JPH0550236B2 - - Google Patents
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- JPH0550236B2 JPH0550236B2 JP58250987A JP25098783A JPH0550236B2 JP H0550236 B2 JPH0550236 B2 JP H0550236B2 JP 58250987 A JP58250987 A JP 58250987A JP 25098783 A JP25098783 A JP 25098783A JP H0550236 B2 JPH0550236 B2 JP H0550236B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
＜産業上の利用分野＞
本発明は、モータの回転速度をタコジエネレー
タ等の周波数発電器にて検出し、その検出出力に
対応して上記モータに電源供給を行ない、上記モ
ータが常に設定速度で回転するように制御するモ
ータの速度制御回路に関し、特に上記設定速度を
自在に可変することができ、例えばフロツピーデ
イスクの駆動用モータ等の速度制御回路に適用し
て有用なものである。[Detailed Description of the Invention] <Industrial Application Field> The present invention detects the rotational speed of a motor using a frequency generator such as a tachometer generator, and supplies power to the motor in accordance with the detected output. Regarding a motor speed control circuit that controls the motor so that it always rotates at a set speed, the set speed can be freely varied, and it is useful for application to a speed control circuit for, for example, a drive motor for a floppy disk. It is something.
＜背景技術とその問題点＞
従来、例えばフロツピーデイスク等を回転駆動
させるためのモータの速度制御回路として、この
モータに設けられその回転速度を周波数信号とし
て出力するタコジエネレータの如き周波数発電器
と、この周波数発電器の出力をその周波数に対応
したレベルの電圧出力に変換する周波数−電圧変
換器と、この周波数−電圧変換器の電圧出力を基
準電圧と比較し、互いの誤差に応じて上記モータ
への電源供給量を増減する演算増幅器とを有し、
上記モータの回転周期に基づいて電源供給を制御
し、このモータの常に正確な回転速度を維持する
ようにしたものが知られている。そして、この速
度制御回路に設けられる上記周波数−電圧変換器
では、抵抗とコンデンサとを直列に接続した回路
に電圧を印加し、立ち上り時に一定の傾斜を有す
るランプ波信号を形成するとともに、このランプ
波信号を上記周波数信号より波形成形して得られ
るパルス信号によつて順次リセツトし、このパル
ス信号の周波数に対応して順次立ち上る複数のラ
ンプ波信号として形成し、これらランプ波信号の
信号レベルを基準レベルと比較して、上記パルス
信号の周波数に対応した幅を有する矩形波信号を
形成し、さらにこの矩形波信号を、ローパスフイ
ルタに通すことにより、この矩形波信号のパルス
周期に対するパルス幅の比に対応した電圧レベル
に変換するようにして、上記パルス信号の周波
数、すなわち上記周波数発電器にて出力される周
波数信号の周波数に対応した電圧レベルを得るよ
うになつている。<Background Art and its Problems> Conventionally, as a speed control circuit for a motor for rotationally driving a floppy disk or the like, a frequency generator such as a tachogenerator, which is installed in the motor and outputs its rotational speed as a frequency signal, has been used. A frequency-voltage converter converts the output of this frequency generator into a voltage output at a level corresponding to the frequency, and the voltage output of this frequency-voltage converter is compared with a reference voltage, and the motor is adjusted according to the mutual error. It has an operational amplifier that increases or decreases the amount of power supplied to the
It is known that the power supply is controlled based on the rotation period of the motor to maintain an accurate rotation speed of the motor at all times. The frequency-to-voltage converter provided in this speed control circuit applies voltage to a circuit in which a resistor and a capacitor are connected in series to form a ramp wave signal having a constant slope at the rise time. The wave signal is sequentially reset by a pulse signal obtained by waveform shaping from the frequency signal, and a plurality of ramp wave signals that rise sequentially corresponding to the frequency of the pulse signal are formed, and the signal level of these ramp wave signals is adjusted. A rectangular wave signal having a width corresponding to the frequency of the pulse signal is formed by comparing it with a reference level, and this rectangular wave signal is further passed through a low-pass filter to determine the pulse width with respect to the pulse period of this rectangular wave signal. By converting to a voltage level corresponding to the ratio, a voltage level corresponding to the frequency of the pulse signal, that is, the frequency of the frequency signal output from the frequency generator is obtained.
