JPH0537295A - Active filter circuit - Google Patents
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- JPH0537295A JPH0537295A JP21477391A JP21477391A JPH0537295A JP H0537295 A JPH0537295 A JP H0537295A JP 21477391 A JP21477391 A JP 21477391A JP 21477391 A JP21477391 A JP 21477391A JP H0537295 A JPH0537295 A JP H0537295A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、ＩＣ化に適するとと
もに、遮断周波数を可変設定できるアクティブ・フィル
タ回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active filter circuit suitable for use as an IC and capable of variably setting a cutoff frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図７は特開平１−１５１３１２号公報に
開示された従来のアクティブ・フィルタ回路を示す回路
図である。図７において、１は第１の信号入力端子、２
は第１のトランジスタ、３，４は抵抗、５は第２のトラ
ンジスタ、６は定電流源、７は電源と接続された電源端
子、８は第３のトランジスタ、９は第４のトランジス
タ、１０は第１の制御端子、１１，１３は直流電圧源、
１２は第２の制御端子、１４は電流源、１５は電圧制御
電流源、１６は信号出力端子、１７はリアクタンス回路
のコンデンサ、１９はトランジスタ、２０はダイオー
ド、２１は定電流源である。第１の信号入力端子１には
第１のトランジスタ２のベースが接続され、その第１の
トランジスタ２のエミッタは抵抗回路を構成する抵抗３
および抵抗４を介して第２のトランジスタ５のエミッタ
に接続されている。抵抗３と抵抗４との間の接続点は定
電流源６の一端に接続され、その定電流源６の他端は接
地されている。また、第１のトランジスタ２のコレクタ
は電源端子７に接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional active filter circuit disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 1-151312. In FIG. 7, 1 is a first signal input terminal, 2
Is a first transistor, 3 and 4 are resistors, 5 is a second transistor, 6 is a constant current source, 7 is a power supply terminal connected to a power supply, 8 is a third transistor, 9 is a fourth transistor, 10 Is the first control terminal, 11 and 13 are DC voltage sources,
12 is a second control terminal, 14 is a current source, 15 is a voltage controlled current source, 16 is a signal output terminal, 17 is a capacitor of a reactance circuit, 19 is a transistor, 20 is a diode, and 21 is a constant current source. The base of the first transistor 2 is connected to the first signal input terminal 1, and the emitter of the first transistor 2 has a resistor 3 forming a resistor circuit.
And the resistor 4 to the emitter of the second transistor 5. The connection point between the resistors 3 and 4 is connected to one end of a constant current source 6, and the other end of the constant current source 6 is grounded. The collector of the first transistor 2 is connected to the power supply terminal 7.
【０００３】第２のトランジスタ５のコレクタは第３の
トランジスタ８のエミッタと第４のトランジスタ９のエ
ミッタとの共通接続点に接続され、第３のトランジスタ
８のベースは第１の制御端子１０を介して第１の直流電
圧源１１に、第４のトランジスタ９のベースは第２の制
御端子１２を介して第２の直流電圧源１３にそれぞれ接
続されている。そして、第３のトランジスタ８のコレク
タは電源端子７に接続され、また第４のトランジスタ９
のコレクタ，電流源１４を介して電源端子７に接続され
ている。電圧制御電流源１５は、第１，第２，第３，第
４のトランジスタ２，５，８，９と、抵抗３，４と、定
電流源６と、電源端子７および電流源１４により可変で
きる伝達コンダクタンスとなっている。The collector of the second transistor 5 is connected to the common connection point of the emitter of the third transistor 8 and the emitter of the fourth transistor 9, and the base of the third transistor 8 is connected to the first control terminal 10. To the first DC voltage source 11 and the base of the fourth transistor 9 to the second DC voltage source 13 via the second control terminal 12. The collector of the third transistor 8 is connected to the power supply terminal 7, and the fourth transistor 9
Is connected to the power supply terminal 7 via the collector and the current source 14. The voltage controlled current source 15 is variable by the first, second, third and fourth transistors 2, 5, 8 and 9, resistors 3 and 4, constant current source 6, power supply terminal 7 and current source 14. It has a transmissible conductance.
【０００４】第４のトランジスタ９と電流源１４との接
続点は信号出力端子１６に接続され、この信号出力端子
１６にはリアクタンス回路を構成するコンデンサ１７の
一端が接続され、そのコンデンサ１７の他端には第２の
信号入力端子１８が接続されている。そして、第２の信
号入力端子１８は接地されている。また、信号出力端子
１６にはトランジスタ１９のベースが接続され、このト
ランジスタ１９のエミッタはダイオード２０を介して第
２のトランジスタ５のベースに接続され、トランジスタ
１９のコレクタは電源端子７に接続されている。定電流
源２１は、その一端が第２のトランジスタ５のベースと
ダイオード２０のカソードの共通接続点に接続され、他
端は接地されている。A connection point between the fourth transistor 9 and the current source 14 is connected to a signal output terminal 16, and one end of a capacitor 17 forming a reactance circuit is connected to the signal output terminal 16, and the other terminal of the capacitor 17 is connected. The second signal input terminal 18 is connected to the end. The second signal input terminal 18 is grounded. The base of the transistor 19 is connected to the signal output terminal 16, the emitter of the transistor 19 is connected to the base of the second transistor 5 via the diode 20, and the collector of the transistor 19 is connected to the power supply terminal 7. There is. The constant current source 21 has one end connected to a common connection point of the base of the second transistor 5 and the cathode of the diode 20, and the other end grounded.
【０００５】次に動作について説明する。図８は図７の
動作原理を説明するためにその回路を簡略化して示した
等価回路である。図８において、１，１５，１６，１
７，１８は図７と同一部分を示しており、２２は図７に
おけるトランジスタ１９とダイオード２０と定電流源２
１とからなるレベルシフト回路に相当するバッファ増幅
器で、図７の構成ではその電圧利得ＡはＡ＝１となる。
なお、図７の構成では第２の信号入力端子１８は接地さ
れている。Next, the operation will be described. FIG. 8 is an equivalent circuit showing a simplified circuit for explaining the operation principle of FIG. In FIG. 8, 1, 15, 16, 1
Reference numerals 7 and 18 denote the same parts as in FIG. 7, and 22 denotes the transistor 19, the diode 20 and the constant current source 2 in FIG.
In the configuration of FIG. 7, the voltage gain A is A = 1.
In the configuration of FIG. 7, the second signal input terminal 18 is grounded.
【０００６】次に、図７の回路の動作原理を図８の等価
回路を参照して説明する。説明を簡略化するために、図
７の回路における各トランジスタ２，５，８，９，１９
のベース電流は十分小さく無視できるものとする。Next, the operating principle of the circuit of FIG. 7 will be described with reference to the equivalent circuit of FIG. In order to simplify the explanation, each transistor 2, 5, 8, 9, 19 in the circuit of FIG.
The base current of is sufficiently small and can be ignored.
【０００７】いま、第１の信号入力端子１の入力信号電
圧をＶi1、第２の信号入力端子１８の入力信号電圧をＶ
i2、電圧制御電流源１５の伝達コンダクタンスをｇm 、
電圧制御電流源１５の出力信号電流をｉo 、コンデンサ
１７の容量をＣ、信号出力端子１６の出力信号電圧をＶ
o、その角周波数をωとすると、図８において、Now, the input signal voltage of the first signal input terminal 1 is V i1 , and the input signal voltage of the second signal input terminal 18 is V i1 .
i2 , the transfer conductance of the voltage controlled current source 15 is g m ,
The output signal current of the voltage controlled current source 15 is i o , the capacitance of the capacitor 17 is C, and the output signal voltage of the signal output terminal 16 is V
o and its angular frequency is ω, in FIG.
【０００８】[0008]
【数１】 [Equation 1]
【０００９】[0009]
【数２】 [Equation 2]
【００１０】が成り立つ。式（１），（２）から図８の
回路の出力信号電圧Ｖoを導くと、[0010] holds. When the output signal voltage V o of the circuit of FIG. 8 is derived from the equations (1) and (2),
【００１１】[0011]
【数３】 [Equation 3]
【００１２】となる。一方、図７において、定電流源６
の電流値を２・Ｉ1 、抵抗３，４の抵抗値を共にＲEと
すると、第２のトランジスタ５のコレクタ電流ｉC2は、[0012] On the other hand, in FIG. 7, the constant current source 6
Is 2 · I 1 and the resistances of the resistors 3 and 4 are R E , the collector current i C2 of the second transistor 5 is
【００１３】[0013]
【数４】 [Equation 4]
【００１４】ただしHowever,
【００１５】[0015]
【数５】 [Equation 5]
【００１６】となる。また、第３のトランジスタ８のコ
レクタ電流をｉC3、第４のトランジスタ９のコレクタ電
流をｉC4、ｉC2に対するｉC4の比をαとすると、[0016] Further, when the collector current of the third transistor 8 is i C3 , the collector current of the fourth transistor 9 is i C4 , and the ratio of i C4 to i C2 is α,
【００１７】[0017]
【数６】 [Equation 6]
【００１８】[0018]
【数７】 [Equation 7]
【００１９】となり、図７において、第１の直流電圧源
１１の電圧値をＶC1、第２の直流電圧源１３の電圧値を
ＶC2、第２の制御端子１２に対する第１の制御端子１０
の電位差をＶC（＝ＶC1−ＶC2）とすると、In FIG. 7, the voltage value of the first DC voltage source 11 is V C1 , the voltage value of the second DC voltage source 13 is V C2 , and the first control terminal 10 with respect to the second control terminal 12 is
Let V C (= V C1 −V C2 ) be the potential difference between
【００２０】[0020]
【数８】 [Equation 8]
【００２１】となる。したがって、式（４），（６）よ
り[0021] Therefore, from equations (4) and (6)
【００２２】[0022]
【数９】 [Equation 9]
【００２３】となり、また、式（６）〜（８）よりFrom the expressions (6) to (8),
【００２４】[0024]
【数１０】 [Equation 10]
【００２５】が得られる。そこで、電流源１４が定電流
源であるとして、その電流値をα・Ｉ1とすると、電圧
制御電流源１５の伝達コンダクタンスｇmは、Is obtained. Therefore, assuming that the current source 14 is a constant current source and its current value is α · I 1 , the transfer conductance g m of the voltage controlled current source 15 is
【００２６】[0026]
【数１１】 [Equation 11]
【００２７】となる。また図７ではＡ＝１，Ｖi2＝０で
あるから、図７の回路の伝達関数Ｇ（ω）＝Ｖo／Ｖi1
は、式（３），（１１）より[0027] Since A = 1 and V i2 = 0 in FIG. 7, the transfer function G (ω) = V o / V i1 of the circuit in FIG.
Is from equations (3) and (11)
【００２８】[0028]
【数１２】 [Equation 12]
【００２９】[0029]
【数１３】 [Equation 13]
【００３０】となる。式（１３）では、図７の回路の通
過帯域電圧利得Ｇo，遮断周波数ｆCを、It becomes In equation (13), the passband voltage gain G o and the cutoff frequency f C of the circuit of FIG.
【００３１】[0031]
【数１４】 [Equation 14]
【００３２】[0032]
【数１５】 [Equation 15]
【００３３】の一次のローパスフィルタ回路で構成して
おり、第２の制御端子１２に対する第１の制御端子１０
の電位差ＶCを変えることにより遮断周波数ｆCを変化さ
せることができることを示している。A first-order low-pass filter circuit is used, and the first control terminal 10 with respect to the second control terminal 12 is
It is shown that the cutoff frequency f C can be changed by changing the potential difference V C of.
【００３４】[0034]
【発明が解決しようとする課題】ところが、図７に示す
回路をＩＣ化する際には、抵抗値ＲE を精度よく形成す
ることが困難であり、抵抗値ＲEのばらつきに対して遮
断周波数ｆCの値を所定の値にするために電圧ＶC＝ＶC1
−ＶC2 の値を調整する必要がある。また、たとえ抵抗
値ＲEのばらつきに対して電圧ＶC1−ＶC2の値を調整し
ても、抵抗値ＲEの温度特性が悪く、かつ、式（１５）
に含まれる項ｅqVc/kTの中に温度Ｔが含まれているの
で、遮断周波数ｆC が回路動作温度によって変化すると
いう問題点がある。さらに、回路をＩＣ化せず、抵抗値
ＲE の精度および温度特性が良く、遮断周波数ｆC の式
が式（１５）で表わせる場合であっても、式（１５）に
含まれる項ｅqVc/kTの中に温度Ｔが含まれているため、
遮断周波数ｆC が回路動作温度により変化するという問
題点がある。However, when the circuit shown in FIG. 7 is integrated into an IC, it is difficult to form the resistance value R E with high accuracy, and the cutoff frequency is affected by variations in the resistance value R E. In order to set the value of f C to a predetermined value, the voltage V C = V C1
The value of -V C2 needs to be adjusted. Further, even if the resistance value even to adjust the value of the voltage V C1 -V C2 for variations of R E, a temperature characteristic of the resistance value R E is poor, and the formula (15)
Since the temperature T is included in the term e qVc / kT included in the above, there is a problem that the cutoff frequency f C changes depending on the circuit operating temperature. Further, even if the circuit is not integrated into an IC, the resistance value R E has good accuracy and temperature characteristics, and the formula of the cutoff frequency f C can be expressed by the formula (15), the term e included in the formula (15) is obtained. Since the temperature T is included in qVc / kT ,
There is a problem that the cutoff frequency f C changes depending on the circuit operating temperature.
【００３５】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、無調整で遮断周波数を所定の
値に正確に設定でき、かつ、温度特性が良好な、ＩＣ化
に適したアクティブ・フィルタ回路を得ることを目的と
する。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and can be set to a predetermined value of the cutoff frequency accurately without adjustment, and has good temperature characteristics, and is suitable for IC implementation. The purpose is to obtain an active filter circuit.
【００３６】[0036]
【課題を解決するための手段】この第１の発明に係るア
クティブ・フィルタ回路は、図１で示すように、第１お
よび第２制御端子１０，１２と電源（電源端子７）とに
接続された制御手段（制御回路３１）を設け、上記制御
手段は、上記電源と接続された第１のバイアス電圧供給
端子３３と、一端が接地されて設けられた直流電圧源３
９と、この直流電圧源の他端に接続された第３のバイア
ス電圧供給端子３８と、上記第１のバイアス電圧供給端
子と第２のバイアス電圧供給端子３７との間に直列に接
続された抵抗３２，第１のダイオード３４，定電流源３
６と、上記抵抗と上記第３のバイアス供給端子との間に
接続された第２のダイオード３５とを備え、上記第１の
ダイオードと上記定電流源との相互接続点または上記第
３のバイアス電圧供給端子のいずれか一方が上記第１の
制御端子に接続され、他方が上記第２の制御端子に接続
されている。この第２の発明に係るアクティブ・フィル
タ回路は、図２で示すように、第１のバイアス電圧供給
端子３３が接地され、第２のバイアス電圧供給端子３７
が電源端子７に接続されている。この第３の発明に係る
アクティブ・フィルタ回路は、図３で示すように、図１
の上記定電流源の代わりに、第２の抵抗４０を用いた。
この第４の発明に係るアクティブ・フィルタ回路は、図
４で示すように、図１の上記第２のダイオードの代わり
に第５のトランジスタ４１を用い、上記第５のトランジ
スタの制御電極が第３のバイアス電圧供給端子３８およ
び第２の制御端子１２と接続されるとともに、上記第５
のトランジスタの一方の電極が抵抗３２と第１のダイオ
ード（トランジスタ３４）との相互接続点に接続されて
いる。この第５の発明に係るアクティブ・フィルタ回路
は、図５で示すように、図１〜図４の直流電圧源３９
を、少なくとも１個以上の、ダイオードまたはトランジ
スタと、抵抗とで構成した。この第６の発明に係るアク
ティブ・フィルタ回路は、図６で示すように、図１，図
２，図４，図５の定電流源３６を、１個以上のダイオー
ド５１と第３の抵抗５２とで構成した。As shown in FIG. 1, an active filter circuit according to the first invention is connected to first and second control terminals 10 and 12 and a power supply (power supply terminal 7). The control means (control circuit 31) is provided, and the control means includes a first bias voltage supply terminal 33 connected to the power source and a DC voltage source 3 having one end grounded.
