JPH0555852A - オフセツト除去回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】信号の振幅の圧縮もしくは伸張を行う回路で発
生する、余分な直流成分であるオフセットを除去するオ
フセット除去回路において、瞬間に変化するダイナミッ
クオフセットも除去できる回路を提供することを目的と
する。 【構成】検波回路１５とピーク検出回路２６とで入力信
号の検波を行うが、ピーク検出回路２６の方が瞬時の変
化にも対応する。よって検波回路１５とピーク検出回路
２６との間に発生する検波のずれを比較回路２７で検出
することで瞬間に変化するダイナミックオフセットを検
出する。比較回路２７の出力と利得制御増幅器３固有の
オフセットとを乗算回路２８で乗算し、電圧制御電流源
２５の負端子に供給する。電圧制御電流源２５は正負の
入力端子間の電位差が無くなるように出力電流Ｉ3 ，Ｉ
4 を制御する。これによりダイナミックオフセットと通
常のオフセットとの両方を除去する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は信号の振幅の圧縮もしく
は伸張を行う回路で発生する、余分な直流成分であるオ
フセットを除去するオフセット除去回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来よりビデオテープレコーダ等の記録
再生システムにおいては、信号のダイナミックレンジの
劣化を改善するために、信号の振幅を圧縮して記録し、
再生時に伸張する圧縮伸張方式がある。この圧縮伸張方
式の場合、微少信号から大信号までを正確に圧縮伸張動
作しなければならない。この動作を行う回路として一般
的にギルバート・ゲインセルが用いられている。

【０００３】以下、図３を参照してギルバート・ゲイン
セルを用いた利得制御増幅器を説明する。図３は従来の
利得制御増幅器の構成を示す構成図である。

【０００４】まず構成を説明する。図３において入力端
子１は抵抗６と検波回路１５とに接続する。検波回路１
５の出力は電圧・電流変換回路１６に供給する。また抵
抗６の他端は演算増幅器５の負端子と、ＮＰＮ型トラン
ジスタ２０のベース及びコレクタと、ＮＰＮ型トランジ
スタ２４のエミッタと、ＮＰＮ型トランジスタ２３のベ
ースにそれぞれ接続する。一方、演算増幅器５の正端子
は直流電圧源４に接続するとともに、演算増幅器５の出
力端子はトランジスタ２４のベースに接続する。トラン
ジスタ２４のコレクタは、電流源８ａ，８ｂによりカレ
ントミラー８を構成する入力側の電流源８ａに接続す
る。電流源８ａ，８ｂはともに電圧源Ｖccに接続する。
出力側の電流源８ｂは、トランジスタ２０と差動増幅器
を構成するＮＰＮ型トランジスタ２１のコレクタ及びベ
ースに接続し、トランジスタ２０，２１の各エミッタ
は、電流源１８を介して基準電位点に接続する。

【０００５】トランジスタ２１のベースは、トランジス
タ２３と差動増幅器を構成するＮＰＮ型トランジスタ２
２のベースに接続する。トランジスタ２２，２３のエミ
ッタは電圧・電流変換回路１６に接続し、トランジスタ
２２のコレクタは、電流源９ａ，９ｂによりカレントミ
ラー９を構成する入力側の電流源９ａに、トランジスタ
２３のコレクタは、電流源１０ａ，１０ｂによりカレン
トミラー１０を構成する入力側の電流源１０ａにそれぞ
れ接続する。電流源９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂは電圧
源Ｖccに接続する。そして出力側電流源９ｂ，１０ｂは
それぞれカレントミラー１１を構成する電流源１１ａ，
１１ｂを介して基準電位点に接続する。

【０００６】電流源１０ｂ，１１ｂの接続点は出力端子
２と抵抗７の一端と電圧制御電流源１４の正端子とに接
続する。そして抵抗７の他端と電圧制御電流源１４の負
端子と電圧制御電流源２５の負入力端子とは電圧源４に
接続する。電圧制御電流源１４の出力端子は電圧制御電
流源２５の正入力端子と、コンデンサ１３を介して基準
電位点とに接続する。電圧制御電流源２５の正出力端子
はトランジスタ２２のコレクタに、また電圧制御電流源
２５の負出力端子はトランジスタ２３のコレクタにそれ
ぞれ接続する。