ところで、このような構成の速度制御回路にお
いて、上記モータの設定速度を変化させ、多段階
の可変速制御を行なうには、上記基準電圧を可変
調整し、上記モータへの電源供給の基準値を変更
する方法がある。 By the way, in a speed control circuit with such a configuration, in order to change the set speed of the motor and perform multi-step variable speed control, the reference voltage is variably adjusted and the reference value for power supply to the motor is adjusted. There is a way to change it.
しかしながらこのような方法では、この速度制
御回路をマイクロプロセツサ等によりデイジタル
信号で制御するようになされた機器に設けた場合
には、アナログ量の上記基準電圧をデイジタル信
号で制御することとなり、そのためのデイジタル
−アナログ変換が必要となるので回路構成が複雑
となつてしまうとともに直線性が得難いという欠
点がある。 However, in this method, if this speed control circuit is installed in a device that is controlled by a digital signal using a microprocessor, etc., the reference voltage, which is an analog quantity, will be controlled by a digital signal. Since digital-to-analog conversion is required, the circuit configuration becomes complicated and linearity is difficult to obtain.
＜発明の目的＞
そこで本発明は、上述した如き実情に鑑み、デ
イジタル信号による直線性に富んだ可変速制御を
容易に行ない得るとともに構成の簡単な、モータ
の速度制御回路を提供することを目的とする。<Object of the Invention> In view of the above-mentioned circumstances, an object of the present invention is to provide a motor speed control circuit that can easily perform variable speed control with high linearity using digital signals and has a simple configuration. shall be.
＜発明の概要＞
すなわち本発明は、上述した目的を達成するた
めに、モータの回転速度に応じて周波数が変化す
る周波数発電器の出力を周波数−電圧変換器に供
給し、この周波数−電圧変換器の電力出力に応じ
て上記モータの速度制御を行なうようにしたモー
タの速度制御回路において、上記周波数−電圧変
換器における周波数と電圧出力との変換定数を決
定する第１の抵抗と、この第１の抵抗に対して並
列に接続され互いに直列に接続される第２の抵抗
及びスイツチング素子とを設け、上記スイツチン
グ素子にパルス幅変調信号を供給することにより
上記第１の抵抗及び第２の抵抗によつて得られる
抵抗値を等価的に変化させるようにしたものであ
る。<Summary of the invention> In other words, in order to achieve the above-mentioned object, the present invention supplies the output of a frequency generator whose frequency changes according to the rotational speed of a motor to a frequency-voltage converter, and converts the frequency-voltage converter. The motor speed control circuit is configured to control the speed of the motor according to the power output of the motor, the first resistor determining a conversion constant between the frequency and the voltage output in the frequency-voltage converter; A second resistor and a switching element are provided which are connected in parallel to the first resistor and connected in series with each other, and the first resistor and the second resistor are controlled by supplying a pulse width modulation signal to the switching element. It is designed to equivalently change the resistance value obtained by .
＜実施例＞
以下、本発明の具体的な実施例を図面に従つて
詳細に説明する。<Examples> Hereinafter, specific examples of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
本発明に係るモータ１の速度制御回路は、第１
図に示すように、モータ１の回転速度を検出する
ためこのモータ１に設けられるタコジエネレータ
の如き周波数発電器２と、この周波数発電器２よ
り出力される周波数信号（第３図参照）をこの周
波数信号の周波数に対応した電圧に変換する周波
数−電圧変換器３と、周波数−電圧変換器３より
出力される電圧を基準電圧ESと比較し、互いの誤
差に応じて上記モータへの電源供給量を制御する
演算増幅器４とを有してなるものであり、上記モ
ータ１の回転速度の変化に対応して上記電源供給
を制御し、このモータ１の常に正確な回転速度を
得るようにしたものである。 The speed control circuit for the motor 1 according to the present invention includes a first
As shown in the figure, in order to detect the rotational speed of the motor 1, a frequency generator 2 such as a tachometer generator is provided on the motor 1, and a frequency signal (see Figure 3) output from the frequency generator 2 is transmitted to the frequency generator 2. The frequency-voltage converter 3 converts the voltage into a voltage corresponding to the frequency of the signal, and the voltage output from the frequency-voltage converter 3 is compared with the reference voltage ES , and power is supplied to the motor according to the mutual error. The power supply is controlled in response to changes in the rotational speed of the motor 1, so that an accurate rotational speed of the motor 1 is always obtained. It is something.