9, a third bias voltage supply terminal 38 connected to the other end of the DC voltage source, and a series connection between the first bias voltage supply terminal and the second bias voltage supply terminal 37. Resistor 32, first diode 34, constant current source 3
6 and a second diode 35 connected between the resistor and the third bias supply terminal, and the interconnection point between the first diode and the constant current source or the third bias. One of the voltage supply terminals is connected to the first control terminal, and the other is connected to the second control terminal. In the active filter circuit according to the second aspect of the invention, as shown in FIG. 2, the first bias voltage supply terminal 33 is grounded and the second bias voltage supply terminal 37 is connected.
Is connected to the power supply terminal 7. The active filter circuit according to the third aspect of the present invention, as shown in FIG.
The second resistor 40 was used in place of the above constant current source.
In the active filter circuit according to the fourth aspect of the invention, as shown in FIG. 4, a fifth transistor 41 is used instead of the second diode of FIG. 1, and a control electrode of the fifth transistor is a third electrode. Connected to the bias voltage supply terminal 38 and the second control terminal 12 of
One electrode of the transistor is connected to the interconnection point between the resistor 32 and the first diode (transistor 34). The active filter circuit according to the fifth aspect of the present invention, as shown in FIG.
Is composed of at least one diode or transistor and a resistor. As shown in FIG. 6, an active filter circuit according to the sixth aspect of the present invention includes a constant current source 36 shown in FIGS. 1, 2, 4, and 5, one or more diodes 51 and a third resistor 52. It consisted of and.
【００３７】[0037]
【作用】この第１の発明におけるアクティブ・フィルタ
回路は、遮断周波数が後述する式（２５）で表される。
この第２の発明におけるアクティブ・フィルタ回路は、
遮断周波数が後述する式（２８）で表される。この第３
の発明におけるアクティブ・フィルタ回路は、遮断周波
数が後述する式（３０）で表される。この第４の発明に
おけるアクティブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述
する式（３２）で表される。この第５の発明におけるア
クティブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述する式
（３５）で表される。この第６の発明におけるアクティ
ブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述する式（４３）
で表される。したがって、遮断周波数が所定の値に精度
良く設定できると共に、回路動作温度によって変化しな
いため、温度特性が良好となる。In the active filter circuit according to the first aspect of the present invention, the cutoff frequency is expressed by the equation (25) described later.
The active filter circuit according to the second invention is
The cutoff frequency is represented by the equation (28) described later. This third
The cutoff frequency of the active filter circuit according to the invention is expressed by equation (30) described later. In the active filter circuit according to the fourth aspect of the present invention, the cutoff frequency is represented by the equation (32) described later. In the active filter circuit according to the fifth aspect of the present invention, the cutoff frequency is represented by the equation (35) described later. In the active filter circuit according to the sixth aspect of the invention, the cutoff frequency is expressed by the equation (43) described later.
It is represented by. Therefore, the cutoff frequency can be accurately set to a predetermined value, and since it does not change depending on the circuit operating temperature, the temperature characteristic becomes good.
【００３８】[0038]
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの第１の発明の一実施例を示すアクティ
ブ・フィルタ回路の回路図である。図１において、１は
第１の信号入力端子、２は第１のトランジスタ、３，４
は抵抗回路の抵抗、５は第２のトランジスタ、６は定電
流源、７は電源端子、８は第３のトランジスタ、９は第
４のトランジスタ、１０は第１の制御端子、１２は第２
の制御端子、１４は電流源、１６は信号出力端子、１７
はリアクタンス回路（コンデンサ）、１８は第２の信号
入力端子、１９はトランジスタ、２０はダイオード、２
１は定電流源、３１は制御手段としての制御回路、３２
は抵抗、３３は第１のバイアス電圧供給端子、３４は第
１のダイオード、３５は第２のダイオード、３６は定電
流源、３７は第２のバイアス電圧供給端子、３８は第３
のバイアス供給端子、３９は直流電圧源である。ここ
で、１９〜２１は帰還回路となっており、制御回路３１
は、抵抗３２と、第１のダイオード３４と、第２のダイ
オード３５と、定電流源３６と、直流電圧源３９とから
構成されている。なお、このアクティブ・フィルタ回路
では、従来例のアクティブ・フィルタ回路（図７）の直
流電源１１，１３の代わりに制御回路３１が設けられて
おり、同じ機能のものには同符号を付している。また、
この制御回路３１を除く回路の接続関係、構成は同じで
あるので、構成の説明を省略する。抵抗３２の一端は、
第１のバイアス電圧供給端子３３に接続され、この抵抗
３２の他端は第１のダイオード３４のアノードおよび第
２のダイオード３５アノードに接続されている。また、
第１のダイオード３４のカソードは、第１の制御端子１
０に接続されると共に、定電流源３６を介して第２のバ
イアス電圧供給端子３７に接続されている。一方、第２
のダイオード３５のカソードは、第２の制御端子１２に
接続されると共に、第３のバイアス電圧供給端子３８を
介して第３の直流電圧源３９に接続されている。また、
第１のバイアス電圧供給端子３３は電源端子７に接続さ
れ、第２のバイアス電圧供給端子３７は接地されてい
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an active filter circuit showing an embodiment of the first invention. In FIG. 1, 1 is a first signal input terminal, 2 is a first transistor, and 3, 4
Is a resistance of a resistance circuit, 5 is a second transistor, 6 is a constant current source, 7 is a power supply terminal, 8 is a third transistor, 9 is a fourth transistor, 10 is a first control terminal, and 12 is a second.
Control terminal, 14 is a current source, 16 is a signal output terminal, 17
Is a reactance circuit (capacitor), 18 is a second signal input terminal, 19 is a transistor, 20 is a diode, 2
1 is a constant current source, 31 is a control circuit as control means, 32
Is a resistor, 33 is a first bias voltage supply terminal, 34 is a first diode, 35 is a second diode, 36 is a constant current source, 37 is a second bias voltage supply terminal, and 38 is a third.
Is a bias supply terminal, and 39 is a DC voltage source. Here, 19 to 21 are feedback circuits, and the control circuit 31
Is composed of a resistor 32, a first diode 34, a second diode 35, a constant current source 36, and a DC voltage source 39. In this active filter circuit, a control circuit 31 is provided in place of the DC power supplies 11 and 13 of the active filter circuit (FIG. 7) of the conventional example, and those having the same function are designated by the same reference numerals. There is. Also,
Since the circuits other than the control circuit 31 have the same connection relation and configuration, the description of the configuration will be omitted. One end of the resistor 32 is
It is connected to the first bias voltage supply terminal 33, and the other end of the resistor 32 is connected to the anode of the first diode 34 and the anode of the second diode 35. Also,
The cathode of the first diode 34 is connected to the first control terminal 1
In addition to being connected to 0, it is also connected to the second bias voltage supply terminal 37 via the constant current source 36. Meanwhile, the second
The cathode of the diode 35 is connected to the second control terminal 12 and is also connected to the third DC voltage source 39 via the third bias voltage supply terminal 38. Also,
The first bias voltage supply terminal 33 is connected to the power supply terminal 7, and the second bias voltage supply terminal 37 is grounded.
【００３９】次にこの第１の発明のアクティブ・フィル
タ回路の動作を説明する。この場合も図７の従来の回路
の場合と同様、説明を簡略化するために、図１の各トラ
ンジスタ２，５，８，９，１９のベース電流は十分小さ
く無視できるものとする。また、信号などの記号は、図
７の従来の回路および図８の回路の動作説明で用いた記
号と同じ記号を用いるものとする。Next, the operation of the active filter circuit of the first invention will be described. In this case, as in the case of the conventional circuit of FIG. 7, the base currents of the transistors 2, 5, 8, 9, and 19 of FIG. 1 are sufficiently small and can be ignored in order to simplify the description. The symbols such as signals are the same as those used in the description of the operation of the conventional circuit of FIG. 7 and the circuit of FIG.
【００４０】さらに、第３の直流電圧源３９の電圧値を
ＶB1、電源端子７に接続される直流電圧源の電圧値をＶ
CC、第１のダイオード３４のアノード・カソード間電圧
（順方向を正とする）をＶD1、第２のダイオード３５の
アノード・カソード間電圧（順方向を正とする）を
ＶD2、第１の抵抗３２の抵抗値をＲ1 、定電流源３６の
電流値をＩoとする。Further, the voltage value of the third DC voltage source 39 is V B1 , and the voltage value of the DC voltage source connected to the power supply terminal 7 is V B1 .
CC , the anode-cathode voltage of the first diode 34 (the forward direction is positive) is V D1 , the anode-cathode voltage of the second diode 35 (the forward direction is positive) is V D2 , the first The resistance value of the resistor 32 is R 1 , and the current value of the constant current source 36 is I o .
【００４１】第１のダイオード３４を流れる電流ｉD1お
よび第２のダイオード３５を流れる電流ｉD2は次式（１
６），（１７）で表せる。The current i D1 flowing through the first diode 34 and the current i D2 flowing through the second diode 35 are expressed by the following equation (1)
It can be represented by 6) and (17).
【００４２】[0042]
【数１６】 [Equation 16]
【００４３】[0043]
【数１７】 [Equation 17]
【００４４】また各値ｉD1，ｉD2，ＶD1，ＶD2，ＶB1，
ｉC3，ｉC4には、次式（１８），（１９）に示すような
関係が成り立つ。Further, each value i D1 , i D2 , V D1 , V D2 , V B1 ,
i C3 and i C4 have the relationships shown in the following equations (18) and (19).
【００４５】[0045]
【数１８】 [Equation 18]
【００４６】[0046]
【数１９】 [Formula 19]
【００４７】式（１８），（１９）より、各値ｉC3，ｉ
C4，ｉD1，ｉD2の関係は、次式（２０）で表せる。From equations (18) and (19), the respective values i C3 , i
The relationship between C4 , i D1 and i D2 can be expressed by the following equation (20).
【００４８】[0048]
【数２０】 [Equation 20]
【００４９】式（２０）に、先に導出した式（６），
（７）および式（１６），（１７）を代入すると、ｉC2
に対するｉC4の比αが次式（２１），（２２）のように
得られる。In equation (20), the previously derived equations (6),
Substituting (7) and equations (16) and (17), i C2
The ratio α of i C4 with respect to is obtained as in the following equations (21) and (22).
【００５０】[0050]
【数２１】 [Equation 21]
【００５１】[0051]
【数２２】 [Equation 22]
【００５２】図１の回路の伝達関数Ｇ（ω）＝Ｖo ／Ｖ
i1は、先に導出した式（１２）のαとして式（２１）を
代入することにより、次式（２３）のように求められ
る。The transfer function G (ω) = V o / V of the circuit of FIG.
i1 is obtained by the following equation (23) by substituting the equation (21) as α in the previously derived equation (12).
【００５３】[0053]
【数２３】 [Equation 23]
【００５４】したがって、式（２３）より、従来例（図
７）の遮断周波数ｆC の式である式（１４）に対して、
図１の第１の発明の実施例の遮断周波数ｆC の式は式
（２４）のように導出される。Therefore, from the equation (23), with respect to the equation (14) which is the equation of the cutoff frequency f C of the conventional example (FIG. 7),
The formula of the cutoff frequency f C in the embodiment of the first invention of FIG. 1 is derived as the formula (24).
【００５５】[0055]
【数２４】 [Equation 24]
【００５６】さらに、ＲE>>ｒeとすると、次式（２５）
が得られる。[0056] Furthermore, if the R E >> r e, the following equation (25)
Is obtained.
【００５７】[0057]
【数２５】 [Equation 25]
【００５８】式（２５）中のβ1については、β1の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ1の値を設定すれば、β1はほぼ一定と見なすこと
ができる。[0058] The beta 1 in the formula (25), by setting the value of beta 1 to a larger value as the variation amount and the variation with temperature of beta 1 value can be sufficiently neglected, beta 1 is regarded almost constant be able to.
【００５９】したがって、式（２５）からわかるよう
に、図１のアクティブ・フィルタ回路をＩＣ化した場
合、定電流源３６を外付けの定電流源として、その電流
値Ｉo の精度が高く温度特性の良い定電流源を用いれ
ば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の値は精度良く設定でき
温度特性も良いので、遮断周波数ｆCを無調整で正確に
所定の値に設定できると共に、その温度特性を良好にす
ることができる。Therefore, as can be seen from the equation (25), when the active filter circuit of FIG. 1 is integrated into an IC, the constant current source 36 is used as an external constant current source, and the current value I o is highly accurate and the temperature is high. If a constant current source with good characteristics is used, the value of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC can be set accurately and the temperature characteristics are also good, so that the cutoff frequency f C can be set accurately to a predetermined value without adjustment. The temperature characteristic can be improved.
【００６０】また、電流値ＩoやＩＣ内部の抵抗比ＲE／
Ｒ1 の精度が悪く調整を必要とする場合でも、温度特性
の良い定電流源３６を外付けの定電流源とし、その電流
値Ｉoを調整することにより、遮断周波数ｆCをいったん
設定すれば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の温度特性は良
好なので、遮断周波数ｆCの温度特性を良好にすること
ができる。Further, the current value I o and the resistance ratio R E /
Even when the accuracy of R 1 is poor and needs to be adjusted, the constant current source 36 having good temperature characteristics is used as an external constant current source, and the cutoff frequency f C is temporarily set by adjusting the current value I o. For example, since the temperature characteristic of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC is good, the temperature characteristic of the cutoff frequency f C can be made good.
【００６１】また、図１のアクティブ・フィルタ回路を
ＩＣ化しない場合でも、抵抗３，４，３２および定電流
源３６として温度特性の良いものを用いれば、遮断周波
数ｆCの温度特性を良好にすることができる。そして、
さらに抵抗３，４，３２および定電流源３６として精度
が高いものを用いれば、遮断周波数ｆCを無調整で所定
の値に正確に設定できる。Even when the active filter circuit of FIG. 1 is not integrated into an IC, if the resistors 3, 4, 32 and the constant current source 36 having good temperature characteristics are used, the temperature characteristics of the cutoff frequency f C can be improved. can do. And
Further, if the resistors 3, 4, 32 and the constant current source 36 with high accuracy are used, the cutoff frequency f C can be accurately set to a predetermined value without adjustment.
【００６２】なお、式（２４）から式（２５）を導くに
あたって与えた条件であるＲE>>ｒe、およびβ1 はほぼ
一定という条件は充分実現することが可能であり、遮断
周波数ｆCの精度や温度特性を十分に良好にすることが
できる。Note that the conditions given in deriving Equation (25) from Equation (24), R E >> r e , and β 1 are almost constant, can be sufficiently realized, and the cutoff frequency f The accuracy and temperature characteristics of C can be made sufficiently good.
【００６３】図２はこの第２の発明の一実施例によるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。図２におい
て、このアクティブ・フィルタ回路では、図７の直流電
圧源１１，１３の代わりに制御回路３１ａが設けられて
いる。制御回路３１ａは、抵抗３２、第１，第２のダイ
オード３４，３５、第１，第２，第３のバイアス電圧供
給端子３３，３７，３８、定電流源３６、直流電圧源３
９により構成されている。第１の抵抗３２の一端は第１
のバイアス電圧供給端子３３に接続され、この第１の抵
抗３２の他端は第１のダイオード３４のカソードおよび
第２のダイオード３５のカソードに接続されている。ま
た、第１のダイオード３４のアノードは、第２の制御端
子１２に接続されると共に、定電流源３６を介して第２
のバイアス電圧供給端子３７に接続されている。一方、
第２のダイオード３５のアノードは、第１の制御端子１
０に接続されると共に、第３のバイアス電圧供給端子３
８を介して直流電圧源３９に接続されている。なお、こ
の図２では、第１のバイアス電圧供給端子３３は接地さ
れ、第２のバイアス電圧供給端子３７は電源端子７に接
続されている。FIG. 2 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the second invention. 2, in this active filter circuit, a control circuit 31a is provided instead of the DC voltage sources 11 and 13 of FIG. The control circuit 31a includes a resistor 32, first and second diodes 34 and 35, first, second and third bias voltage supply terminals 33, 37 and 38, a constant current source 36, and a DC voltage source 3.