【０００７】次に動作を説明する。直流電圧源４の出力
電圧Ｖr により回路の動作電圧が決まる。また演算増幅
器５とトランジスタ２４とによりボルテージフォロワを
構成しており、このボルテージフォロワがトランジスタ
２０のベースが直流電圧源４の出力電圧Ｖr に固定す
る。

【０００８】入力端子１より入力する交流信号は検波回
路１５で検波し、その出力信号を電圧・電流変換回路１
６に供給する。そして電圧・電流変換回路１６は入力し
た信号より、トランジスタ２２、２３で構成する差動増
幅器より供給する電流Ｉ2 の電流量を決定する。また入
力信号は抵抗６で電圧電流変換し、変換後の入力信号電
流Ｉi はトランジスタ２０のコレクタ及びベースに供給
する。また電流源１８を流れる電流Ｉ1 と電流Ｉ2 との
比で入力信号電流Ｉi を対数圧縮伸張し、カレントミラ
ー９，１０，１１を介して出力電流Ｉo を得る。この出
力電流Ｉo を抵抗７は出力電圧Ｖo に変換し、出力端子
２に供給する。

【０００９】以上の動作を数式を用いて説明する。入力
電圧をＶi 、抵抗６の抵抗値をＲi とすると、入力電流
Ｉi は式（１）のようになる。 Ｉi ＝Ｖi ／Ｒi （１） ここで各トランジスタ２０，２１，２２，２３のベース
・エミッタ間電圧をそれぞれＶbe20，Ｖbe21，Ｖbe22，
Ｖbe23、コレクタ電流をそれぞれＩc20 ，Ｉc21，Ｉc22
，Ｉc23 、逆方向飽和電流をそれぞれＩs20 ，Ｉs21
，Ｉs22 ，Ｉs23、そして各トランジスタの熱電圧をＶ
T とすると式（２）及び式（３）が成立する。

【００１０】 Ｖbe20−Ｖbe23＝Ｖbe21−Ｖbe22 （２） ∴ ＶT・ｌn（Ｉc20／Ｉs20）−ＶT・ｌn（Ｉc23／Ｉs23） ＝ＶT・ｌn（Ｉc21／Ｉs21）−ＶT・ｌn（Ｉc22／Ｉs22） （３） また式（３）より式（４）が成立する。 （Ｉc20／Ｉc23）・（Ｉc22／Ｉc21） ＝（Ｉs20／Ｉs23）・（Ｉs22／Ｉs21） （４） 式（４）の右辺をＫとおくと式（５）になる。 （Ｉc20／Ｉc23）・（Ｉc22／Ｉc21）＝Ｋ （５） ところで各トランジスタを全て等しく構成すると各トラ
ンジスタのＩs は全て等しくなり、Ｋ＝１となる。しか
しながら実際には各トランジスタのＩs は等しくならな
いため、Ｋ≠１である。これは各トランジスタの成分が
微妙に異なるためであり、集積回路の場合でも同様であ
る。このため電流Ｉ2 に比例した直流成分であるオフセ
ットが発生する。

【００１１】このオフセットを除去する回路が電圧制御
電流源１４，２５及びコンデンサ１３より構成するオフ
セット除去回路である。前述したように電圧制御電流源
１４，２５の負入力端子は共に電圧源４の出力電圧Ｖr
を供給する。そして電圧制御電流源１４は正入力端子に
供給した出力電圧Ｖo と電圧Ｖr との差に相当する電流
を出力する。この電流はコンデンサ１３に蓄えることで
電圧に変換し、電圧制御電流源２５の正入力端子に供給
する。電圧制御電流源２５は、正負の出力端子に流れる
電流Ｉ3 ，Ｉ4 を、正入力端子の電圧と電圧Ｖr との電
位差を無くすように制御する。これによりオフセットを
除去することができる。