この速度制御回路において、上記周波数−電圧
変換器３には、例えば第２図に示す如く、入力端
子５に供給される上記周波数発電器２の周波数信
号を波形成形し、その周波数に同期したパルス信
号（第３図参照）を得るための波形成形器６が設
けられている。そして、この波形成形器６より出
力される上記パルス信号はランプ波リセツト用の
トランジスタ７のベース端子に供給されるように
なつている。このトランジスタ７はエミツタ端子
が接地されるとともにコレクタ端子が演算増幅器
８に一方の入力端子に接続されている。 In this speed control circuit, the frequency-voltage converter 3 is configured to waveform the frequency signal of the frequency generator 2 supplied to the input terminal 5, and generate pulses synchronized with the frequency, as shown in FIG. 2, for example. A waveform shaper 6 is provided for obtaining a signal (see FIG. 3). The pulse signal output from the waveform shaper 6 is supplied to the base terminal of a ramp wave reset transistor 7. The emitter terminal of this transistor 7 is grounded, and the collector terminal is connected to one input terminal of the operational amplifier 8.
また、上記周波数−電圧変換器３には、常に一
定の傾斜角度をもつて立ち上るランプ波信号（第
３図参照）を得るための、互いに直列に接続され
た第１の抵抗９とコンデンサ１０が接続されてい
る。上記第１の抵抗９は一端を電源１１に接続さ
れ、電源供給されるようになつており、上記コン
デンサ１０は他端側を接地されている。また、互
いに直列に接続された第２の抵抗１２とスイツチ
ング素子となるトランジスタ１３とが上記第１の
抵抗９に並列に接続されている。上記トランジス
タ１３はベース端子がパルス幅変調信号（以下
PWM信号という。）を供給されるPWM入力端子
１４に接続されるとともに、コレクタ端子及びエ
ミツタ端子が上記電源１１及び上記第２の抵抗１
２に接続されており、上記ベース端子に上記
PWM信号のパルス入力を受けたときに上記電源
１１と上記第２の抵抗１２との間を短絡するよう
に動作するものである。すなわち、このトランジ
スタ１３の上記PWM信号のパルス幅に対応した
動作期間中における上記コンデンサ１０と電源１
１との間の瞬間的な抵抗値R′は、上記第１の抵
抗９と上記第２の抵抗１２の抵抗値をそれぞれ
R1，R2とすると、R′＝R1R2／R1＋R2で与えられる。 The frequency-voltage converter 3 also includes a first resistor 9 and a capacitor 10 connected in series with each other in order to obtain a ramp wave signal (see FIG. 3) that always rises at a constant angle of inclination. It is connected. The first resistor 9 has one end connected to a power source 11 to be supplied with power, and the other end of the capacitor 10 is grounded. Further, a second resistor 12 and a transistor 13 serving as a switching element, which are connected in series with each other, are connected in parallel to the first resistor 9. The base terminal of the transistor 13 has a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as
This is called a PWM signal. ), and the collector terminal and emitter terminal are connected to the power supply 11 and the second resistor 1.
2, and the above base terminal is connected to the above base terminal.
It operates to short-circuit between the power source 11 and the second resistor 12 when receiving a pulse input of a PWM signal. That is, the capacitor 10 and the power supply 1 during the operation period corresponding to the pulse width of the PWM signal of the transistor 13
The instantaneous resistance value R' between 1 and 1 is the resistance value of the first resistor 9 and the second resistor 12, respectively.