It is composed of 9. One end of the first resistor 32 is the first
Of the first resistor 32, and the other end of the first resistor 32 is connected to the cathode of the first diode 34 and the cathode of the second diode 35. In addition, the anode of the first diode 34 is connected to the second control terminal 12 and also the second diode via the constant current source 36.
Is connected to the bias voltage supply terminal 37. on the other hand,
The anode of the second diode 35 is connected to the first control terminal 1
0 is connected to the third bias voltage supply terminal 3
8 to a DC voltage source 39. In FIG. 2, the first bias voltage supply terminal 33 is grounded and the second bias voltage supply terminal 37 is connected to the power supply terminal 7.
【００６４】第１，第２の制御端子１０，１２から後段
の信号入力端子１，１８、信号出力端子１６、電圧制御
電流源１５、電源端子７、リアクタンス回路を構成する
コンデンサ１７、トランジスタ１９、ダイオード２０お
よび定電流源２１の構成および相互の接続関係は、前述
した図７のアクティブ・フィルタ回路と同様である。From the first and second control terminals 10 and 12, the signal input terminals 1 and 18 at the subsequent stage, the signal output terminal 16, the voltage controlled current source 15, the power supply terminal 7, the capacitor 17 and the transistor 19 which constitute the reactance circuit, The configuration of the diode 20 and the constant current source 21 and the mutual connection relationship are the same as those of the active filter circuit of FIG. 7 described above.
【００６５】次にこの図２のアクティブ・フィルタ回路
の動作を説明する。この場合も図７の従来の回路の場合
と同様、説明を簡略化するために、図２の各トランジス
タ２，５，８，９，１９のベース電流は十分小さく無視
できるものとする。また、信号などの記号は、図７の従
来の回路および図８の回路の動作説明で用いた記号と同
じ記号を用いるものとする。Next, the operation of the active filter circuit of FIG. 2 will be described. In this case, as in the case of the conventional circuit shown in FIG. 7, the base currents of the transistors 2, 5, 8, 9, and 19 shown in FIG. 2 are sufficiently small and can be ignored in order to simplify the description. The symbols such as signals are the same as those used in the description of the operation of the conventional circuit of FIG. 7 and the circuit of FIG.
【００６６】さらに直流電圧源３９の電圧値をＶB1、第
１のダイオード３４のアノード・カソード間電圧（順方
向を正とする）をＶD1、第２のダイオード３５のアノー
ド・カソード間電圧（順方向を正とする）をＶD2、第１
の抵抗３２の抵抗値をＲ1 、定電流源３６の電流値をＩ
oとすると、図１の回路と同様にして、遮断周波数ｆ
Cは、下記式（２６），（２７）で与えられる。Further, the voltage value of the DC voltage source 39 is V B1 , the voltage between the anode and cathode of the first diode 34 (the forward direction is positive) is V D1 , and the voltage between the anode and cathode of the second diode 35 ( Forward direction is positive) is V D2 , first
The resistance value of the resistor 32 is R 1 , and the current value of the constant current source 36 is I
Assuming o , the cutoff frequency f is the same as in the circuit of FIG.
C is given by the following equations (26) and (27).
【００６７】[0067]
【数２６】 [Equation 26]
【００６８】ただしHowever,
【００６９】[0069]
【数２７】 [Equation 27]
【００７０】さらに、ＲE>>ｒeとすると、次式（２８）
が得られる。Further, when R E >> r e , the following equation (28)
Is obtained.
【００７１】[0071]
【数２８】 [Equation 28]
【００７２】式（２８）中のβ2については、β2の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ2の値を設定すれば、β2はほぼ一定と見なすこと
ができる。したがって、式（２８）中のβ2を式（２
５）中のβ1と対比させるとわかるように、図２の回路
も図１と同一の効果がある。[0072] The beta 2 in formula (28), by setting the value of the beta 2 to a large value such as the amount of variation and temperature variation of beta 2 values can be sufficiently neglected, beta 2 is regarded almost constant be able to. Therefore, β 2 in equation (28) is replaced by equation (2
As can be seen by comparing with β 1 in 5), the circuit of FIG. 2 has the same effect as that of FIG.
【００７３】図３はこの第３の発明の一実施例によるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクティ
ブ・フィルタ回路は、図１の第１の発明の実施例におけ
る定電流源３６が第２の抵抗４０で置き換えられている
点が第１の実施例と異なるのみで、その他の構成は第１
の発明の実施例と同じである。FIG. 3 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the third invention. This active filter circuit is different from the first embodiment only in that the constant current source 36 in the first embodiment of the invention of FIG. 1 is replaced by a second resistor 40, and other configurations are the same as those of the first embodiment. 1
This is the same as the embodiment of the invention.
【００７４】この図３のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、第２の抵抗４０の抵抗値をＲ2とすると、第２の
抵抗４０を流れる電流値ＩR2は次式（２９）で表せる。In the active filter circuit of FIG. 3, assuming that the resistance value of the second resistor 40 is R 2 , the current value I R2 flowing through the second resistor 40 can be expressed by the following equation (29).
【００７５】[0075]
【数２９】 [Equation 29]
【００７６】図３の回路のＩR2は図１の回路のＩoに相
当するので、式（２５）のＩoの代わりに式（２９）で
表せるＩR2を用いることにより、図３の遮断周波数ｆC
の式が式（３０），（３１）のように導出される。Since I R2 of the circuit of FIG. 3 corresponds to I o of the circuit of FIG. 1, by using I R2 represented by formula (29) instead of I o of formula (25), the cutoff of FIG. Frequency f C
Is derived as in equations (30) and (31).
【００７７】[0077]
【数３０】 [Equation 30]
【００７８】ただしHowever,
【００７９】[0079]
【数３１】 [Equation 31]
【００８０】式（３１）中のβ3については、β3の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ3の値を設定すれば、β3はほぼ一定と見なすこと
ができる。[0080] The beta 3 in the formula (31), by setting the value of the beta 3 to a larger value as the variation amount and the temperature variation of the values of beta 3 can be sufficiently neglected, beta 3 is regarded almost constant be able to.
【００８１】したがって、式（３０）からわかるよう
に、図３のアクティブ・フィルタ回路をＩＣ化した場
合、第２の抵抗４０を外付けの抵抗とし、その抵抗値Ｒ
2 の精度が高く温度特性の良い抵抗を用いれば、ＩＣ内
部の抵抗比ＲE／Ｒ1の値は精度良く設定でき温度特性も
良いので、遮断周波数ｆC を無調整で正確に所定の値に
設定できると共に、その温度特性を良好にすることがで
きる。Therefore, as can be seen from the equation (30), when the active filter circuit of FIG. 3 is integrated into an IC, the second resistor 40 is an external resistor and its resistance value R
If a resistor with high accuracy and good temperature characteristics of 2 is used , the value of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC can be set with high accuracy and the temperature characteristics are also good, so the cutoff frequency f C can be accurately adjusted to a predetermined value without adjustment. Can be set to, and its temperature characteristics can be improved.
【００８２】また、抵抗値Ｒ2やＩＣ内部の抵抗比ＲE
／Ｒ1の精度の悪い調整が必要となる場合でも、温度特
性の良い抵抗４０を外付けの抵抗とし、その抵抗値Ｒ2
を調整することにより、遮断周波数ｆCをいったん設定
すれば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の温度特性は良好な
ので、遮断周波数ｆCの温度特性を良好にすることがで
きる。Further, the resistance value R 2 and the resistance ratio R E inside the IC are
Even if it is necessary to adjust / R 1 with poor accuracy, the resistor 40 having good temperature characteristics is used as an external resistor, and the resistance value R 2
By adjusting the cutoff frequency f C once, the temperature characteristic of the cutoff frequency f C can be made good because the temperature characteristic of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC is good.
【００８３】また、図３のアクティブ・フィルタ回路を
ＩＣ化しない場合でも、抵抗３，４，３２，４０として
温度特性の良いものを用いれば、遮断周波数ｆC の温度
特性を良好にすることができる。そして、さらに抵抗
３，４，３２，４０として精度が高いものを用いれば、
遮断周波数ｆC を無調整で所定の値に正確に設定でき
る。Even when the active filter circuit of FIG. 3 is not integrated into an IC, if the resistors 3, 4, 32, 40 having good temperature characteristics are used, the temperature characteristics of the cutoff frequency f C can be improved. it can. Further, if resistors with high accuracy are used as the resistors 3, 4, 32, 40,
The cutoff frequency f C can be accurately set to a predetermined value without adjustment.
【００８４】なお、式（３０）を導くにあたって与えた
条件であるＲE>>ｒe、およびβ3 はほぼ一定という条件
は充分実現することが可能であり、遮断周波数ｆC の精
度や温度特性を十分に良好にすることができる。It is possible to sufficiently realize the condition that R E >> r e and β 3 which are conditions given for deriving the equation (30) are sufficiently realized, and the accuracy of the cutoff frequency f C and the temperature can be improved. The characteristics can be made sufficiently good.
【００８５】また、図２の実施例においても、定電流源
３６を図３の実施例と同様に第２の抵抗４０で置き換え
ることができる。Also in the embodiment of FIG. 2, the constant current source 36 can be replaced with the second resistor 40 as in the embodiment of FIG.
【００８６】図４はこの第４の発明の一実施例における
アクティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクテ
ィブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における第
２のダイオード３５の代わりに第５のトランジスタ４１
を用いると共に、第１のダイオード３４として第１のダ
イオード３４のアノード・カソード間電圧ＶD1の対電流
依存特性を第５のトランジスタ４１のベース・エミッタ
間電圧の対電流依存特性に合わせるために第５のトラン
ジスタ４１と同一特性のトランジスタのベース・コレク
タ間を短絡したものを用いている点が図１の第１の発明
の実施例と異なるのみで、その他の構成は図１の実施例
と同じである。図４において、第５のトランジスタ４１
のエミッタは第１の抵抗３２と第１のダイオード３４と
の相互接続点に接続され、そのベースは第３のバイアス
電圧供給端子３８に接続され、さらにそのコレクタは接
地されている。FIG. 4 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fourth invention. This active filter circuit includes a fifth transistor 41 instead of the second diode 35 in the first embodiment of FIG.
Is used as the first diode 34 in order to match the current-dependent characteristic of the anode-cathode voltage V D1 of the first diode 34 with the current-dependent characteristic of the base-emitter voltage of the fifth transistor 41. 5 is different from the embodiment of the first invention of FIG. 1 in that a transistor having the same characteristics as the transistor 41 of FIG. 5 is short-circuited between the base and collector, and other configurations are the same as those of the embodiment of FIG. Is. In FIG. 4, the fifth transistor 41
Is connected to the interconnection point between the first resistor 32 and the first diode 34, its base is connected to the third bias voltage supply terminal 38, and its collector is grounded.
【００８７】この図４のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４１およ
びダイオード３４として動作するトランジスタのベース
電流は十分小さく無視できるものとし、トランジスタ４
１およびダイオード３４として動作するトランジスタの
コレクタ電流をそれぞれｉC5，ｉC6，トランジスタ４１
およびダイオード３４として動作するトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧（順方向を正とする）をそれぞれ
ＶBE5，ＶBE6とすると、図４のＶBE6，ＶBE5，ｉC6，ｉ
C5はそれぞれ図１のＶD1，ＶD2，ｉD1，ｉD2に相当する
ので、結局式（２５）中のβ1として式（２２）中のＶ
D2をＶBE5で置き換えたものを用いることにより、図４
の遮断周波数ｆC の式が次式（３２），（３３）のよう
に導出される。In the active filter circuit of FIG. 4, in order to simplify the explanation, it is assumed that the base currents of the transistors 41 and the transistors operating as the diode 34 are sufficiently small and can be ignored.
1 and the collector currents of the transistors operating as the diode 34 are i C5 , i C6 , and the transistor 41, respectively.
And the base-emitter voltage of the transistor operating as the diode 34 (the forward direction is positive) is V BE5 and V BE6 , respectively, V BE6 , V BE5 , i C6 , i in FIG.
Since C5 corresponds to V D1 , V D2 , i D1 , and i D2 of FIG. 1, respectively, after all, as β 1 in the formula (25), V 5 in the formula (22) is obtained.
By using the one in which D2 is replaced with V BE5 ,
The cutoff frequency f C of the above equation is derived as the following equations (32) and (33).
【００８８】[0088]
【数３２】 [Equation 32]
【００８９】ただしHowever,
【００９０】[0090]
【数３３】 [Expression 33]
【００９１】図３の回路の効果は図１の回路と同様であ
る。なお、図２，図３の実施例においても、第１，第２
のダイオード３４，３５を図４の実施例と同様の構成で
置き換えることができる。The effect of the circuit of FIG. 3 is similar to that of the circuit of FIG. In addition, also in the embodiment of FIG. 2 and FIG.
The diodes 34 and 35 can be replaced with a configuration similar to that of the embodiment of FIG.
【００９２】図５はこの第５の発明の一実施例における
アクティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクテ
ィブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における第
３の直流電圧源３９をトランジスタ４２，抵抗４３，４
４，４５により構成すると共に、第１および第２のダイ
オード３４，３５としてそのアノード・カソード間電圧
の対電流依存特性をトランジスタ４２のベース・エミッ
タ間電圧の対電流依存特性に合わせるためにトランジス
タ４２と同一特性のトランジスタのベース・コレクタ間
を短絡したものを用いている点が図１の実施例と異なる
のみで、その他の構成は図１の発明の実施例と同じであ
る。FIG. 5 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fifth invention. In this active filter circuit, the third DC voltage source 39 in the first embodiment of FIG.
4 and 45, and as the first and second diodes 34 and 35, in order to match the characteristics of the anode-cathode voltage with respect to current to the characteristics of the base-emitter voltage of the transistor 42 with respect to current. 1 is different from the embodiment shown in FIG. 1 only in that a transistor having the same characteristics as that of which the base and collector are short-circuited is used, and other configurations are the same as the embodiment of the invention shown in FIG.
【００９３】この図５のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４３およ
びダイオード３４，３５として動作するトランジスタの
ベース電流は十分小さく無視できるものとし、トランジ
スタ４２およびダイオード３４，３５として動作するト
ランジスタのコレクタ電流をそれぞれｉC7，ｉC8，
ｉC9、トランジスタ４２およびダイオード３４，３５と
して動作するトランジスタのベース・エミッタ間電圧
（順方向を正とする）をＶBE7，ＶBE8，ＶBE9 、抵抗４
４，４５の抵抗値をＲ01，Ｒ02とする。In the active filter circuit of FIG. 5, in order to simplify the description, the base currents of the transistors operating as the transistor 43 and the diodes 34 and 35 are assumed to be sufficiently small and can be ignored, and the transistor 42 and the diodes 34 and 35 are neglected. The collector currents of the transistors operating as i C7 , i C8 ,
i C9 , the base-emitter voltage of the transistor that operates as the transistor 42 and the diodes 34, 35 (the forward direction is positive) is V BE7 , V BE8 , V BE9 , and the resistor 4
The resistance values of 4, 45 are R 01 and R 02 .
【００９４】まず、ＶB1の式は次式（３４）で与えられ
る。First, the expression of V B1 is given by the following expression (34).