【００１２】ここでオフセット成分を検出するため、電
圧制御電流源１４とコンデンサ１３とでＬＰＦ（低域通
過フィルタ）を構成する。このＬＰＦの時定数は直流成
分のみを検出するために非常に大きなものになる。その
ためオフセット除去には時間がかかり、瞬間的に変化す
るオフセットであるダイナミックオフセットには対応で
きなかった。しかもダイナミックオフセットは音声信号
に重畳するので異音として聞こえていた。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前述したように電圧制
御電流源１４とコンデンサ１３とで構成されるＬＰＦの
時定数は直流成分のみを検出するために非常に大きなも
のになる。そのためオフセット除去には時間がかかり、
ダイナミックオフセットには対応できなかった。しかも
ダイナミックオフセットは音声信号に重畳するので異音
として聞こえていた。

【００１４】本発明は、ダイナミックオフセットにも対
応可能なオフセット除去回路を提供することを目的とす
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、入力信号の振
幅を、圧縮もしくは伸張する制御を行う振幅制御手段
と、この振幅制御手段の出力より、振幅制御手段に固有
の直流成分を検出する第１の直流成分検出手段と、前記
振幅制御手段の出力の直流成分が急激に変化するとき
に、その変化分を検出する第２の直流成分検出手段と、
前記第１、第２の直流成分検出手段の出力に基づき、前
記振幅制御手段から出力される直流成分を除去する除去
手段とを具備することで、常に直流成分であるオフセッ
トを除去する。

【００１６】

【作用】第１、第２の直流成分検出手段で種類の異なる
オフセットを検出し、この検出結果に基づいてオフセッ
ト除去を行うことで、常にオフセットのない信号を出力
する。

【００１７】

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る実施例を
詳細に説明する。図１ないし図３は本発明の一実施例に
係り、図１は本発明の構成を示す構成図、図２及び図３
は図１の動作を説明する説明図である。

【００１８】まず構成を説明する。図１において入力端
子１は抵抗６と検波回路１５とピーク検出回路２６とに
接続する。検波回路１５の出力は電圧・電流変換回路１
６と比較回路２７とに供給する。またピーク検出回路２
６の出力も比較回路２７に供給し、比較回路２７の出力
を乗算回路２８に供給する。

【００１９】ところで抵抗６の他端は演算増幅器５の負
端子と、ＮＰＮ型トランジスタ２０のベース及びコレク
タと、ＮＰＮ型トランジスタ２４のエミッタと、ＮＰＮ
型トランジスタ２３のベースにそれぞれ接続する。一
方、演算増幅器５の正端子は直流電圧源４に接続すると
ともに、演算増幅器５の出力端子はトランジスタ２４の
ベースに接続する。トランジスタ２４のコレクタは、電
流源８ａ，８ｂによりカレントミラー８を構成する入力
側の電流源８ａに接続する。電流源８ａ，８ｂはともに
電圧源Ｖccに接続する。出力側の電流源８ｂは、トラン
ジスタ２０と差動増幅器を構成するＮＰＮ型トランジス
タ２１のコレクタ及びベースに接続し、トランジスタ２
０，２１の各エミッタは、電流源１８を介して基準電位
点に接続する。

【００２０】トランジスタ２１のベースは、トランジス
タ２３と差動増幅器を構成するＮＰＮ型トランジスタ２
２のベースに接続する。トランジスタ２２，２３のエミ
ッタは電圧・電流変換回路１６に接続し、トランジスタ
２２のコレクタは、電流源９ａ，９ｂによりカレントミ
ラー９を構成する入力側の電流源９ａに、トランジスタ
２３のコレクタは、電流源１０ａ，１０ｂによりカレン
トミラー１０を構成する入力側の電流源１０ａにそれぞ
れ接続する。電流源９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂは電圧
源Ｖccに接続する。そして出力側電流源９ｂ，１０ｂは
それぞれカレントミラー１１を構成する電流源１１ａ，
１１ｂを介して基準電位点に接続する。以上記述した回
路が利得制御増幅回路３である。

【００２１】電流源１０ｂ，１１ｂの接続点は出力端子
２と抵抗７の一端と電圧制御電流源１４の正端子とに接
続する。そして抵抗７の他端と電圧制御電流源１４の負
端子と電圧制御電流源２５の負入力端子とは電圧源４に
接続すると共に、乗算回路２８の出力端子に接続する。
電圧制御電流源１４の出力端子は電圧制御電流源２５の
正入力端子とコンデンサ１３を介して基準電位点とに接
続する。電圧制御電流源２５の正出力端子はトランジス
タ２２のコレクタに、また電圧制御電流源２５の負出力
端子はトランジスタ２３のコレクタにそれぞれ接続す
る。