Assuming R 1 and R 2 , it is given by R′=R 1 R 2 /R 1 +R 2 .
また、上記トランジスタ１３の非動作時には、
R′＝R1となる。従つて、上記電源１１と上記コ
ンデンサ１０との間の上記第１の抵抗９及び上記
第２の抵抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒは、
上記PWM信号のパルス周期に対するパルス幅の
比、すなわちデユーテイ比によつて等価的に変化
することとなる。そして、このように結線された
上記第１の抵抗９及び第２の抵抗１２と上記コン
デンサ１０との接続端は、上記ランプ波リセツト
用のトランジスタ７のコレクタ端子と接続され、
上記演算増幅器８の一方の入力端子に接続されて
いる。すなわち、この入力端子には、上記コンデ
ンサ１０にチヤージされる電荷が上記ランプ波リ
セツト用トランジスタ７の上記パルス信号に対応
した動作によつて順次リセツトされ立ち下るとと
もに、このリセツトの後に一定の傾斜角度を有し
て順次立ち上るようなランプ波信号が供給される
こととなる。そして、このランプ波信号の立ち上
り時の傾斜角度は上記第１の抵抗９及び第２の抵
抗１２によつて与えられる抵抗値Ｒによつて設定
されるようになつている。なお、上記PWM信号
の周波数は上記パルス信号の周波数に対して充分
大きいものとする。Furthermore, when the transistor 13 is not in operation,
R′=R 1 . Therefore, the resistance value R given by the first resistor 9 and the second resistor 12 between the power supply 11 and the capacitor 10 is:
It changes equivalently depending on the ratio of the pulse width to the pulse period of the PWM signal, that is, the duty ratio. The connection ends of the first resistor 9 and second resistor 12 connected in this way and the capacitor 10 are connected to the collector terminal of the ramp wave reset transistor 7,
It is connected to one input terminal of the operational amplifier 8. That is, at this input terminal, the charge charged in the capacitor 10 is sequentially reset and falls by the operation of the ramp wave reset transistor 7 corresponding to the pulse signal, and after this reset, the charge charged in the capacitor 10 falls at a certain inclination angle. A ramp wave signal is supplied that sequentially rises with . The angle of inclination at the rise of this ramp wave signal is set by the resistance value R given by the first resistor 9 and the second resistor 12. Note that the frequency of the PWM signal is sufficiently larger than the frequency of the pulse signal.
また、上記電源１１には互いに直列に接続され
接地されてなる一対の基準抵抗１５，１６が接続
されている。そしてこれら基準抵抗１５，１６の
接続端は上記演算増幅器８の他方の入力端子に接
続され、この演算増幅器８に上記ランプ波信号の
時定数を得るための基準電圧を与えるようになつ
ている。 Further, a pair of reference resistors 15 and 16 are connected to the power source 11 and are connected in series with each other and grounded. The connection ends of these reference resistors 15 and 16 are connected to the other input terminal of the operational amplifier 8, and a reference voltage for obtaining the time constant of the ramp wave signal is applied to the operational amplifier 8.
上記演算増幅器８は、双方の入力端子に供給さ
れる上記ランプ波信号と上記基準電圧とのレベル
を比較し、上記ランプ波信号が上記基準電圧を超
えたときに出力端子にステツプ出力を生ずるよう
になつており、上記ランプ波信号の時定数及び発
生周期に対応したパルス幅を有する矩形波信号
（第３図参照）を出力するようにしたものである。
そしてこの演算増幅器８より出力された上記矩形
波信号は、抵抗１７とコンデンサ１８とからなる
ローパスフイルタ１９によつて積分され、この矩
形波信号のパルス幅に対応した電圧レベルを有す
る積分波形の電圧出力（第３図参照）として、こ
の周波数−電圧変換回路の出力端子２５より出力
されるようになつている。そこでこの電圧出力を
図示しない波形成形回路等によりさらに波形成形
し、ほぼ一定レベルの電圧となし、上記演算増幅
器４において上記基準電圧ESとの比較を行なうよ
うになつている。 The operational amplifier 8 compares the levels of the ramp wave signal supplied to both input terminals and the reference voltage, and produces a step output at the output terminal when the ramp wave signal exceeds the reference voltage. It outputs a rectangular wave signal (see FIG. 3) having a pulse width corresponding to the time constant and generation cycle of the ramp wave signal.