【００９５】[0095]
【数３４】 [Equation 34]
【００９６】次に、図５のＶBE8，ＶBE9，ｉC8，ｉC9が
それぞれ図１のＶD1，ＶD2，ｉD1，ｉD2に相当すること
を考慮すると、結局図５の遮断周波数ｆC の式は、式
（２５）中のβ1として式（２２）中のＶD2をＶBE9で置
き換え、ＶB1を式（３４）で表されるＶB1で置き換えた
ものを用いることにより、次式（３５），（３６）のよ
うに導出される。Next, considering that V BE8 , V BE9 , i C8 and i C9 of FIG. 5 correspond to V D1 , V D2 , i D1 and i D2 of FIG. 1, respectively, the cutoff frequency of FIG. expression f C, by using those replaced by V B1 represented replacing V D2 in the formula (22) with V BE9 as beta 1 in the formula (25), the V B1 in the formula (34) , Are derived as in the following equations (35) and (36).
【００９７】[0097]
【数３５】 [Equation 35]
【００９８】ただしHowever,
【００９９】[0099]
【数３６】 [Equation 36]
【０１００】さらに、ｉC7はほぼｉC9となるように抵抗
４３の値を設定すれば、ＶBE7 はほぼＶBE9となるの
で、式（３６）は次式（３７）のようになる。Further, if the value of the resistor 43 is set so that i C7 becomes approximately i C9 , V BE7 becomes approximately V BE9 , so that the equation (36) becomes the following equation (37).
【０１０１】[0101]
【数３７】 [Equation 37]
【０１０２】したがって、電源端子７に接続される直流
電圧源として、その電圧値ＶCCの精度が高く温度特性の
良い直流電圧源を用いれば、図５の回路をＩＣ化した場
合にはＩＣ内部の抵抗比Ｒ02／Ｒ01の値は精度高く設定
できると共に温度特性も良く、β5 はほぼ一定となる。
また、図５の回路をＩＣ化しない場合でも、抵抗４４，
４５として精度が高く温度特性が良いものを用いれば、
β5 はほぼ一定となる。Therefore, if a DC voltage source having a high accuracy of the voltage value V CC and good temperature characteristics is used as the DC voltage source connected to the power supply terminal 7, when the circuit of FIG. The value of the resistance ratio R 02 / R 01 can be set with high accuracy and the temperature characteristics are good, and β 5 is almost constant.
Even if the circuit of FIG. 5 is not integrated into an IC, the resistors 44,
If 45 is used with high accuracy and good temperature characteristics,
β 5 is almost constant.
【０１０３】図５の回路の効果は図１の回路と同様であ
る。なお、図２，図３の実施例においても、第１，第２
のダイオード３４，３５および第３の直流電圧源３９を
図５の実施例と同様の構成で置き換えることができる。The effect of the circuit of FIG. 5 is similar to that of the circuit of FIG. In addition, also in the embodiment of FIG. 2 and FIG.
The diodes 34 and 35 and the third DC voltage source 39 can be replaced with a configuration similar to that of the embodiment of FIG.
【０１０４】図６はこの発明の第６の実施例におけるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクティ
ブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における第３
の直流電圧源３９をトランジスタ４６，４７、抵抗４
８，４９，５０により構成すると共に、定電流源３６の
代わりに、ダイオード５１と第３の抵抗５２とを直列接
続したものを用いている点が図１の第１の発明の実施例
と異なるのみで、その他の構成は図１の第１の発明の実
施例と同じである。FIG. 6 is a circuit diagram of an active filter circuit according to a sixth embodiment of the present invention. This active filter circuit is the third filter in the first embodiment shown in FIG.
Of the DC voltage source 39 of the transistor 46, 47, the resistor 4
8 and 49, and is different from the first embodiment of the invention of FIG. 1 in that a diode 51 and a third resistor 52 are connected in series instead of the constant current source 36. The rest of the configuration is the same as that of the first embodiment of the invention of FIG.
【０１０５】この図６のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４６，４
７のベース電流は十分小さく無視できるものとし、トラ
ンジスタ４６，４７のコレクタ電流をｉC10，ｉC11，ト
ランジスタ４６，４７のベース・エミッタ間電圧（順方
向を正とする）をＶBE10，ＶBE11、ダイオード５１を流
れる電流をｉD3、ダイオードのアノード・カソード間電
圧（順方向を正とする）をＶD3、抵抗４９，５０，５２
の抵抗値をＲ03，Ｒ04，Ｒ3とする。In the active filter circuit of FIG. 6, in order to simplify the explanation, the transistors 46 and 4 are
The base current of 7 is sufficiently small and can be ignored, the collector currents of the transistors 46 and 47 are i C10 and i C11 , and the base-emitter voltages of the transistors 46 and 47 (the forward direction is positive) are V BE10 and V BE11. , The current flowing through the diode 51 is i D3 , the voltage between the anode and cathode of the diode (the forward direction is positive) is V D3 , and the resistors 49, 50, 52
Let the resistance values of R 03 , R 04 , and R 3 be.
【０１０６】まず、ＶB1，ｉC11，ｉD1，ｉD2，ｉD3 の
式はそれぞれ次式（３８）〜（４１）で与えられる。First, the equations for V B1 , i C11 , i D1 , i D2 , and i D3 are given by the following equations (38) to (41), respectively.
【０１０７】[0107]
【数３８】 [Equation 38]
【０１０８】[0108]
【数３９】 [Formula 39]
【０１０９】[0109]
【数４０】 [Formula 40]
【０１１０】[0110]
【数４１】 [Formula 41]
【０１１１】[0111]
【数４２】 [Equation 42]
【０１１２】次に、図６のＩD3が図１のＩo に相当する
ことを考慮すると、結局図６の遮断周波数ｆCの式は、
式（２５）中のβ1として式（２２）中のＶB1を式（３
８）で表されるＶB1で置き換えたものを用い、かつＩo
の代わりに式（３９）で与えられるＩD3を用いることに
より、次式（４３），（４４）のように導出される。Next, considering that I D3 in FIG. 6 corresponds to I o in FIG. 1, the formula of the cutoff frequency f C in FIG.
V B1 in the equation (22) is represented by the equation (3) as β 1 in the equation (25).
8) used as a replacement for V B1 and I o
By using I D3 given by the equation (39) instead of, the following equations (43) and (44) are derived.
【０１１３】[0113]
【数４３】 [Equation 43]
【０１１４】ただしHowever,
【０１１５】[0115]
【数４４】 [Equation 44]
【０１１６】さらに、Ｒ03＝Ｒ04と設定し、またｉC10
はほぼｉC11，ｉD2はほぼｉD1（＝ｉD3）となるように
抵抗３２，４８の値を設定すれば、ＶBE10はほぼ
ＶBE11，ＶD1はほぼＶD2はほぼＶD3となるので、式（４
４）はβ6はほぼ１（一定）となる。Further, R 03 = R 04 is set, and i C10
If the values of the resistors 32 and 48 are set so that i is approximately i C11 and i D2 is approximately i D1 (= i D3 ), V BE10 is approximately V BE11 and V D1 is approximately V D2 is approximately V D3. Therefore, the formula (4
In 4), β 6 is almost 1 (constant).
【０１１７】図６の回路の効果は、式（４３）が式（３
０）と同一の形なので、図３の回路の効果と同様であ
る。なお、図２，図４の実施例においても、定電流源３
６，第３の直流電圧源３９を図６の実施例と同様の構成
で置き換えることができる。The effect of the circuit shown in FIG.
Since it has the same shape as 0), it is similar to the effect of the circuit of FIG. The constant current source 3 is also used in the embodiment shown in FIGS.
6, the third DC voltage source 39 can be replaced with a configuration similar to that of the embodiment of FIG.
【０１１８】なお、上記各発明の実施例において、
（１）定電流源６の代わりに抵抗を用いた場合、（２）
抵抗３の抵抗値と抵抗４の抵抗値とが等しくない場合、
（３）第１および第２のトランジスタ２，５から成る差
動増幅回路として他の回路を用いた場合、（４）出力信
号を第２のトランジスタ５のベースに帰還させる手段と
して他の回路を用いた場合、（５）図面に示したのとは
異なる極性のトランジスタを用いた場合、（６）リアク
タンス回路１７として他の回路を用いた場合、（７）第
１の信号入力端子１をバイアス電圧源などにより交流的
に接地し、第２の信号入力端子１８から信号を入力する
ことによって１次のハイパスフィルタ回路を構成した場
合、（８）第１および第２の信号入力端子１，１８のそ
れぞれに信号を入力することによって、第１の信号入力
端子１からの入力信号に対しては１次のローパスフィル
タ、第２の信号入力端子１８からの入力信号に対して
は、１次のハイパスフィルタとした場合においても、こ
の発明は同様に適用でき、同一の効果がある。In the embodiments of the above inventions,
(1) When a resistor is used instead of the constant current source 6, (2)
When the resistance value of the resistor 3 is not equal to the resistance value of the resistor 4,
(3) When another circuit is used as the differential amplifier circuit including the first and second transistors 2 and 5, (4) the other circuit is used as means for feeding back the output signal to the base of the second transistor 5. When used, (5) when a transistor having a polarity different from that shown in the drawing is used, (6) when another circuit is used as the reactance circuit 17, (7) the first signal input terminal 1 is biased. When a primary high-pass filter circuit is configured by grounding in an alternating current by a voltage source or the like and inputting a signal from the second signal input terminal 18, (8) first and second signal input terminals 1, 18 By inputting a signal to each of the first signal input terminal 1, the first-order low-pass filter is applied to the input signal from the first signal input terminal 1, and the first-order low-pass filter is applied to the input signal from the second signal input terminal 18. High pass In case of the filter also, the present invention can be similarly applied to, there is the same effect.
【０１１９】さらに、アクティブ・フィルタ回路を縦続
接続すること等により、様々な伝達関数を有し、多様な
フィルタ特性を実現した回路においても、上記実施例中
で用いたこの発明による制御回路を適用でき、同一の効
果がある。Further, the control circuit according to the present invention used in the above-described embodiment is applied to a circuit having various transfer functions by connecting active filter circuits in cascade and realizing various filter characteristics. It has the same effect.
【０１２０】[0120]
【発明の効果】以上のようにこの第１の発明によれば、
抵抗と、２個のダイオードと、直流電圧源と、定電源か
ら構成される制御手段を、アクティブ・フィルタ回路に
設けたため、アクティブ・フィルタ回路の遮断周波数
は、精度良く設定できると共に温度特性が良好な、抵抗
回路の抵抗値と抵抗の抵抗値との相対比によって与えら
れる。このため、無調整で遮断周波数を所定の値に正確
に設定でき、かつ、温度特性が良好な、ＩＣ化に適した
アクティブ・フィルタ回路を得ることができる効果があ
る。第２の発明によれば、上記制御手段の第１のバイア
ス電圧供給端子が接地され、第２のバイアス電圧供給端
子が電源に接続されており、上記制御手段の内部部品の
位置を変えるだけで、第１の発明と同じ効果が得られ
る。第３の発明によれば、第１の発明の制御手段の定電
流源の代わりに第２の抵抗で構成するだけで、第１の発
明と同じ効果が得られる。第４の発明によれば、第１の
発明の制御手段の第２のダイオードの代わりに第５のト
ランジスタを用いることにより、第１の発明と同じ効果
が得られる。第５の発明によれば、第１〜第４の発明の
制御手段の直流電圧源をダイオードまたはトランジス
タ，抵抗とで構成し、構成を変えるだけで、第１の発明
と同じ効果が得られる。第６の発明によれば、第１，第
２，第４，第５の発明の制御手段の定電流源を、１個以
上のダイオードと、第３の抵抗とで構成することによ
り、構成を変えるだけで、第１の発明と同じ効果が得ら
れる。As described above, according to the first invention,
Since the control means composed of the resistor, the two diodes, the DC voltage source, and the constant power source is provided in the active filter circuit, the cutoff frequency of the active filter circuit can be set accurately and the temperature characteristics are good. It is given by the relative ratio between the resistance value of the resistance circuit and the resistance value of the resistance. Therefore, the cutoff frequency can be accurately set to a predetermined value without adjustment, and an active filter circuit having good temperature characteristics and suitable for IC can be obtained. According to the second aspect of the present invention, the first bias voltage supply terminal of the control means is grounded and the second bias voltage supply terminal is connected to the power source, and it is only necessary to change the position of the internal parts of the control means. The same effect as the first invention can be obtained. According to the third invention, the same effect as that of the first invention can be obtained by only using the second resistor instead of the constant current source of the control means of the first invention. According to the fourth invention, the same effect as the first invention can be obtained by using the fifth transistor instead of the second diode of the control means of the first invention. According to the fifth aspect of the invention, the same effect as that of the first aspect of the invention can be obtained by only configuring the DC voltage source of the control means of the first to fourth aspects of the invention with a diode or a transistor and a resistor and changing the configuration. According to the sixth aspect of the invention, the constant current source of the control means of the first, second, fourth and fifth aspects is constituted by one or more diodes and the third resistor, and the constitution is The same effect as that of the first invention can be obtained only by changing it.
【図１】この発明の第１の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a first invention of the present invention.
【図２】この発明の第２の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the second invention.
【図３】この発明の第３の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a third invention of the present invention.
【図４】この発明の第４の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a fourth invention of the present invention.
【図５】この発明の第５の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fifth invention of the present invention.
【図６】この発明の第６の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the sixth invention of the present invention.
【図７】従来のアクティブ・フィルタ回路の回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional active filter circuit.
【図８】図７に示すアクティブ・フィルタ回路の等価回
路の回路図である。8 is a circuit diagram of an equivalent circuit of the active filter circuit shown in FIG.
１ 第１の信号入力端子 ２ 第１のトランジスタ ３，４ 抵抗回路の抵抗 ５ 第２のトランジスタ ８ 第３のトランジスタ ９ 第４のトランジスタ １０ 第１の制御端子 １２ 第２の制御端子 １４ 電流源 １７ リアクタンス回路 １８ 第２の信号入力端子 １９〜２１ 帰還回路 ３１，３１ａ 制御回路 ３２ 抵抗 ３３ 第１のバイアス電圧供給端子 ３４ 第１のダイオード ３５ 第２のダイオード ３６ 定電流源 ３７ 第２のバイアス電圧供給端子 ３８ 第３のバイアス電圧供給端子 ４０ 第２の抵抗 ４１ 第５のトランジスタ ５１ １個ないし複数個のダイオード ５２ 第３の抵抗 1 1st signal input terminal 2 1st transistor 3 and 4 resistance of resistance circuit 5 2nd transistor 8 3rd transistor 9 4th transistor 10 1st control terminal 12 2nd control terminal 14 current source 17 Reactance circuit 18 Second signal input terminal 19-21 Feedback circuit 31, 31a Control circuit 32 Resistor 33 First bias voltage supply terminal 34 First diode 35 Second diode 36 Constant current source 37 Second bias voltage supply Terminal 38 Third bias voltage supply terminal 40 Second resistance 41 Fifth transistor 51 One or more diodes 52 Third resistance
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成４年７月２０日[Submission date] July 20, 1992
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Name of item to be corrected] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【書類名】 明細書[Document name] Statement
【発明の名称】 アクティブ・フィルタ回路Title of invention Active filter circuit
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、ＩＣ化に適するとと
もに、遮断周波数を可変設定できるアクティブ・フィル
タ回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active filter circuit suitable for use as an IC and capable of variably setting a cutoff frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図７は特開平１−１５１３１２号公報に
開示された従来のアクティブ・フィルタ回路を示す回路
図である。図７において、１は第１の信号入力端子、２
は第１のトランジスタ、３，４は抵抗、５は第２のトラ
ンジスタ、６は定電流源、７は電源と接続された電源端
子、８は第３のトランジスタ、９は第４のトランジス
タ、１０は第１の制御端子、１１，１３は直流電圧源、
１２は第２の制御端子、１４は電流源、１５は電圧制御
電流源、１６は信号出力端子、１７はリアクタンス回路
のコンデンサ、１９はトランジスタ、２０はダイオー
ド、２１は定電流源である。第１の信号入力端子１には
第１のトランジスタ２のベースが接続され、その第１の
トランジスタ２のエミッタは抵抗回路を構成する抵抗３
および抵抗４を介して第２のトランジスタ５のエミッタ
に接続されている。抵抗３と抵抗４との間の接続点は定
電流源６の一端に接続され、その定電流源６の他端は接
地されている。また、第１のトランジスタ２のコレクタ
は電源端子７に接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional active filter circuit disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 1-151312. In FIG. 7, 1 is a first signal input terminal, 2
Is a first transistor, 3 and 4 are resistors, 5 is a second transistor, 6 is a constant current source, 7 is a power supply terminal connected to a power supply, 8 is a third transistor, 9 is a fourth transistor, 10 Is the first control terminal, 11 and 13 are DC voltage sources,
12 is a second control terminal, 14 is a current source, 15 is a voltage controlled current source, 16 is a signal output terminal, 17 is a capacitor of a reactance circuit, 19 is a transistor, 20 is a diode, and 21 is a constant current source. The base of the first transistor 2 is connected to the first signal input terminal 1, and the emitter of the first transistor 2 has a resistor 3 forming a resistor circuit.