【００２２】次に動作を説明する。直流電圧源４の出力
電圧Ｖr は回路の動作電圧を決めるものである。また演
算増幅器５とトランジスタ２４とによりボルテージフォ
ロワを構成しており、このボルテージフォロワによりト
ランジスタ２０のベースを直流電圧源４の出力電圧Ｖr
に固定している。

【００２３】入力端子１より入力する交流信号は検波回
路１５で検波し、その出力信号を電圧・電流変換回路１
６に供給する。この電圧・電流変換回路１６に供給した
信号より、トランジスタ２２、２３で構成する差動増幅
器から供給する電流Ｉ2 の電流量を決定する。また入力
信号は抵抗６で電圧電流変換し、変換後の入力信号電流
Ｉi をトランジスタ２０のコレクタ及びベースに供給す
る。また電流源１８を流れる電流Ｉ1 と電流Ｉ2 との比
で入力信号電流Ｉi を対数圧縮伸張し、カレントミラー
９，１０，１１を介して出力電流Ｉo を得る。この出力
電流Ｉo を抵抗７は出力電圧Ｖo に変換し、出力端子２
に供給する。

【００２４】以上の動作を数式を用いて説明する。入力
電圧をＶi 、抵抗６の抵抗値をＲi とすると、入力電流
Ｉi は式（６）のようになる。 Ｉi ＝Ｖi ／Ｒi （６） ここで各トランジスタ２０，２１，２２，２３のベース
・エミッタ間電圧をそれぞれＶbe20，Ｖbe21，Ｖbe22，
Ｖbe23、コレクタ電流をそれぞれＩc20 ，Ｉc21，Ｉc22
，Ｉc23 、逆方向飽和電流をそれぞれＩs20 ，Ｉs21
，Ｉs22 ，Ｉs23、そして各トランジスタの熱電圧をＶ
T とすると式（７）及び式（８）が成立する。

【００２５】 Ｖbe20−Ｖbe23＝Ｖbe21−Ｖbe22 （７） ∴ ＶT・ｌn（Ｉc20／Ｉs20）−ＶT・ｌn（Ｉc23／Ｉs23） ＝ＶT・ｌn（Ｉc21／Ｉs21）−ＶT・ｌn（Ｉc22／Ｉs22） （８） また式（８）より式（９）が成立する。 （Ｉc20／Ｉc23）・（Ｉc22／Ｉc21） ＝（Ｉs20／Ｉs23）・（Ｉs22／Ｉs21） （９） 式（９）の右辺をＫとおくと式（１０）になる。 （Ｉc20／Ｉc23）・（Ｉc22／Ｉc21）＝Ｋ （１０） ところで各トランジスタのベース電流はコレクタ電流に
比べてあまりに小さいため、ここでは無視する。する
と、Ｉc20＝Ｉi＋Ｉc24であり、またカレントミラー８
よりＩc21＝Ｉc24である。これらのことから式（１１）
〜（１４）が成立する。 Ｉc20＝Ｉi＋Ｉc21 （１１） Ｉi＋２Ｉc21＝Ｉ1 （１２） Ｉc22＋Ｉc23＝Ｉ2 （１３） Ｉc23−Ｉc22＝Ｉo （１４） また式（１３），（１４）より式（１５），（１６）が
成立する。 Ｉc22＝（Ｉ2−Ｉo ）／２ （１５） Ｉc23＝（Ｉ2＋Ｉo ）／２ （１６） 以上の式よりオフセット除去を行わないときの電流の入
出力特性を求めると式（１７）のようになる。

【００２６】

【数１】

【００２７】式（１７）において入力電流Ｉi を変数と
して級数展開し、第２項まで求めると式（１８）のよう
になる。 Ｉo(Ｉi)≒Ｉo(0)＋Ｉo′(0)Ｉi ＝−{（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）}Ｉ2＋（Ｉ2／Ｉ1）Ｉi （１８） 式（１８）において右辺第１項は信号の直流成分である
オフセットであり、第２項は主信号成分である。

