本発
明の一実施例による運転特性の他の一例で、負荷
電力がある周波数1でコンバータ１２の変換可能
電力を下回るようになる場合である。
明の一実施例による運転特性の他の一例で、負荷
電力がある周波数1でコンバータ１２の変換可能
電力を下回るようになる場合である。
まず、区間、区間′は、それぞれ太実線特
性の及びと同様である。
性の及びと同様である。
しかして、区間″では、コンバータ１２は定
電圧制御領域で力率１にて制御されるが、区間
′では定電圧制御領域で力率は遅れ力率となる。
電圧制御領域で力率１にて制御されるが、区間
′では定電圧制御領域で力率は遅れ力率となる。
このようにして、本発明の実施例によれば、変
換可能電力の利用率が高い直流電源システムを容
易に得る事ができる。
換可能電力の利用率が高い直流電源システムを容
易に得る事ができる。
第１図は、上記した主回路の制御を行なうため
の制御回路の一実施例で、この第１図において、
１は直流電圧目標値Edpとフイードバツク値Edと
の差信号εEdから交流電流目標値ap1を作成する
AVR（自動電圧調整器）、２は電源周波数から
交流電流目標値ap2を作成する上限値リミツタ
付の交流電流パターン発生器、３は目標値ap1
とap2のうち小さい方の信号を交流電流目標値
apとして出力する信号選択回路、４は交流電流
目標値Iapとフイードバツク値Iaの誤差信号をε
ａからコンバータ交流入力端電圧虚数成分n｜〓
ｃ｜を作成するACR（自動電流調整器）である。
一方、５は交流入力電圧〓a及び交流入力電流a
より、交流入力位相角φを求める位相検出器、６
は交流入力位相角φとその目標値φpとの誤差信
号εφからコンバータ交流入力端電圧実数成分Rp
｜〓c｜を作成するAPR（自動位相調整器）で、
７はn｜〓c｜とRc｜〓c｜とからarg〓cと｜〓c
｜を作成する座標変換器、８は極座標の角度成分
arg〓cと長さ成分｜〓c｜をEdで割ることにより
作成した変調率ｋとからコンバータ１２のスイツ
チング素子に与えるゲートパルスを作成するパル
スジエネレータである。なお、APR６は、ｋの
値が所定の許容値を上回らないように、その出力
Rc｜〓c｜の大きさを制限するリミツタを備えて
いる。
の制御回路の一実施例で、この第１図において、
１は直流電圧目標値Edpとフイードバツク値Edと
の差信号εEdから交流電流目標値ap1を作成する
AVR（自動電圧調整器）、２は電源周波数から
交流電流目標値ap2を作成する上限値リミツタ
付の交流電流パターン発生器、３は目標値ap1
とap2のうち小さい方の信号を交流電流目標値
apとして出力する信号選択回路、４は交流電流
目標値Iapとフイードバツク値Iaの誤差信号をε
ａからコンバータ交流入力端電圧虚数成分n｜〓
ｃ｜を作成するACR（自動電流調整器）である。
一方、５は交流入力電圧〓a及び交流入力電流a
より、交流入力位相角φを求める位相検出器、６
は交流入力位相角φとその目標値φpとの誤差信
号εφからコンバータ交流入力端電圧実数成分Rp
｜〓c｜を作成するAPR（自動位相調整器）で、
７はn｜〓c｜とRc｜〓c｜とからarg〓cと｜〓c
｜を作成する座標変換器、８は極座標の角度成分
arg〓cと長さ成分｜〓c｜をEdで割ることにより
作成した変調率ｋとからコンバータ１２のスイツ
チング素子に与えるゲートパルスを作成するパル
スジエネレータである。なお、APR６は、ｋの
値が所定の許容値を上回らないように、その出力
Rc｜〓c｜の大きさを制限するリミツタを備えて
いる。
次に、動作について説明する。
まず、交流電流パタン発生器２は、電源周波数
に対し、力率１で電源より取り出し得る最大の
交流電流の目標値をの関数として発生する。但
し、その出力は、コンバータ１２に使用されたス
イツチング素子等より決まる最大許容交流電流を
超えることのないようリミツタによつて制限され
る。
に対し、力率１で電源より取り出し得る最大の
交流電流の目標値をの関数として発生する。但
し、その出力は、コンバータ１２に使用されたス
イツチング素子等より決まる最大許容交流電流を
超えることのないようリミツタによつて制限され
る。
一方、AVR１は、直流電圧がその目標値に等
しくなるように交流電流目標値を発生する。
しくなるように交流電流目標値を発生する。
いま、本電源システムの負荷が、本電源スイツ
チより供給可能な電力を上回つていたとすると、
バツテリ１３が放電し、直流電圧Edが低下する