And the resistor 4 to the emitter of the second transistor 5. The connection point between the resistors 3 and 4 is connected to one end of a constant current source 6, and the other end of the constant current source 6 is grounded. The collector of the first transistor 2 is connected to the power supply terminal 7.
【０００３】第２のトランジスタ５のコレクタは第３の
トランジスタ８のエミッタと第４のトランジスタ９のエ
ミッタとの共通接続点に接続され、第３のトランジスタ
８のベースは第１の制御端子１０を介して第１の直流電
圧源１１に、第４のトランジスタ９のベースは第２の制
御端子１２を介して第２の直流電圧源１３にそれぞれ接
続されている。そして、第３のトランジスタ８のコレク
タは電源端子７に接続され、また第４のトランジスタ９
のコレクタは電流源１４を介して電源端子７に接続され
ている。電圧制御電流源１５は、第１，第２，第３，第
４のトランジスタ２，５，８，９と、抵抗３，４と、定
電流源６と、電源端子７および電流源１４により可変で
きる伝達コンダクタンスとなっている。The collector of the second transistor 5 is connected to the common connection point of the emitter of the third transistor 8 and the emitter of the fourth transistor 9, and the base of the third transistor 8 is connected to the first control terminal 10. To the first DC voltage source 11 and the base of the fourth transistor 9 to the second DC voltage source 13 via the second control terminal 12. The collector of the third transistor 8 is connected to the power supply terminal 7, and the fourth transistor 9
Is connected to the power supply terminal 7 via the current source 14. The voltage controlled current source 15 is variable by the first, second, third and fourth transistors 2, 5, 8 and 9, resistors 3 and 4, constant current source 6, power supply terminal 7 and current source 14. It has a transmissible conductance.
【０００４】第４のトランジスタ９と電流源１４との接
続点は信号出力端子１６に接続され、この信号出力端子
１６にはリアクタンス回路を構成するコンデンサ１７の
一端が接続され、そのコンデンサ１７の他端には第２の
信号入力端子１８が接続されている。そして、第２の信
号入力端子１８は接地されている。また、信号出力端子
１６にはトランジスタ１９のベースが接続され、このト
ランジスタ１９のエミッタはダイオード２０を介して第
２のトランジスタ５のベースに接続され、トランジスタ
１９のコレクタは電源端子７に接続されている。定電流
源２１は、その一端が第２のトランジスタ５のベースと
ダイオード２０のカソードの共通接続点に接続され、他
端は接地されている。A connection point between the fourth transistor 9 and the current source 14 is connected to a signal output terminal 16, and one end of a capacitor 17 forming a reactance circuit is connected to the signal output terminal 16, and the other terminal of the capacitor 17 is connected. The second signal input terminal 18 is connected to the end. The second signal input terminal 18 is grounded. The base of the transistor 19 is connected to the signal output terminal 16, the emitter of the transistor 19 is connected to the base of the second transistor 5 via the diode 20, and the collector of the transistor 19 is connected to the power supply terminal 7. There is. The constant current source 21 has one end connected to a common connection point of the base of the second transistor 5 and the cathode of the diode 20, and the other end grounded.
【０００５】次に動作について説明する。図８は図７の
動作原理を説明するためにその回路を簡略化して示した
等価回路である。図８において、１，１５，１６，１
７，１８は図７と同一部分を示しており、２２は図７に
おけるトランジスタ１９とダイオード２０と定電流源２
１とからなるレベルシフト回路に相当するバッファ増幅
器で、図７の構成ではその電圧利得ＡはＡ＝１となる。
なお、図７の構成では第２の信号入力端子１８は接地さ
れている。Next, the operation will be described. FIG. 8 is an equivalent circuit showing a simplified circuit for explaining the operation principle of FIG. In FIG. 8, 1, 15, 16, 1
Reference numerals 7 and 18 denote the same parts as in FIG. 7, and 22 denotes the transistor 19, the diode 20 and the constant current source 2 in FIG.
In the configuration of FIG. 7, the voltage gain A is A = 1.
In the configuration of FIG. 7, the second signal input terminal 18 is grounded.
【０００６】次に、図７の回路の動作原理を図８の等価
回路を参照して説明する。説明を簡略化するために、図
７の回路における各トランジスタ２，５，８，９，１９
のベース電流は十分小さく無視できるものとする。Next, the operating principle of the circuit of FIG. 7 will be described with reference to the equivalent circuit of FIG. In order to simplify the explanation, each transistor 2, 5, 8, 9, 19 in the circuit of FIG.
The base current of is sufficiently small and can be ignored.
【０００７】いま、第１の信号入力端子１の入力信号電
圧をＶi1、第２の信号入力端子１８の入力信号電圧をＶ
i2、電圧制御電流源１５の伝達コンダクタンスをｇm 、
電圧制御電流源１５の出力信号電流をｉo 、コンデンサ
１７の容量をＣ、信号出力端子１６の出力信号電圧をＶ
o、その角周波数をωとすると、図８において、Now, the input signal voltage of the first signal input terminal 1 is V i1 , and the input signal voltage of the second signal input terminal 18 is V i1 .
i2 , the transfer conductance of the voltage controlled current source 15 is g m ,
The output signal current of the voltage controlled current source 15 is i o , the capacitance of the capacitor 17 is C, and the output signal voltage of the signal output terminal 16 is V
o and its angular frequency is ω, in FIG.
【０００８】[0008]
【数１】 [Equation 1]
【０００９】[0009]
【数２】 [Equation 2]
【００１０】が成り立つ。式（１），（２）から図８の
回路の出力信号電圧Ｖoを導くと、[0010] holds. When the output signal voltage V o of the circuit of FIG. 8 is derived from the equations (1) and (2),
【００１１】[0011]
【数３】 [Equation 3]
【００１２】となる。一方、図７において、定電流源６
の電流値を２・Ｉ1 、抵抗３，４の抵抗値を共にＲEと
すると、第２のトランジスタ５のコレクタ電流ｉC2は、[0012] On the other hand, in FIG. 7, the constant current source 6
Is 2 · I 1 and the resistances of the resistors 3 and 4 are R E , the collector current i C2 of the second transistor 5 is
【００１３】[0013]
【数４】 [Equation 4]
【００１４】ただしHowever,
【００１５】[0015]
【数５】 [Equation 5]
【００１６】となる。また、第３のトランジスタ８のコ
レクタ電流をｉC3、第４のトランジスタ９のコレクタ電
流をｉC4、ｉC2に対するｉC4の比をαとすると、[0016] Further, when the collector current of the third transistor 8 is i C3 , the collector current of the fourth transistor 9 is i C4 , and the ratio of i C4 to i C2 is α,
【００１７】[0017]
【数６】 [Equation 6]
【００１８】[0018]
【数７】 [Equation 7]
【００１９】となり、図７において、第１の直流電圧源
１１の電圧値をＶC1、第２の直流電圧源１３の電圧値を
ＶC2、第２の制御端子１２に対する第１の制御端子１０
の電位差をＶC（＝ＶC1−ＶC2）とすると、In FIG. 7, the voltage value of the first DC voltage source 11 is V C1 , the voltage value of the second DC voltage source 13 is V C2 , and the first control terminal 10 with respect to the second control terminal 12 is
Let V C (= V C1 −V C2 ) be the potential difference between
【００２０】[0020]
【数８】 [Equation 8]
【００２１】となる。したがって、式（４），（６）よ
り[0021] Therefore, from equations (4) and (6)
【００２２】[0022]
【数９】 [Equation 9]
【００２３】となり、また、式（６）〜（８）よりFrom the expressions (6) to (8),
【００２４】[0024]
【数１０】 [Equation 10]
【００２５】が得られる。そこで、電流源１４が定電流
源であるとして、その電流値をα・Ｉ1とすると、電圧
制御電流源１５の伝達コンダクタンスｇmは、Is obtained. Therefore, assuming that the current source 14 is a constant current source and its current value is α · I 1 , the transfer conductance g m of the voltage controlled current source 15 is
【００２６】[0026]
【数１１】 [Equation 11]
【００２７】となる。また図７ではＡ＝１，Ｖi2＝０で
あるから、図７の回路の伝達関数Ｇ（ω）＝Ｖo／Ｖi1
は、式（３），（１１）より[0027] Since A = 1 and V i2 = 0 in FIG. 7, the transfer function G (ω) = V o / V i1 of the circuit in FIG.
Is from equations (3) and (11)
【００２８】[0028]
【数１２】 [Equation 12]
【００２９】[0029]
【数１３】 [Equation 13]
【００３０】となる。式（１３）では、図７の回路の通
過帯域電圧利得Ｇo，遮断周波数ｆCを、It becomes In equation (13), the passband voltage gain G o and the cutoff frequency f C of the circuit of FIG.
【００３１】[0031]
【数１４】 [Equation 14]
【００３２】[0032]
【数１５】 [Equation 15]
【００３３】の一次のローパスフィルタ回路で構成して
おり、第２の制御端子１２に対する第１の制御端子１０
の電位差ＶCを変えることにより遮断周波数ｆCを変化さ
せることができることを示している。A first-order low-pass filter circuit is used, and the first control terminal 10 with respect to the second control terminal 12 is
It is shown that the cutoff frequency f C can be changed by changing the potential difference V C of.
【００３４】[0034]
【発明が解決しようとする課題】ところが、図７に示す
回路をＩＣ化する際には、抵抗値ＲE を精度よく形成す
ることが困難であり、抵抗値ＲEのばらつきに対して遮
断周波数ｆCの値を所定の値にするために電圧ＶC＝ＶC1
−ＶC2 の値を調整する必要がある。また、たとえ抵抗
値ＲEのばらつきに対して電圧ＶC1−ＶC2の値を調整し
ても、抵抗値ＲEの温度特性が悪く、かつ、式（１５）
に含まれる項ｅqVc/kTの中に温度Ｔが含まれているの
で、遮断周波数ｆC が回路動作温度によって変化すると
いう問題点がある。さらに、回路をＩＣ化せず、抵抗値
ＲE の精度および温度特性が良く、遮断周波数ｆC の式
が式（１５）で表わせる場合であっても、式（１５）に
含まれる項ｅqVc/kTの中に温度Ｔが含まれているため、
遮断周波数ｆC が回路動作温度により変化するという問
題点がある。However, when the circuit shown in FIG. 7 is integrated into an IC, it is difficult to form the resistance value R E with high accuracy, and the cutoff frequency is affected by variations in the resistance value R E. In order to set the value of f C to a predetermined value, the voltage V C = V C1
The value of -V C2 needs to be adjusted. Further, even if the resistance value even to adjust the value of the voltage V C1 -V C2 for variations of R E, a temperature characteristic of the resistance value R E is poor, and the formula (15)
Since the temperature T is included in the term e qVc / kT included in the above, there is a problem that the cutoff frequency f C changes depending on the circuit operating temperature. Further, even if the circuit is not integrated into an IC, the resistance value R E has good accuracy and temperature characteristics, and the formula of the cutoff frequency f C can be expressed by the formula (15), the term e included in the formula (15) is obtained. Since the temperature T is included in qVc / kT ,
There is a problem that the cutoff frequency f C changes depending on the circuit operating temperature.
【００３５】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、無調整で遮断周波数を所定の
値に正確に設定でき、かつ、温度特性が良好な、ＩＣ化
に適したアクティブ・フィルタ回路を得ることを目的と
する。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and can be set to a predetermined value of the cutoff frequency accurately without adjustment, and has good temperature characteristics, and is suitable for IC implementation. The purpose is to obtain an active filter circuit.
【００３６】[0036]
【課題を解決するための手段】この第１，第２の発明に
係るアクティブ・フィルタ回路は、図１または図２で示
すように、第１および第２制御端子１０，１２に接続さ
れた制御手段（制御回路３１または３１ａ）を設け、上
記制御手段は、第１のバイアス電圧供給端子３３と、一
端が接地されて設けられた直流電圧源３９と、この直流
電圧源の他端に接続された第３のバイアス電圧供給端子
３８と、上記第１のバイアス電圧供給端子と第２のバイ
アス電圧供給端子３７との間に直列に接続された抵抗３
２，第１のダイオード３４，定電流源３６と、上記抵抗
と上記第３のバイアス電圧供給端子との間に接続された
第２のダイオード３５とを備え、上記第１のダイオード
と上記定電流源との相互接続点または上記第３のバイア
ス電圧供給端子のいずれか一方が上記第１の制御端子に
接続され、他方が上記第２の制御端子に接続されてい
る。この第３の発明に係るアクティブ・フィルタ回路
は、図３で示すように、図１，図２の上記定電流源の代
わりに、第２の抵抗４０を用いた。この第４の発明に係
るアクティブ・フィルタ回路は、図４で示すように、図
１〜図３の上記第２のダイオードの代わりに第５のトラ
ンジスタ４１を用い、上記第５のトランジスタの制御電
極が第３のバイアス電圧供給端子３８と接続されるとと
もに、上記第５のトランジスタの一方の主電極が抵抗３
２と第１のダイオード（トランジスタ３４）との相互接
続点に接続されている。この第５の発明に係るアクティ
ブ・フィルタ回路は、図５で示すように、図１〜図４の
直流電圧源３９を、少なくとも１個以上の、ダイオード
またはトランジスタと、抵抗とで構成した。この第６の
発明に係るアクティブ・フィルタ回路は、図６で示すよ
うに、図１，図２，図４，図５の定電流源３６を、１個
以上のダイオード５１と第３の抵抗５２とで構成した。Means for Solving the Problems] The first, active filter circuit according to the second invention, as shown in FIG. 1 or FIG. 2, connected control to the first and second control terminals 10 and 12 Means (control circuit 31 or 31a ) is provided, and the control means is connected to the first bias voltage supply terminal 33, a DC voltage source 39 whose one end is grounded, and the other end of the DC voltage source. And a resistor 3 connected in series between the third bias voltage supply terminal 38 and the first bias voltage supply terminal and the second bias voltage supply terminal 37.
2, a first diode 34, a constant current source 36, and a second diode 35 connected between the resistor and the third bias voltage supply terminal, the first diode and the constant current One of the interconnection point with the source and the third bias voltage supply terminal is connected to the first control terminal, and the other is connected to the second control terminal. In the active filter circuit according to the third invention, as shown in FIG. 3, a second resistor 40 is used instead of the constant current source shown in FIGS . As shown in FIG. 4, the active filter circuit according to the fourth invention uses a fifth transistor 41 instead of the second diode shown in FIGS. 1 to 3 , and uses a control electrode of the fifth transistor. Is connected to the third bias voltage supply terminal 38, and one main electrode of the fifth transistor is connected to the resistor 3
2 and the first diode (transistor 34) are connected to each other. In the active filter circuit according to the fifth aspect of the present invention, as shown in FIG. 5, the DC voltage source 39 of FIGS. 1 to 4 is composed of at least one or more diodes or transistors and a resistor. As shown in FIG. 6, an active filter circuit according to the sixth aspect of the present invention includes a constant current source 36 shown in FIGS. 1, 2, 4, and 5, one or more diodes 51 and a third resistor 52. It consisted of and.