【００２８】次にオフセット除去を行う回路について説
明する。定常状態では検波回路１５とピーク検出回路２
６との出力は等しい。よってこれらの出力を比較する比
較回路２７の出力は、例えば“０”となる。この場合、
比較回路２７の出力を入力とする乗算回路２８の出力端
は開放する。これにより電圧制御電流源２５の負入力端
子には電圧Ｖr を供給する。

【００２９】電圧制御電流源１４は正入力端子の電圧Ｖ
o と電圧Ｖr との差に相当する電流を出力する。この電
流はコンデンサ１３に蓄えることで電圧に変換し、電圧
制御電流源２５の正入力端子に供給する。電圧制御電流
源２５は正入力端子の電圧と負入力端子の電圧Ｖr との
電位差を無くすように正、負の出力端子に流れる電流Ｉ
3 ，Ｉ4 を制御する。これによりオフセットを無くすこ
とができる。

【００３０】一方、急激なオフセットの変化であるダイ
ナミックオフセットが発生した場合、利得制御増幅回路
３の利得は変化し、このときのオフセットの変化分は、
変化前のオフセット電圧に利得制御増幅回路３の利得の
変化分を乗算したものに等しい。

【００３１】ダイナミックオフセット発生時、検波回路
１５の出力が予定される値に到達するのには、ある一定
時間を必要とされる。これに対し、ピーク検出回路２６
の出力は素早く到達する。よってダイナミックオフセッ
ト発生直後の比較回路２７の出力は利得制御増幅回路３
の利得の変化分と同等である。この比較回路２７の出力
と電圧制御電流源１４の出力とを乗算回路２８で乗算す
ることで、乗算回路２８はダイナミックオフセットとは
逆方向で同じ大きさの電圧を出力し、電圧制御電流源２
５の負入力端子に供給する。電圧制御電流源２５は正入
力端子と負入力端子との電位差を無くすように、正負の
出力端子に流れる電流を制御する。これによりダイナミ
ックオフセットを除去する。

【００３２】検波回路１５の出力が予定値に到達する
と、検波回路１５の出力とピーク検出回路２６の出力と
が一致し、比較回路２７の出力が“０”となることから
定常状態の時と同じオフセット除去を行なう。

【００３３】次に前述したダイナミックオフセット除去
方法を式を用いて説明する。検波回路１５の出力電圧を
Ｖd 、ピーク検出回路２６の出力電圧をＶp とすると、
時刻ｔにおける比較回路２７の出力ｆはＶd とＶp との
関数となり式（１９），（２０）のようになる。

【００３４】 ｆ（Ｖd，Ｖp）＝０ （∵Ｖd＝Ｖp） （１９） ｆ（Ｖd，Ｖp）＝ｘ(t) （∵Ｖd≠Ｖp） （２０） また時刻ｔにおけるコンデンサ１３の電圧をＶc(t)、抵
抗２９の抵抗値をＲa とすると、乗算回路２８の出力電
圧Ｖm は式（２１）のようになる。 Ｖm＝ｆ（Ｖd，Ｖp）・Ｖc(t)・Ｒa （２１） 定常状態の時はｆ（Ｖd，Ｖp）＝０よりＶm ＝０とな
り、電圧制御電流源２５の負入力端子の電圧はＶr とな
る。よってオフセット除去動作を行った場合、利得制御
増幅回路３の出力電圧のうち直流成分ΔＶo は式（２
２）のようになる。 ΔＶo＝Ｇm・Ｒo・Ｖc(t)・ｇ(t) （２２） ここでＧm は電圧制御電流源２５の相互コンダクタン
ス、ｇ(t) は電圧制御電流源２５の遅延特性を示す時間
関数である。

【００３５】電圧制御電流源２５の遅延特性は電圧制御
電流源１４とコンデンサ１３とより構成するＬＰＦの遅
延特性に比べて十分に速い。よってΔＶo はＶc(t)の変
化に追随する。定常状態ではＶc(t)は時間に関係なく一
定であり、かつオフセットを除去するように帰還がかか
っている。従ってΔＶo は式（１８）に示された右辺第
１項のオフセットを除去するため式（２３）のようにな
る。 ΔＶo＝ {（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）}Ｉ2・Ｒo （２３） これにより定常状態におけるオフセット電圧は除去され
る。