ため、AVR１の出力は大きくなり、交流パタン
発生器２の出力を上まわるようになる。その結
果、信号選択回路３により交流電流目標値１apと
して交流電流パタン発生器２の出力が選択される
ため、本電源システムは、第２の制御モードとな
り、そのときの周波数に応じた変換可能な最大電
力を変換しようとするから、バツテリ１３の放電
量を最小の値とすることができる。
チより供給可能な電力を上回つていたとすると、
バツテリ１３が放電し、直流電圧Edが低下する
ため、AVR１の出力は大きくなり、交流パタン
発生器２の出力を上まわるようになる。その結
果、信号選択回路３により交流電流目標値１apと
して交流電流パタン発生器２の出力が選択される
ため、本電源システムは、第２の制御モードとな
り、そのときの周波数に応じた変換可能な最大電
力を変換しようとするから、バツテリ１３の放電
量を最小の値とすることができる。
逆に本電源システムの負荷が本電源システムよ
り供給可能な電力を下回つているとバツテリ１３
が充電され、直流電圧Edが上昇するため、AVR
１の出力は小さくなり、交流パタン発生器２の出
力を下まわるようになる。その結果、信号選択回
路３により、交流電流目標値apとしてAVR１
の出力が選択されるため、本電源システムは第１
の制御モードとなり、バツテリ１３を充電すると
共に、負荷に見合う電力を供給するようになる。
り供給可能な電力を下回つているとバツテリ１３
が充電され、直流電圧Edが上昇するため、AVR
１の出力は小さくなり、交流パタン発生器２の出
力を下まわるようになる。その結果、信号選択回
路３により、交流電流目標値apとしてAVR１
の出力が選択されるため、本電源システムは第１
の制御モードとなり、バツテリ１３を充電すると
共に、負荷に見合う電力を供給するようになる。
従つて、この実施例によれば、コンバータ１２
のスイツチング素子に過大な消弧能力が要求され
ることがなくなり、同期発電機の出力周波数が大
きく変化しても、常に充分な変換効率を保ち、可
能な限り大きな電力を負荷に供給することができ
る。
のスイツチング素子に過大な消弧能力が要求され
ることがなくなり、同期発電機の出力周波数が大
きく変化しても、常に充分な変換効率を保ち、可
能な限り大きな電力を負荷に供給することができ
る。
本発明によれば、可変周波数交流電源を入力と
する直流電源システムにおいて、０に近い低い周
波数から、最高周波数に至るまで、最大出力を得
ることが出来、かつ、GTOの消弧電流も少なく、
GTOの使用員数の大巾な低減が計れ、さらに消
去電流が小さいことから、スイツチング損失も少
なく、ゲート装置も小型化出来るという効果があ
る。
する直流電源システムにおいて、０に近い低い周
波数から、最高周波数に至るまで、最大出力を得
ることが出来、かつ、GTOの消弧電流も少なく、
GTOの使用員数の大巾な低減が計れ、さらに消
去電流が小さいことから、スイツチング損失も少
なく、ゲート装置も小型化出来るという効果があ
る。
第１図は本発明による直流電源システムの制御
方式の一実施例を示すブロツク図、第２図は本発
明の一実施例が適用された直流電源システムの一
例を示すブロツク図、第３図は本発明の制御を説
明する特性図である。 １……AVR（自動電圧調整器）、２……交流電
流パタン発生器、３……信号選択回路、４……
ACR（自動電流調整器）、５……位相検出器、６
……APR（自動位相調整器）、７……座標変換回
路、８……パルスジエネレータ、９……発電機内
部誘起電圧、１０……発電機内部インダクタン
ス、１１……発電機内部抵抗、１２……電圧形自
励コンバータ、１３……バツテリ。
方式の一実施例を示すブロツク図、第２図は本発
明の一実施例が適用された直流電源システムの一
例を示すブロツク図、第３図は本発明の制御を説
明する特性図である。 １……AVR（自動電圧調整器）、２……交流電
流パタン発生器、３……信号選択回路、４……
ACR（自動電流調整器）、５……位相検出器、６
……APR（自動位相調整器）、７……座標変換回
路、８……パルスジエネレータ、９……発電機内
部誘起電圧、１０……発電機内部インダクタン
ス、１１……発電機内部抵抗、１２……電圧形自
励コンバータ、１３……バツテリ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電力を直流電力に交換する電圧形電力変
換装置と、この変換装置の直流出力に並列接続し
たバツテリとを備え、可変周波数交流電源から直