【００３７】[0037]
【作用】この第１の発明におけるアクティブ・フィルタ
回路は、遮断周波数が後述する式（２５）で表される。
この第２の発明におけるアクティブ・フィルタ回路は、
遮断周波数が後述する式（２８）で表される。この第３
の発明におけるアクティブ・フィルタ回路は、遮断周波
数が後述する式（３０）で表される。この第４の発明に
おけるアクティブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述
する式（３２）で表される。この第５の発明におけるア
クティブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述する式
（３５）で表される。この第６の発明におけるアクティ
ブ・フィルタ回路は、遮断周波数が後述する式（４３）
で表される。したがって、遮断周波数が所定の値に精度
良く設定できると共に、回路動作温度によって変化しな
いため、温度特性が良好となる。In the active filter circuit according to the first aspect of the present invention, the cutoff frequency is expressed by the equation (25) described later.
The active filter circuit according to the second invention is
The cutoff frequency is represented by the equation (28) described later. This third
The cutoff frequency of the active filter circuit according to the invention is expressed by equation (30) described later. In the active filter circuit according to the fourth aspect of the present invention, the cutoff frequency is represented by the equation (32) described later. In the active filter circuit according to the fifth aspect of the present invention, the cutoff frequency is represented by the equation (35) described later. In the active filter circuit according to the sixth aspect of the invention, the cutoff frequency is expressed by the equation (43) described later.
It is represented by. Therefore, the cutoff frequency can be accurately set to a predetermined value, and since it does not change depending on the circuit operating temperature, the temperature characteristic becomes good.
【００３８】[0038]
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの第１の発明の一実施例を示すアクティ
ブ・フィルタ回路の回路図である。図１において、１は
第１の信号入力端子、２は第１のトランジスタ、３，４
は抵抗回路の抵抗、５は第２のトランジスタ、６は定電
流源、７は電源端子、８は第３のトランジスタ、９は第
４のトランジスタ、１０は第１の制御端子、１２は第２
の制御端子、１４は電流源、１６は信号出力端子、１７
はリアクタンス回路（コンデンサ）、１８は第２の信号
入力端子、１９はトランジスタ、２０はダイオード、２
１は定電流源、３１は制御手段としての制御回路、３２
は抵抗、３３は第１のバイアス電圧供給端子、３４は第
１のダイオード、３５は第２のダイオード、３６は定電
流源、３７は第２のバイアス電圧供給端子、３８は第３
のバイアス電圧供給端子、３９は直流電圧源である。こ
こで、１９〜２１は帰還回路となっており、制御回路３
１は、抵抗３２と、第１のダイオード３４と、第２のダ
イオード３５と、定電流源３６と、直流電圧源３９とか
ら構成されている。なお、このアクティブ・フィルタ回
路では、従来例のアクティブ・フィルタ回路（図７）の
直流電圧源１１，１３の代わりに制御回路３１が設けら
れており、同じ機能のものには同符号を付している。ま
た、この制御回路３１を除く回路の接続関係、構成は同
じであるので、構成の説明を省略する。抵抗３２の一端
は、第１のバイアス電圧供給端子３３に接続され、この
抵抗３２の他端は第１のダイオード３４のアノードおよ
び第２のダイオード３５アノードに接続されている。ま
た、第１のダイオード３４のカソードは、第１の制御端
子１０に接続されると共に、定電流源３６を介して第２
のバイアス電圧供給端子３７に接続されている。一方、
第２のダイオード３５のカソードは、第２の制御端子１
２に接続されると共に、第３のバイアス電圧供給端子３
８を介して直流電圧源３９に接続されている。また、第
１のバイアス電圧供給端子３３は電源端子７に接続さ
れ、第２のバイアス電圧供給端子３７は接地されてい
る。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of an active filter circuit showing an embodiment of the first invention. In FIG. 1, 1 is a first signal input terminal, 2 is a first transistor, and 3, 4
Is a resistance of a resistance circuit, 5 is a second transistor, 6 is a constant current source, 7 is a power supply terminal, 8 is a third transistor, 9 is a fourth transistor, 10 is a first control terminal, and 12 is a second.
Control terminal, 14 is a current source, 16 is a signal output terminal, 17
Is a reactance circuit (capacitor), 18 is a second signal input terminal, 19 is a transistor, 20 is a diode, 2
1 is a constant current source, 31 is a control circuit as control means, 32
Is a resistor, 33 is a first bias voltage supply terminal, 34 is a first diode, 35 is a second diode, 36 is a constant current source, 37 is a second bias voltage supply terminal, and 38 is a third.
Is a bias voltage supply terminal, and 39 is a DC voltage source. Here, 19 to 21 are feedback circuits, and the control circuit 3
1 includes a resistor 32, a first diode 34, a second diode 35, a constant current source 36, and a DC voltage source 39. In this active filter circuit, a control circuit 31 is provided in place of the DC voltage sources 11 and 13 of the conventional active filter circuit (FIG. 7), and those having the same function are designated by the same reference numerals. ing. Further, since the circuits other than the control circuit 31 have the same connection relation and configuration, the description of the configuration will be omitted. One end of the resistor 32 is connected to the first bias voltage supply terminal 33, and the other end of the resistor 32 is connected to the anode of the first diode 34 and the anode of the second diode 35. The cathode of the first diode 34 is connected to the first control terminal 10 and is connected to the second diode via the constant current source 36.
Is connected to the bias voltage supply terminal 37. on the other hand,
The cathode of the second diode 35 has the second control terminal 1
2 and the third bias voltage supply terminal 3
It is connected to a dc voltage source 39 through 8. The first bias voltage supply terminal 33 is connected to the power supply terminal 7, and the second bias voltage supply terminal 37 is grounded.
【００３９】次にこの第１の発明のアクティブ・フィル
タ回路の動作を説明する。この場合も図７の従来の回路
の場合と同様、説明を簡略化するために、図１の各トラ
ンジスタ２，５，８，９，１９のベース電流は十分小さ
く無視できるものとする。また、信号などの記号は、図
７の従来の回路および図８の回路の動作説明で用いた記
号と同じ記号を用いるものとする。Next, the operation of the active filter circuit of the first invention will be described. In this case, as in the case of the conventional circuit of FIG. 7, the base currents of the transistors 2, 5, 8, 9, and 19 of FIG. 1 are sufficiently small and can be ignored in order to simplify the description. The symbols such as signals are the same as those used in the description of the operation of the conventional circuit of FIG. 7 and the circuit of FIG.
【００４０】さらに、直流電圧源３９の電圧値をＶB1、
電源端子７に接続される直流電圧源の電圧値をＶCC、第
１のダイオード３４のアノード・カソード間電圧（順方
向を正とする）をＶD1、第２のダイオード３５のアノー
ド・カソード間電圧（順方向を正とする）をＶD2 、抵抗
３２の抵抗値をＲ1 、定電流源３６の電流値をＩoとす
る。[0040] In addition, the voltage value of the direct current voltage source 39 V B1,
The voltage value of the DC voltage source connected to the power supply terminal 7 is V CC , the anode-cathode voltage of the first diode 34 (the forward direction is positive) is V D1 , and the anode-cathode of the second diode 35 is the voltage (a forward and positive) V D2, the resistance value R 1 of the resistor <br/> 32, the current value of the constant current source 36 and I o.
【００４１】第１のダイオード３４を流れる電流ｉD1お
よび第２のダイオード３５を流れる電流ｉD2は次式（１
６），（１７）で表せる。The current i D1 flowing through the first diode 34 and the current i D2 flowing through the second diode 35 are expressed by the following equation (1)
It can be represented by 6) and (17).
【００４２】[0042]
【数１６】 [Equation 16]
【００４３】[0043]
【数１７】 [Equation 17]
【００４４】また各値ｉD1，ｉD2，ＶD1，ＶD2，ＶB1，
ｉC3，ｉC4には、次式（１８），（１９）に示すような
関係が成り立つ。Further, each value i D1 , i D2 , V D1 , V D2 , V B1 ,
i C3 and i C4 have the relationships shown in the following equations (18) and (19).
【００４５】[0045]
【数１８】 [Equation 18]
【００４６】[0046]
【数１９】 [Formula 19]
【００４７】式（１８），（１９）より、各値ｉC3，ｉ
C4，ｉD1，ｉD2の関係は、次式（２０）で表せる。From equations (18) and (19), the respective values i C3 , i
The relationship between C4 , i D1 and i D2 can be expressed by the following equation (20).
【００４８】[0048]
【数２０】 [Equation 20]
【００４９】式（２０）に、先に導出した式（６），
（７）および式（１６），（１７）を代入すると、ｉC2
に対するｉC4の比αが次式（２１），（２２）のように
得られる。In equation (20), the previously derived equations (6),
Substituting (7) and equations (16) and (17), i C2
The ratio α of i C4 with respect to is obtained as in the following equations (21) and (22).
【００５０】[0050]
【数２１】 [Equation 21]
【００５１】[0051]
【数２２】 [Equation 22]
【００５２】図１の回路の伝達関数Ｇ（ω）＝Ｖo ／Ｖ
i1は、先に導出した式（１２）のαとして式（２１）を
代入することにより、次式（２３）のように求められ
る。The transfer function G (ω) = V o / V of the circuit of FIG.
i1 is obtained by the following equation (23) by substituting the equation (21) as α in the previously derived equation (12).
【００５３】[0053]
【数２３】 [Equation 23]
【００５４】したがって、式（２３）より、従来例（図
７）の遮断周波数ｆC の式である式（１４）に対して、
図１の第１の発明の実施例の遮断周波数ｆC の式は式
（２４）のように導出される。Therefore, from the equation (23), with respect to the equation (14) which is the equation of the cutoff frequency f C of the conventional example (FIG. 7),
The formula of the cutoff frequency f C in the embodiment of the first invention of FIG. 1 is derived as the formula (24).
【００５５】[0055]
【数２４】 [Equation 24]
【００５６】さらに、ＲE>>ｒeとすると、次式（２５）
が得られる。[0056] Furthermore, if the R E >> r e, the following equation (25)
Is obtained.
【００５７】[0057]
【数２５】 [Equation 25]
【００５８】式（２５）中のβ1については、β1の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ1の値を設定すれば、β1はほぼ一定と見なすこと
ができる。[0058] The beta 1 in the formula (25), by setting the value of beta 1 to a larger value as the variation amount and the variation with temperature of beta 1 value can be sufficiently neglected, beta 1 is regarded almost constant be able to.
【００５９】したがって、式（２５）からわかるよう
に、図１のアクティブ・フィルタ回路をＩＣ化した場
合、定電流源３６を外付けの定電流源として、その電流
値Ｉo の精度が高く温度特性の良い定電流源を用いれ
ば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の値は精度良く設定でき
温度特性も良いので、遮断周波数ｆCを無調整で正確に
所定の値に設定できると共に、その温度特性を良好にす
ることができる。Therefore, as can be seen from the equation (25), when the active filter circuit of FIG. 1 is integrated into an IC, the constant current source 36 is used as an external constant current source, and the current value I o is highly accurate and the temperature is high. If a constant current source with good characteristics is used, the value of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC can be set accurately and the temperature characteristics are also good, so that the cutoff frequency f C can be set accurately to a predetermined value without adjustment. The temperature characteristic can be improved.
【００６０】また、電流値ＩoやＩＣ内部の抵抗比ＲE／
Ｒ1 の精度が悪く調整を必要とする場合でも、温度特性
の良い定電流源３６を外付けの定電流源とし、その電流
値Ｉoを調整することにより、遮断周波数ｆCをいったん
設定すれば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の温度特性は良
好なので、遮断周波数ｆCの温度特性を良好にすること
ができる。Further, the current value I o and the resistance ratio R E /
Even when the accuracy of R 1 is poor and needs to be adjusted, the constant current source 36 having good temperature characteristics is used as an external constant current source, and the cutoff frequency f C is temporarily set by adjusting the current value I o. For example, since the temperature characteristic of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC is good, the temperature characteristic of the cutoff frequency f C can be made good.
【００６１】また、図１のアクティブ・フィルタ回路を
ＩＣ化しない場合でも、抵抗３，４，３２および定電流
源３６として温度特性の良いものを用いれば、遮断周波
数ｆCの温度特性を良好にすることができる。そして、
さらに抵抗３，４，３２および定電流源３６として精度
が高いものを用いれば、遮断周波数ｆCを無調整で所定
の値に正確に設定できる。Even when the active filter circuit of FIG. 1 is not integrated into an IC, if the resistors 3, 4, 32 and the constant current source 36 having good temperature characteristics are used, the temperature characteristics of the cutoff frequency f C can be improved. can do. And
Further, if the resistors 3, 4, 32 and the constant current source 36 with high accuracy are used, the cutoff frequency f C can be accurately set to a predetermined value without adjustment.
【００６２】なお、式（２４）から式（２５）を導くに
あたって与えた条件であるＲE>>ｒe、およびβ1 はほぼ
一定という条件は充分実現することが可能であり、遮断
周波数ｆCの精度や温度特性を十分に良好にすることが
できる。Note that the conditions given in deriving Equation (25) from Equation (24), R E >> r e , and β 1 are almost constant, can be sufficiently realized, and the cutoff frequency f The accuracy and temperature characteristics of C can be made sufficiently good.
【００６３】図２はこの第２の発明の一実施例によるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。図２におい
て、このアクティブ・フィルタ回路では、図７の直流電
圧源１１，１３の代わりに制御回路３１ａが設けられて
いる。制御回路３１ａは、抵抗３２、第１，第２のダイ
オード３４，３５、第１，第２，第３のバイアス電圧供
給端子３３，３７，３８、定電流源３６、直流電圧源３
９により構成されている。抵抗３２の一端は第１のバイ
アス電圧供給端子３３に接続され、この抵抗３２の他端
は第１のダイオード３４のカソードおよび第２のダイオ
ード３５のカソードに接続されている。また、第１のダ
イオード３４のアノードは、第２の制御端子１２に接続
されると共に、定電流源３６を介して第２のバイアス電
圧供給端子３７に接続されている。一方、第２のダイオ
ード３５のアノードは、第１の制御端子１０に接続され
ると共に、第３のバイアス電圧供給端子３８を介して直
流電圧源３９に接続されている。なお、この図２では、
第１のバイアス電圧供給端子３３は接地され、第２のバ
イアス電圧供給端子３７は電源端子７に接続されてい
る。FIG. 2 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the second invention. 2, in this active filter circuit, a control circuit 31a is provided instead of the DC voltage sources 11 and 13 of FIG. The control circuit 31a includes a resistor 32, first and second diodes 34 and 35, first, second and third bias voltage supply terminals 33, 37 and 38, a constant current source 36, and a DC voltage source 3.
It is composed of 9 . One end of the resistor 32 is connected to a first bias voltage supply terminal 33, the other end of this resistor 32 is connected to the cathode of the cathode and a second diode 35 of the first diode 34. Further, the anode of the first diode 34 is connected to the second control terminal 12 and also connected to the second bias voltage supply terminal 37 via the constant current source 36. On the other hand, the anode of the second diode 35 is connected to the first control terminal 10 and is also connected to the DC voltage source 39 via the third bias voltage supply terminal 38. In addition, in this FIG.
The first bias voltage supply terminal 33 is grounded, and the second bias voltage supply terminal 37 is connected to the power supply terminal 7.