The rectangular wave signal outputted from the operational amplifier 8 is integrated by a low-pass filter 19 consisting of a resistor 17 and a capacitor 18, and a voltage of an integrated waveform having a voltage level corresponding to the pulse width of this rectangular wave signal is obtained. The output (see FIG. 3) is output from the output terminal 25 of this frequency-voltage conversion circuit. Therefore, this voltage output is further waveform-shaped by a waveform shaping circuit (not shown) to obtain a voltage at a substantially constant level, and the operational amplifier 4 compares the voltage with the reference voltage ES .
そこで、このような構成の速度制御回路におい
て、上記モータ１の可変速制御を行なうために、
この速度制御回路における上記モータ１の設定速
度を変化させようとする場合には、例えばマイク
ロプロセツサより上記PWM入力端子に供給され
るPWM信号のパルス幅又はそのパルス周期を変
化させ、このPWM信号のデユーテイー比を可変
調整するようにして行なう。すなわち上記第２の
抵抗１２の抵抗値をR2とし、上記デユーテイー
比をＤ（％）とすると、上記第２の抵抗１２によ
つて生ずる実際の抵抗値R3は、
R3＝100R2／Ｄ
と等価となる。そして、このR3によつて決定さ
れる上記ランプ波信号の時定数Ｔは、上記第１の
抵抗９の抵抗値をR1とし上記コンデンサ１０の
静電容量をＣとすると、
Ｔ＝CkR1R3／R1＋R3＝K1R1R2／DR1＋R2
（ｋ、K1……定数）
で与えられる。すなわち、上記ランプ波信号の立
ち上り部の傾斜は、第４図に示す如く、上記デユ
ーテイー比がD1D2D3……と可変操作されるに伴
なつて変化し、このランプ波信号の時定数によつ
て決定される上記矩形波信号のパルス幅とパルス
周期の比、すなわちこの矩形波信号のデユーテイ
ー比が、上記パルス信号の周波数とは無関係に変
更されることとなる。従つて、上記パルス信号の
周波数と、この周波数に対応したレベルに変換さ
れる上記電圧出力との変換定数が変更されること
となり、上記基準電圧ESを変化させることなく上
記モータ１の可変速制御が可能となる。 Therefore, in a speed control circuit having such a configuration, in order to perform variable speed control of the motor 1,
When trying to change the set speed of the motor 1 in this speed control circuit, for example, the pulse width or pulse period of the PWM signal supplied from the microprocessor to the PWM input terminal is changed, and this PWM signal This is done by variably adjusting the duty ratio of. That is, if the resistance value of the second resistor 12 is R 2 and the duty ratio is D (%), then the actual resistance value R 3 generated by the second resistor 12 is R 3 =100R 2 / It is equivalent to D. Then, the time constant T of the ramp wave signal determined by this R 3 is as follows, where the resistance value of the first resistor 9 is R 1 and the capacitance of the capacitor 10 is C, T=C k It is given by R 1 R 3 /R 1 +R 3 =K 1 R 1 R 2 /DR 1 +R 2 (k, K 1 ...constant). That is, as shown in FIG. 4, the slope of the rising portion of the ramp wave signal changes as the duty ratio is varied as D 1 D 2 D 3 . The ratio of the pulse width to the pulse period of the rectangular wave signal determined by a constant, that is, the duty ratio of the rectangular wave signal, is changed regardless of the frequency of the pulse signal. Therefore, the conversion constant between the frequency of the pulse signal and the voltage output converted to a level corresponding to this frequency is changed, and the variable speed of the motor 1 can be adjusted without changing the reference voltage ES . Control becomes possible.