【００３６】一方、ダイナミックオフセット発生時には
ｆ（Ｖd，Ｖp）＝ｘ(t) となる。この場合、乗算回路２
８の出力Ｖm は式（２４）のようになる。 Ｖm＝ｆ（Ｖd，Ｖp）・Ｖc(t)・Ｒa ＝ｘ(t)・Ｖc(t)・Ｒa （２４） 式（２４）よりΔＶo は式（２５）のようになる。

【００３７】 ΔＶo＝Ｇm・Ｒo・ｇ(t)・（Ｖc(t)−Ｖm） ＝Ｇm・Ｒo・ｇ(t)・（Ｖc(t)−ｘ(t)・Ｖc(t)・Ｒa） ＝Ｇm・Ｒo・ｇ(t)・｛１−ｘ(t)｝・Ｒa・Ｖc(t) （２５） ところで入力信号の振幅がα倍変化したとき、利得制御
増幅回路３の利得がβ倍になったとする。この場合、発
生するオフセット電圧ΔＶofは利得が変化する前の電流
Ｉ2 をβ倍した値である。従って検波回路１５の遅延特
性を示す時間関数をＰ(t) とすると、オフセット電圧Δ
Ｖofは式（２６）のようになる。

【００３８】 ΔＶof＝−{（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）}β・Ｉ2・Ｐ(t)・Ｒo （２６） ここでオフセットを除去するように帰還がかかっている
ので式（２７）に示す関係が成り立つ。

【００３９】 ｛１−ｘ(t)｝・Ｒa＝β・Ｐ(t) （２７） よって式（２２），（２３）及び式（２５）〜（２７）
より式（２８）が成り立つ。

【００４０】 ΔＶo＝Ｇm・Ｒo・ｇ(t)・｛１−ｘ(t)｝・Ｒa・Ｖc(t) ＝Ｇm・Ｒo・Ｖc(t)・ｇ(t)・β・Ｐ(t) ＝{（１−Ｋ）／（１＋Ｋ）}Ｉ2・Ｒo・β・Ｐ(t) ＝−ΔＶof （２８） これによりダイナミックオフセットも除去できる。

【００４１】図２にΔＶo とΔＶofとＶr との関係を示
す。この図に示すようにΔＶofが発生するとＶr を基準
に逆方向に同じ大きさのΔＶo が発生し、これによりダ
イナミックオフセットを除去する。

【００４２】以上記述したようにダイナミックオフセッ
トが発生してもダイナミックオフセットと逆向きで大き
さの等しい電圧を発生することで、ダイナミックオフセ
ットを除去することができ、かつ通常のオフセットも除
去できる。

【００４３】

【発明の効果】前述したようにダイナミックオフセット
が発生してもダイナミックオフセットと逆向きで大きさ
の等しい電圧を発生することで、ダイナミックオフセッ
トを除去することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成を示す構成図

【図２】オフセット除去の様子を説明する説明図

【図３】従来の構成を説明する説明図

【符号の説明】

３…利得制御増幅回路 ４…直流電圧源 ５…演算増幅器 ６，７，２９…抵抗 ８〜１１…カレントミラー １３…コンデンサ １４，２５…電圧制御電流源 １５…検波回路 １６…電流・電圧変換回路 １８…電流源 ２０〜２４…トランジスタ ２６…ピーク検出回路 ２７…比較回路 ２８…乗算回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号の振幅を、圧縮もしくは伸張す
   る制御を行う振幅制御手段と、 この振幅制御手段の出力より、振幅制御手段に固有の直
   流成分を検出する第１の直流成分検出手段と、 前記振幅制御手段の出力の直流成分が急激に変化すると
   きに、その変化分を検出する第２の直流成分検出手段
   と、 前記第１、第２の直流成分検出手段の出力に基づき、前
   記振幅制御手段から出力される直流成分を除去する除去
   手段とを具備したことを特徴とするオフセット除去回
   路。