【００６４】第１，第２の制御端子１０，１２から後段
の信号入力端子１，１８、信号出力端子１６、電圧制御
電流源１５、電源端子７、リアクタンス回路を構成する
コンデンサ１７、トランジスタ１９、ダイオード２０お
よび定電流源２１の構成および相互の接続関係は、前述
した図７のアクティブ・フィルタ回路と同様である。From the first and second control terminals 10 and 12, the signal input terminals 1 and 18 at the subsequent stage, the signal output terminal 16, the voltage controlled current source 15, the power supply terminal 7, the capacitor 17 and the transistor 19 which constitute the reactance circuit, The configuration of the diode 20 and the constant current source 21 and the mutual connection relationship are the same as those of the active filter circuit of FIG. 7 described above.
【００６５】次にこの図２のアクティブ・フィルタ回路
の動作を説明する。この場合も図７の従来の回路の場合
と同様、説明を簡略化するために、図２の各トランジス
タ２，５，８，９，１９のベース電流は十分小さく無視
できるものとする。また、信号などの記号は、図７の従
来の回路および図８の回路の動作説明で用いた記号と同
じ記号を用いるものとする。Next, the operation of the active filter circuit of FIG. 2 will be described. In this case, as in the case of the conventional circuit shown in FIG. 7, the base currents of the transistors 2, 5, 8, 9, and 19 shown in FIG. 2 are sufficiently small and can be ignored in order to simplify the description. The symbols such as signals are the same as those used in the description of the operation of the conventional circuit of FIG. 7 and the circuit of FIG.
【００６６】さらに直流電圧源３９の電圧値をＶB1、第
１のダイオード３４のアノード・カソード間電圧（順方
向を正とする）をＶD1、第２のダイオード３５のアノー
ド・カソード間電圧（順方向を正とする）をＶD2 、抵抗
３２の抵抗値をＲ1 、定電流源３６の電流値をＩoとす
ると、図１の回路と同様にして、遮断周波数ｆCは、下
記式（２６），（２７）で与えられる。Further, the voltage value of the DC voltage source 39 is V B1 , the voltage between the anode and the cathode of the first diode 34 (the forward direction is positive) is V D1 , and the voltage between the anode and the cathode of the second diode 35 ( forward direction is positive) of V D2, the resistance value R 1 of the resistor <br/> 32, when the current value of the constant current source 36 and I o, in the same manner as the circuit of FIG. 1, the cut-off frequency f C is given by the following equations (26) and (27).
【００６７】[0067]
【数２６】 [Equation 26]
【００６８】ただしHowever,
【００６９】[0069]
【数２７】 [Equation 27]
【００７０】さらに、ＲE>>ｒeとすると、次式（２８）
が得られる。Further, when R E >> r e , the following equation (28)
Is obtained.
【００７１】[0071]
【数２８】 [Equation 28]
【００７２】式（２８）中のβ2については、β2の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ2の値を設定すれば、β2はほぼ一定と見なすこと
ができる。したがって、式（２８）中のβ2を式（２
５）中のβ1と対比させるとわかるように、図２の回路
も図１と同一の効果がある。[0072] The beta 2 in formula (28), by setting the value of the beta 2 to a large value such as the amount of variation and temperature variation of beta 2 values can be sufficiently neglected, beta 2 is regarded almost constant be able to. Therefore, β 2 in equation (28) is replaced by equation (2
As can be seen by comparing with β 1 in 5), the circuit of FIG. 2 has the same effect as that of FIG.
【００７３】図３はこの第３の発明の一実施例によるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクティ
ブ・フィルタ回路は、図１の第１の発明の実施例におけ
る定電流源３６が第２の抵抗４０で置き換えられている
点が第１の実施例と異なるのみで、その他の構成は第１
の発明の実施例と同じである。FIG. 3 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the third invention. This active filter circuit is different from the first embodiment only in that the constant current source 36 in the first embodiment of the invention of FIG. 1 is replaced by a second resistor 40, and other configurations are the same as those of the first embodiment. 1
This is the same as the embodiment of the invention.
【００７４】この図３のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、第２の抵抗４０の抵抗値をＲ2とすると、第２の
抵抗４０を流れる電流値ＩR2は次式（２９）で表せる。In the active filter circuit of FIG. 3, assuming that the resistance value of the second resistor 40 is R 2 , the current value I R2 flowing through the second resistor 40 can be expressed by the following equation (29).
【００７５】[0075]
【数２９】 [Equation 29]
【００７６】図３の回路のＩR2は図１の回路のＩoに相
当するので、式（２５）のＩoの代わりに式（２９）で
表せるＩR2を用いることにより、図３の遮断周波数ｆC
の式が式（３０），（３１）のように導出される。Since I R2 of the circuit of FIG. 3 corresponds to I o of the circuit of FIG. 1, by using I R2 represented by formula (29) instead of I o of formula (25), the cutoff of FIG. Frequency f C
Is derived as in equations (30) and (31).
【００７７】[0077]
【数３０】 [Equation 30]
【００７８】ただしHowever,
【００７９】[0079]
【数３１】 [Equation 31]
【００８０】式（３１）中のβ3については、β3の値の
ばらつき量や温度変動量が十分無視できるような大きな
値にβ3の値を設定すれば、β3はほぼ一定と見なすこと
ができる。[0080] The beta 3 in the formula (31), by setting the value of the beta 3 to a larger value as the variation amount and the temperature variation of the values of beta 3 can be sufficiently neglected, beta 3 is regarded almost constant be able to.
【００８１】したがって、式（３０）からわかるよう
に、図３のアクティブ・フィルタ回路をＩＣ化した場
合、第２の抵抗４０を外付けの抵抗とし、その抵抗値Ｒ
2 の精度が高く温度特性の良い抵抗を用いれば、ＩＣ内
部の抵抗比ＲE／Ｒ1の値は精度良く設定でき温度特性も
良いので、遮断周波数ｆC を無調整で正確に所定の値に
設定できると共に、その温度特性を良好にすることがで
きる。Therefore, as can be seen from the equation (30), when the active filter circuit of FIG. 3 is integrated into an IC, the second resistor 40 is an external resistor and its resistance value R
If a resistor with high accuracy and good temperature characteristics of 2 is used , the value of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC can be set with high accuracy and the temperature characteristics are also good, so the cutoff frequency f C can be accurately adjusted to a predetermined value without adjustment. Can be set to, and its temperature characteristics can be improved.
【００８２】また、抵抗値Ｒ2やＩＣ内部の抵抗比ＲE
／Ｒ1の精度が悪く調整が必要となる場合でも、温度特
性の良い抵抗４０を外付けの抵抗とし、その抵抗値Ｒ2
を調整することにより、遮断周波数ｆCをいったん設定
すれば、ＩＣ内部の抵抗比ＲE／Ｒ1の温度特性は良好な
ので、遮断周波数ｆCの温度特性を良好にすることがで
きる。Further, the resistance value R 2 and the resistance ratio R E inside the IC are
/ Even if the accuracy R 1 is adversely rather adjustment is required, a good resistance 40 temperature characteristics and an external resistor, the resistance value R 2
By adjusting the cutoff frequency f C once, the temperature characteristic of the cutoff frequency f C can be made good because the temperature characteristic of the resistance ratio R E / R 1 inside the IC is good.
【００８３】また、図３のアクティブ・フィルタ回路を
ＩＣ化しない場合でも、抵抗３，４，３２，４０として
温度特性の良いものを用いれば、遮断周波数ｆC の温度
特性を良好にすることができる。そして、さらに抵抗
３，４，３２，４０として精度が高いものを用いれば、
遮断周波数ｆC を無調整で所定の値に正確に設定でき
る。Even when the active filter circuit of FIG. 3 is not integrated into an IC, if the resistors 3, 4, 32, 40 having good temperature characteristics are used, the temperature characteristics of the cutoff frequency f C can be improved. it can. Further, if resistors with high accuracy are used as the resistors 3, 4, 32, 40,
The cutoff frequency f C can be accurately set to a predetermined value without adjustment.
【００８４】なお、式（３０）を導くにあたって与えた
条件であるＲE>>ｒe、およびβ3 はほぼ一定という条件
は充分実現することが可能であり、遮断周波数ｆC の精
度や温度特性を十分に良好にすることができる。It is possible to sufficiently realize the condition that R E >> r e and β 3 which are conditions given for deriving the equation (30) are sufficiently realized, and the accuracy of the cutoff frequency f C and the temperature can be improved. The characteristics can be made sufficiently good.
【００８５】また、図２の実施例においても、定電流源
３６を図３の実施例と同様に第２の抵抗４０で置き換え
ることができる。Also in the embodiment of FIG. 2, the constant current source 36 can be replaced with the second resistor 40 as in the embodiment of FIG.
【００８６】図４はこの第４の発明の一実施例における
アクティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクテ
ィブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における第
２のダイオード３５の代わりに第５のトランジスタ４１
を用いると共に、第１のダイオード３４として第１のダ
イオード３４のアノード・カソード間電圧ＶD1の対電流
依存特性を第５のトランジスタ４１のベース・エミッタ
間電圧の対電流依存特性に合わせるために第５のトラン
ジスタ４１と同一特性のトランジスタのベース・コレク
タ間を短絡したものを用いている点が図１の第１の発明
の実施例と異なるのみで、その他の構成は図１の実施例
と同じである。図４において、第５のトランジスタ４１
のエミッタは抵抗３２と第１のダイオード３４との相互
接続点に接続され、そのベースは第３のバイアス電圧供
給端子３８に接続され、さらにそのコレクタは接地され
ている。FIG. 4 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fourth invention. This active filter circuit includes a fifth transistor 41 instead of the second diode 35 in the first embodiment of FIG.
Is used as the first diode 34 in order to match the current-dependent characteristic of the anode-cathode voltage V D1 of the first diode 34 with the current-dependent characteristic of the base-emitter voltage of the fifth transistor 41. 5 is different from the embodiment of the first invention of FIG. 1 in that a transistor having the same characteristics as the transistor 41 of FIG. 5 is short-circuited between the base and collector, and other configurations are the same as those of the embodiment of FIG. Is. In FIG. 4, the fifth transistor 41
The emitter is connected to the interconnection point of the resistor 32 and the first diode 34 has its base connected to the third bias voltage supply terminal 38, and the collector thereof is grounded further.
【００８７】この図４のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４１およ
びダイオード３４として動作するトランジスタのベース
電流は十分小さく無視できるものとし、トランジスタ４
１およびダイオード３４として動作するトランジスタの
コレクタ電流をそれぞれｉC5，ｉC6，トランジスタ４１
およびダイオード３４として動作するトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧（順方向を正とする）をそれぞれ
ＶBE5，ＶBE6とすると、図４のＶBE6，ＶBE5，ｉC6，ｉ
C5はそれぞれ図１のＶD1，ＶD2，ｉD1，ｉD2に相当する
ので、結局式（２５）中のβ1として式（２２）中のＶ
D2をＶBE5で置き換えたものを用いることにより、図４
の遮断周波数ｆC の式が次式（３２），（３３）のよう
に導出される。In the active filter circuit of FIG. 4, in order to simplify the explanation, it is assumed that the base currents of the transistors 41 and the transistors operating as the diode 34 are sufficiently small and can be ignored.
1 and the collector currents of the transistors operating as the diode 34 are i C5 , i C6 , and the transistor 41, respectively.
And the base-emitter voltage of the transistor operating as the diode 34 (the forward direction is positive) is V BE5 and V BE6 , respectively, V BE6 , V BE5 , i C6 , i in FIG.
Since C5 corresponds to V D1 , V D2 , i D1 , and i D2 of FIG. 1, respectively, after all, as β 1 in the formula (25), V 5 in the formula (22) is obtained.
By using the one in which D2 is replaced with V BE5 ,
The cutoff frequency f C of the above equation is derived as the following equations (32) and (33).
【００８８】[0088]
【数３２】 [Equation 32]
【００８９】ただしHowever,
【００９０】[0090]
【数３３】 [Expression 33]
【００９１】図４の回路の効果は図１の回路と同様であ
る。なお、図２，図３の実施例においても、第１，第２
のダイオード３４，３５を図４の実施例と同様の構成で
置き換えることができる。The effect of the circuit of FIG. 4 is similar to that of the circuit of FIG. In addition, also in the embodiment of FIG. 2 and FIG.
The diodes 34 and 35 can be replaced with a configuration similar to that of the embodiment of FIG.
【００９２】図５はこの第５の発明の一実施例における
アクティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクテ
ィブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における直
流電圧源３９をトランジスタ４２，抵抗４３，４４，４
５により構成すると共に、第１および第２のダイオード
３４，３５としてそのアノード・カソード間電圧の対電
流依存特性をトランジスタ４２のベース・エミッタ間電
圧の対電流依存特性に合わせるためにトランジスタ４２
と同一特性のトランジスタのベース・コレクタ間を短絡
したものを用いている点が図１の実施例と異なるのみ
で、その他の構成は図１の発明の実施例と同じである。FIG. 5 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fifth invention. This active filter circuit, a straight <br/> current voltage source 39 that put the first embodiment of FIG. 1 transistor 42, resistor 43,44,4
The transistor 42 is configured as the first and second diodes 34 and 35 in order to match the characteristics of the anode-cathode voltage with respect to current to the characteristics of the base-emitter voltage of the transistor 42 with respect to current.
1 is different from the embodiment of FIG. 1 only in that a transistor having the same characteristics as that of which the base and collector are short-circuited is used, and other configurations are the same as those of the embodiment of the invention of FIG.
【００９３】この図５のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４３およ
びダイオード３４，３５として動作するトランジスタの
ベース電流は十分小さく無視できるものとし、トランジ
スタ４２およびダイオード３４，３５として動作するト
ランジスタのコレクタ電流をそれぞれｉC7，ｉC8，
ｉC9、トランジスタ４２およびダイオード３４，３５と
して動作するトランジスタのベース・エミッタ間電圧
（順方向を正とする）をＶBE7，ＶBE8，ＶBE9 、抵抗４
４，４５の抵抗値をＲ01，Ｒ02とする。In the active filter circuit of FIG. 5, in order to simplify the description, the base currents of the transistors operating as the transistor 43 and the diodes 34 and 35 are assumed to be sufficiently small and can be ignored, and the transistor 42 and the diodes 34 and 35 are neglected. The collector currents of the transistors operating as i C7 , i C8 ,
i C9 , the base-emitter voltage of the transistor that operates as the transistor 42 and the diodes 34, 35 (the forward direction is positive) is V BE7 , V BE8 , V BE9 , and the resistor 4
The resistance values of 4, 45 are R 01 and R 02 .
【００９４】まず、ＶB1の式は次式（３４）で与えられ
る。First, the expression of V B1 is given by the following expression (34).
【００９５】[0095]
【数３４】 [Equation 34]
【００９６】次に、図５のＶBE8，ＶBE9，ｉC8，ｉC9が
それぞれ図１のＶD1，ＶD2，ｉD1，ｉD2に相当すること
を考慮すると、結局図５の遮断周波数ｆC の式は、式
（２５）中のβ1として式（２２）中のＶD2をＶBE9で置
き換え、ＶB1を式（３４）で表されるＶB1で置き換えた
ものを用いることにより、次式（３５），（３６）のよ
うに導出される。Next, considering that V BE8 , V BE9 , i C8 and i C9 of FIG. 5 correspond to V D1 , V D2 , i D1 and i D2 of FIG. 1, respectively, the cutoff frequency of FIG. expression f C, by using those replaced by V B1 represented replacing V D2 in the formula (22) with V BE9 as beta 1 in the formula (25), the V B1 in the formula (34) , Are derived as in the following equations (35) and (36).
【００９７】[0097]
【数３５】 [Equation 35]
【００９８】ただしHowever,
【００９９】[0099]
【数３６】 [Equation 36]
【０１００】さらに、ｉC7はほぼｉC9となるように抵抗
４３の値を設定すれば、ＶBE7 はほぼＶBE9となるの
で、式（３６）は次式（３７）のようになる。Further, if the value of the resistor 43 is set so that i C7 becomes approximately i C9 , V BE7 becomes approximately V BE9 , so that the equation (36) becomes the following equation (37).