また、上記PWM信号のデユーテイー比を変化
させた場合に上記モータ１の回転数をＮとする
と、
Ｎ＝K2１／Ｔ＝K2／K1（DR1／R1R2＋R2／R1R2）
（K1、K2……定数）
の関係が得られる。従つて、上記モータ１の回転
数Ｎは上記PWM信号のデユーテイー比の変化に
伴ない直線的に変化することとなる。 Furthermore, when the duty ratio of the PWM signal is changed and the number of revolutions of the motor 1 is N, then N=K 2 1/T=K 2 /K 1 (DR 1 /R 1 R 2 +R 2 /R 1 R 2 ) (K 1 , K 2 ... constants) is obtained. Therefore, the rotation speed N of the motor 1 changes linearly as the duty ratio of the PWM signal changes.
このように本実施例におけるモータ１の速度制
御回路によれば、PWM信号のデユーテイ比を変
化させることによつて、上記周波数−電圧変換器
の周波数と電圧出力との変換定数を変更するよう
にしたことから、上記マイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータ１の可変速制御を
容易に行なうことができる。従つて、上記基準電
圧ESを変更する必要がなくデイジタル−アナログ
変換のための複雑な回路構成も必要としない。そ
して、上記モータ１の極めて直線的に富んだ可変
速制御を実現することができる。 According to the speed control circuit of the motor 1 in this embodiment, the conversion constant between the frequency and voltage output of the frequency-voltage converter is changed by changing the duty ratio of the PWM signal. Therefore, variable speed control of the motor 1 can be easily performed using digital signals from the microprocessor or the like. Therefore, there is no need to change the reference voltage ES , and no complicated circuit configuration for digital-to-analog conversion is required. Further, highly linear variable speed control of the motor 1 can be realized.
また、上述した実施例では上記パルス信号の周
波数すなわち上記周波数信号の周波数に対して、
上記PWM信号の周波数が極めて大きい場合につ
いて述べたが、上記PWM信号の周波数が上記パ
ルス信号の周波数に比較的近く、上記トランジス
タ１３のスイツチング動作が上記ランプ波信号の
波形に影響してしまいこのランプ波信号のうなり
を生じるような場合には、第５図及び第６図に示
すように、上記PWM信号の高周波成分を吸収
し、上記ランプ波信号への影響を緩和する抵抗２
０とコンデンサ２１よりなるローパスフイルタ２
２を設ければ良い。そして、このようなローパス
フイルタ２２を設けた場合には、このローパスフ
イルタ２２の抵抗２０が上記コンデンサ１０の放
電経路に入つてしまうので上記コンデンサ１０の
確実な放電を行なうために、例えばダイオード２
３やトランジスタ２４を設け、これらダイオード
２３やトランジスタ２４を上記パルス信号によつ
て動作させ、時定数の小まな放電経路を形成すれ
ば良い。 Furthermore, in the above embodiment, with respect to the frequency of the pulse signal, that is, the frequency of the frequency signal,
Although we have described the case where the frequency of the PWM signal is extremely high, the frequency of the PWM signal is relatively close to the frequency of the pulse signal, and the switching operation of the transistor 13 affects the waveform of the ramp wave signal. In the case where the wave signal beats, as shown in FIGS. 5 and 6, a resistor 2 is installed to absorb the high frequency component of the PWM signal and alleviate the influence on the ramp wave signal.
0 and a low-pass filter 2 consisting of a capacitor 21
2 should be provided. When such a low-pass filter 22 is provided, the resistor 20 of the low-pass filter 22 enters the discharge path of the capacitor 10, so in order to ensure the discharge of the capacitor 10, for example, a diode 2 is connected.
3 and a transistor 24 may be provided, and the diode 23 and transistor 24 may be operated by the pulse signal to form a discharge path with a small time constant.