流電力を得るようにした直流電源システムにおい
て、上記電圧形電力変換装置の制御状態を第１と
第２のモードに切換える制御手段を設け、上記バ
ツテリの電圧が所定値以上に保たれているとき
は、上記電圧形電力変換装置を定電圧制御し、上
記バツテリの電圧が所定値未満のときには、上記
電圧形電力変換装置を、整定値が交流電源周波数
の関数となつている交流電流特性を示すように制
御するように構成したことを特徴とする直流電源
システムの制御方式。 ２ 特許請求の範囲第１項において、上記制御手
段が、上記バツテリの電圧と直流目標電圧とを比
較して第１の交流電流目標値を得る自動電圧調整
器と、上記交流電源の周波数が或る値に達するま
ではこの周波数に比例し、或る値を超えたら一定
値をとる第２の交流電流目標値を得る交流電流パ
ターン発生器と、これら第１と第２の交流電流目
標値のうちの目標地の小さい方を選択する信号選
択回路と、上記交流電源の出力力率と力率目標値
とを比較する自動位相調整器と、これら信号選択
回路と自動位相調整器の出力信号を取り込み、上
記電圧形電力変換装置の交流入力電流と力率がそ
れぞれ上記交流電流目標値と力率目標値に収斂す
るように、上記電圧形電力変換装置にゲートパル
スを供給するパルスジエネレータで構成されてい
ることを特徴とする直流電源システムの制御方
式。 ３ 特許請求の範囲第２項において、上記パルス
ジエネレータが、ゲートパルスによる変調率を制
限するリミツタ機能を持つように構成されている
ことを特徴とする直流電源システムの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056767A JPS63223910A (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 直流電源システムの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62056767A JPS63223910A (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 直流電源システムの制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63223910A JPS63223910A (ja) | 1988-09-19 |
| JPH0559442B2 true JPH0559442B2 (ja) | 1993-08-31 |
Family
ID=13036641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62056767A Granted JPS63223910A (ja) | 1987-03-13 | 1987-03-13 | 直流電源システムの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63223910A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4216148A2 (en) | 2022-01-20 | 2023-07-26 | Canon Kabushiki Kaisha | Information processing apparatus, information processing method, image capturing apparatus, storage medium |
-
1987
- 1987-03-13 JP JP62056767A patent/JPS63223910A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4216148A2 (en) | 2022-01-20 | 2023-07-26 | Canon Kabushiki Kaisha | Information processing apparatus, information processing method, image capturing apparatus, storage medium |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63223910A (ja) | 1988-09-19 |
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