＜発明の効果＞
上述した本発明の説明より明らかなように本発
明によれば、パルス幅変調信号のデユーテイー比
を変化させることにより、周波数−電圧変換器の
周波数と電圧出力との変換定数を変更するように
したことから、例えばマイクロプロセツサ等のデ
イジタル信号による上記モータの可変速制御を容
易に行なうことができる。従つて、基準電圧を変
更する必要がなく、デイジタル−アナログ変換の
ための複雑な回路構成も必要とせず、さらに上記
モータの極めて直線性に富んだ可変速制御を実現
することができる。<Effects of the Invention> As is clear from the above description of the present invention, according to the present invention, by changing the duty ratio of the pulse width modulation signal, the conversion constant between the frequency and voltage output of the frequency-voltage converter can be changed. Since the speed is changed, variable speed control of the motor can be easily performed using digital signals from a microprocessor or the like. Therefore, there is no need to change the reference voltage, there is no need for a complicated circuit configuration for digital-to-analog conversion, and it is possible to realize variable speed control of the motor with extremely high linearity.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は周波数−電圧変換器を示す回路図、第３図は
上記周波数−電圧変換器にて得られる各種信号波
形を示す波形図、第４図はパルス幅変調信号のデ
ユーテイー比とランプ波信号の波形との関係を示
す説明図、第５図は本発明の他の実施例における
要部を示す回路図、第６図は本発明のさらに他の
実施例における要部を示す回路図である。
１……モータ、２……周波数発電器、３……周
波数−電圧変換器、４……演算増幅器、９……第
１の抵抗、１２……第２の抵抗、１３……トラン
ジスタ。
Figure 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
The figure is a circuit diagram showing the frequency-voltage converter, Figure 3 is a waveform diagram showing various signal waveforms obtained by the frequency-voltage converter, and Figure 4 is a diagram showing the duty ratio of the pulse width modulation signal and the ramp wave signal. FIG. 5 is a circuit diagram showing the main part of another embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a circuit diagram showing the main part of still another embodiment of the invention. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Motor, 2... Frequency generator, 3... Frequency-voltage converter, 4... Operational amplifier, 9... First resistor, 12... Second resistor, 13... Transistor.
Claims (1)
周波数発電器の出力を周波数−電圧変換器に供給
し、この周波数−電圧変換器の電力出力に応じて
上記モータの速度制御を行なうようにしたモータ
の速度制御回路において、上記周波数−電圧変換
器における周波数と電圧出力との変換定数を決定
する第１の抵抗と、この第１の抵抗に対して並列
に接続され互いに直列に接続される第２の抵抗及
びスイツチング素子とを設け、上記スイツチング
素子にパルス幅変調信号を供給することにより上
記第１の抵抗及び第２の抵抗によつて得られる抵
抗値を等価的に変化させるようにしてなるモータ
の速度制御回路。1. A motor in which the output of a frequency generator whose frequency changes according to the rotational speed of the motor is supplied to a frequency-voltage converter, and the speed of the motor is controlled according to the power output of the frequency-voltage converter. In the speed control circuit, a first resistor determines a conversion constant between frequency and voltage output in the frequency-voltage converter, and a second resistor is connected in parallel to the first resistor and connected in series with each other. A motor is provided with a resistor and a switching element, and is configured to equivalently change the resistance values obtained by the first resistor and the second resistor by supplying a pulse width modulation signal to the switching element. speed control circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250987A JPS60144150A (en) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | Speed control circuit of motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58250987A JPS60144150A (en) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | Speed control circuit of motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60144150A JPS60144150A (en) | 1985-07-30 |
| JPH0550236B2 true JPH0550236B2 (en) | 1993-07-28 |
Family
ID=17215980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58250987A Granted JPS60144150A (en) | 1983-12-30 | 1983-12-30 | Speed control circuit of motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60144150A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0452846B1 (en) * | 1990-04-16 | 1996-02-28 | Hitachi, Ltd. | Narrow track thin film magnetic head and fabrication method thereof |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55167794U (en) * | 1979-05-18 | 1980-12-02 |
-
1983
- 1983-12-30 JP JP58250987A patent/JPS60144150A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60144150A (en) | 1985-07-30 |
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Legal Events
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| EXPY | Cancellation because of completion of term |