【０１０１】[0101]
【数３７】 [Equation 37]
【０１０２】したがって、電源端子７に接続される直流
電圧源として、その電圧値ＶCCの精度が高く温度特性の
良い直流電圧源を用いれば、図５の回路をＩＣ化した場
合にはＩＣ内部の抵抗比Ｒ02／Ｒ01の値は精度高く設定
できると共に温度特性も良く、β5 はほぼ一定となる。
また、図５の回路をＩＣ化しない場合でも、抵抗４４，
４５として精度が高く温度特性が良いものを用いれば、
β5 はほぼ一定となる。Therefore, if a DC voltage source having a high accuracy of the voltage value V CC and good temperature characteristics is used as the DC voltage source connected to the power supply terminal 7, when the circuit of FIG. The value of the resistance ratio R 02 / R 01 can be set with high accuracy and the temperature characteristics are good, and β 5 is almost constant.
Even if the circuit of FIG. 5 is not integrated into an IC, the resistors 44,
If 45 is used with high accuracy and good temperature characteristics,
β 5 is almost constant.
【０１０３】図５の回路の効果は図１の回路と同様であ
る。なお、図２，図３の実施例においても、第１，第２
のダイオード３４，３５および直流電圧源３９を図５の
実施例と同様の構成で置き換えることができる。The effect of the circuit of FIG. 5 is similar to that of the circuit of FIG. In addition, also in the embodiment of FIG. 2 and FIG.
The diodes 34 and 35 Oyo BiTadashi current voltage source 39 can be replaced with the same configuration as the embodiment of FIG.
【０１０４】図６はこの発明の第６の実施例におけるア
クティブ・フィルタ回路の回路図である。このアクティ
ブ・フィルタ回路は、図１の第１の実施例における直流
電圧源３９をトランジスタ４６，４７、抵抗４８，４
９，５０により構成すると共に、定電流源３６の代わり
に、ダイオード５１と第３の抵抗５２とを直列接続した
ものを用いている点が図１の第１の発明の実施例と異な
るのみで、その他の構成は図１の第１の発明の実施例と
同じである。FIG. 6 is a circuit diagram of an active filter circuit according to a sixth embodiment of the present invention. This active filter circuit, first the dc voltage source 39 that put in Example transistor 46 and 47 of FIG. 1, the resistor 48,4
9 and 50, and is different from the embodiment of the first invention of FIG. 1 in that a diode 51 and a third resistor 52 are connected in series instead of the constant current source 36. The other structure is the same as that of the first embodiment of the invention shown in FIG.
【０１０５】この図６のアクティブ・フィルタ回路にお
いて、説明を簡略化するために、トランジスタ４６，４
７のベース電流は十分小さく無視できるものとし、トラ
ンジスタ４６，４７のコレクタ電流をｉC10，ｉC11，ト
ランジスタ４６，４７のベース・エミッタ間電圧（順方
向を正とする）をＶBE10，ＶBE11、ダイオード５１を流
れる電流をｉD3、ダイオードのアノード・カソード間電
圧（順方向を正とする）をＶD3、抵抗４９，５０，５２
の抵抗値をＲ03，Ｒ04，Ｒ3とする。In the active filter circuit of FIG. 6, in order to simplify the explanation, the transistors 46 and 4 are
The base current of 7 is sufficiently small and can be ignored, the collector currents of the transistors 46 and 47 are i C10 and i C11 , and the base-emitter voltages of the transistors 46 and 47 (the forward direction is positive) are V BE10 and V BE11. , The current flowing through the diode 51 is i D3 , the voltage between the anode and cathode of the diode (the forward direction is positive) is V D3 , and the resistors 49, 50, 52
Let the resistance values of R 03 , R 04 , and R 3 be.
【０１０６】まず、ＶB1，ｉC11，ｉD1，ｉD2，ｉD3 の
式はそれぞれ次式（３８）〜（４１）で与えられる。First, the equations for V B1 , i C11 , i D1 , i D2 , and i D3 are given by the following equations (38) to (41), respectively.
【０１０７】[0107]
【数３８】 [Equation 38]
【０１０８】[0108]
【数３９】 [Formula 39]
【０１０９】[0109]
【数４０】 [Formula 40]
【０１１０】[0110]
【数４１】 [Formula 41]
【０１１１】[0111]
【数４２】 [Equation 42]
【０１１２】次に、図６のＩD3が図１のＩo に相当する
ことを考慮すると、結局図６の遮断周波数ｆCの式は、
式（２５）中のβ1として式（２２）中のＶB1を式（３
８）で表されるＶB1で置き換えたものを用い、かつＩo
の代わりに式（３９）で与えられるＩD3を用いることに
より、次式（４３），（４４）のように導出される。Next, considering that I D3 in FIG. 6 corresponds to I o in FIG. 1, the formula of the cutoff frequency f C in FIG.
V B1 in the equation (22) is represented by the equation (3) as β 1 in the equation (25).
8) used as a replacement for V B1 and I o
By using I D3 given by the equation (39) instead of, the following equations (43) and (44) are derived.
【０１１３】[0113]
【数４３】 [Equation 43]
【０１１４】ただしHowever,
【０１１５】[0115]
【数４４】 [Equation 44]
【０１１６】さらに、Ｒ03＝Ｒ04と設定し、またｉC10
はほぼｉC11，ｉD2はほぼｉD1（＝ｉD3）となるように
抵抗３２，４８の値を設定すれば、ＶBE10はほぼ
ＶBE11，ＶD2 はほぼＶD1（＝ＶD3）となるので、β6 は
ほぼ１（一定）となる。Further, R 03 = R 04 is set, and i C10
V BE10 is approximately V BE11 and V D2 is approximately V D1 (= V D3 ) by setting the values of the resistors 32 and 48 so that i C11 and i D2 are approximately i D1 (= i D3 ). Therefore , β 6 is almost 1 (constant).
【０１１７】図６の回路の効果は、式（４３）が式（３
０）と同一の形なので、図３の回路の効果と同様であ
る。なお、図２，図４の実施例においても、定電流源３
６，直流電圧源３９を図６の実施例と同様の構成で置き
換えることができる。The effect of the circuit shown in FIG.
Since it has the same shape as 0), it is similar to the effect of the circuit of FIG. The constant current source 3 is also used in the embodiment shown in FIGS.
6, a dc voltage source 39 can be replaced with the same configuration as the embodiment of FIG.
【０１１８】なお、上記各発明の実施例において、
（１）定電流源６の代わりに抵抗を用いた場合、（２）
抵抗３の抵抗値と抵抗４の抵抗値とが等しくない場合、
（３）第１および第２のトランジスタ２，５から成る差
動増幅回路として他の回路を用いた場合、（４）出力信
号を第２のトランジスタ５のベースに帰還させる手段と
して他の回路を用いた場合、（５）図面に示したのとは
異なる極性のトランジスタを用いた場合、（６）リアク
タンス回路１７として他の回路を用いた場合、（７）第
１の信号入力端子１をバイアス電圧源などにより交流的
に接地し、第２の信号入力端子１８から信号を入力する
ことによって１次のハイパスフィルタ回路を構成した場
合、（８）第１および第２の信号入力端子１，１８のそ
れぞれに信号を入力することによって、第１の信号入力
端子１からの入力信号に対しては１次のローパスフィル
タ、第２の信号入力端子１８からの入力信号に対して
は、１次のハイパスフィルタとした場合、（９）第１，
第２のバイアス電圧供給端子をそれぞれ電源端子に接続
または接地する代わりに、任意の電圧値を持った直流電
圧源に接続した場合、においても、この発明は同様に適
用でき、同一の効果がある。 In the embodiments of the above inventions,
(1) When a resistor is used instead of the constant current source 6, (2)
When the resistance value of the resistor 3 is not equal to the resistance value of the resistor 4,
(3) When another circuit is used as the differential amplifier circuit including the first and second transistors 2 and 5, (4) the other circuit is used as means for feeding back the output signal to the base of the second transistor 5. When used, (5) when a transistor having a polarity different from that shown in the drawing is used, (6) when another circuit is used as the reactance circuit 17, (7) the first signal input terminal 1 is biased. When a primary high-pass filter circuit is configured by grounding in an alternating current by a voltage source or the like and inputting a signal from the second signal input terminal 18, (8) first and second signal input terminals 1, 18 By inputting a signal to each of the first signal input terminal 1, the first-order low-pass filter is applied to the input signal from the first signal input terminal 1, and the first-order low-pass filter is applied to the input signal from the second signal input terminal 18. High pass If a filter, (9) first,
Connect the second bias voltage supply terminals to the power supply terminals respectively
Or, instead of grounding, use a direct current
The invention is equally suitable when connected to a pressure source.
Can be used and has the same effect.
【０１１９】さらに、アクティブ・フィルタ回路を縦続
接続すること等により、様々な伝達関数を有し、多様な
フィルタ特性を実現した回路においても、上記実施例中
で用いたこの発明による制御回路を適用でき、同一の効
果がある。Further, the control circuit according to the present invention used in the above-described embodiment is applied to a circuit having various transfer functions by connecting active filter circuits in cascade and realizing various filter characteristics. It has the same effect.
【０１２０】[0120]
【発明の効果】以上のようにこの第１，第２の発明によ
れば、抵抗と、２個のダイオードと、直流電圧源と、定
電流源から構成される制御手段を、アクティブ・フィル
タ回路に設けたため、アクティブ・フィルタ回路の遮断
周波数は、精度良く設定できると共に温度特性が良好
な、抵抗回路の抵抗値と抵抗の抵抗値との相対比によっ
て与えられる。このため、無調整で遮断周波数を所定の
値に正確に設定でき、かつ、温度特性が良好な、ＩＣ化
に適したアクティブ・フィルタ回路を得ることができる
効果がある。第３の発明によれば、第１，第２の発明の
制御手段の定電流源の代わりに第２の抵抗で構成するだ
けで、第１の発明と同じ効果が得られる。第４の発明に
よれば、第１〜第３の発明の制御手段の第２のダイオー
ドの代わりに第５のトランジスタを用いることにより、
第１の発明と同じ効果が得られる。第５の発明によれ
ば、第１〜第４の発明の制御手段の直流電圧源を、少な
くとも１個以上の、ダイオードまたはトランジスタ，抵
抗とで構成し、構成を変えるだけで、第１の発明と同じ
効果が得られる。第６の発明によれば、第１，第２，第
４，第５の発明の制御手段の定電流源を、１個以上のダ
イオードと、第３の抵抗とで構成することにより、構成
を変えるだけで、第１の発明と同じ効果が得られる。As described above, according to the first and second inventions, the resistor, the two diodes, the DC voltage source, the constant voltage
Since the control means composed of the current source is provided in the active filter circuit, the cutoff frequency of the active filter circuit can be set with high accuracy and has good temperature characteristics. Given by the relative ratio. Therefore, the cutoff frequency can be accurately set to a predetermined value without adjustment, and an active filter circuit having good temperature characteristics and suitable for IC can be obtained. According to the third invention, the same effect as that of the first invention can be obtained by only using the second resistor instead of the constant current source of the control means of the first and second inventions. According to the fourth invention, by using the fifth transistor instead of the second diode of the control means of the first to third inventions,
The same effect as the first invention can be obtained. According to the fifth invention, the direct current voltage source of the control means of the first to fourth inventions is reduced.
The same effect as that of the first aspect of the invention can be obtained by configuring at least one or more diodes or transistors and resistors and changing the configuration. According to the sixth aspect of the invention, the constant current source of the control means of the first, second, fourth and fifth aspects is constituted by one or more diodes and the third resistor, and the constitution is The same effect as that of the first invention can be obtained only by changing it.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】この発明の第１の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a first invention of the present invention.
【図２】この発明の第２の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the second invention.
【図３】この発明の第３の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a third invention of the present invention.
【図４】この発明の第４の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of a fourth invention of the present invention.
【図５】この発明の第５の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the fifth invention of the present invention.
【図６】この発明の第６の発明の一実施例によるアクテ
ィブ・フィルタ回路の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of an active filter circuit according to an embodiment of the sixth invention of the present invention.
【図７】従来のアクティブ・フィルタ回路の回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram of a conventional active filter circuit.
【図８】図７に示すアクティブ・フィルタ回路の等価回
路の回路図である。8 is a circuit diagram of an equivalent circuit of the active filter circuit shown in FIG.
【符号の説明】 １ 第１の信号入力端子 ２ 第１のトランジスタ ３，４ 抵抗回路の抵抗 ５ 第２のトランジスタ ８ 第３のトランジスタ ９ 第４のトランジスタ １０ 第１の制御端子 １２ 第２の制御端子 １４ 電流源 １７ リアクタンス回路 １８ 第２の信号入力端子 １９〜２１ 帰還回路 ３１，３１ａ 制御回路 ３２ 抵抗 ３３ 第１のバイアス電圧供給端子 ３４ 第１のダイオード ３５ 第２のダイオード ３６ 定電流源 ３７ 第２のバイアス電圧供給端子 ３８ 第３のバイアス電圧供給端子 ４０ 第２の抵抗 ４１ 第５のトランジスタ ５１ １個ないし複数個のダイオード ５２ 第３の抵抗[Description of Reference Signs] 1 first signal input terminal 2 1st transistor 3, 4 resistance of resistance circuit 5 2nd transistor 8 3rd transistor 9 4th transistor 10 1st control terminal 12 2nd control Terminal 14 Current source 17 Reactance circuit 18 Second signal input terminal 19-21 Feedback circuit 31, 31a Control circuit 32 Resistor 33 First bias voltage supply terminal 34 First diode 35 Second diode 36 Constant current source 37 Third Bias voltage supply terminal 2 38 Third bias voltage supply terminal 40 Second resistance 41 Fifth transistor 51 One or more diodes 52 Third resistance
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図３[Name of item to be corrected] Figure 3
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図３】 [Figure 3]
Claims (6)
と、これらのトランジスタの間に直列に接続された抵抗
回路とを有する第１のトランジスタ差動増幅回路と、第
３および第４の差動対のトランジスタと、第３，第４の
トランジスタの制御電極に接続された第１，第２の制御
端子と、一端が上記第４のトランジスタの主電極に接続
され、他端が電源と接続された電流源とを有し、上記第
１のトランジスタの制御電極の入力に対する非反転出力
に負荷として接続された第２のトランジスタ差動増幅回
路とを備えるアクティブ・フィルタ回路において、上記
第１および第２の制御端子と上記電源とに接続された制
御手段を設け、上記制御手段は、上記電源と接続された
第１のバイアス電圧供給端子と、一端が接地されて設け
られた直流電圧源と、この直流電圧源の他端に接続され
た第３のバイアス電圧供給端子と、上記第１のバイアス
電圧供給端子と上記第２のバイアス電圧供給端子との間
に直列に接続された抵抗，第１のダイオード，定電流源
と、上記抵抗と上記第３のバイアス電圧供給端子との間
に接続された第２のダイオードとを備え、上記第１のダ
イオードと上記定電流源との相互接続点または上記第３
のバイアス電圧供給端子のいずれか一方が上記第１の制
御端子に接続され、他方が第２の制御端子に接続された
ことを特徴とするアクティブ・フィルタ回路。1. A first transistor differential amplifier circuit having first and second differential pair transistors and a resistor circuit connected in series between these transistors, and third and fourth differential amplifier circuits. Transistors of the differential pair, first and second control terminals connected to the control electrodes of the third and fourth transistors, one end connected to the main electrode of the fourth transistor, and the other end connected to the power supply. A second transistor differential amplifier circuit having a connected current source and being connected as a load to a non-inverting output with respect to an input of a control electrode of the first transistor, And a control means connected to the second power supply terminal and the power supply, wherein the control means has a first bias voltage supply terminal connected to the power supply and a DC voltage source having one end grounded. When A third bias voltage supply terminal connected to the other end of the DC voltage source, a resistor connected in series between the first bias voltage supply terminal and the second bias voltage supply terminal, 1. A diode, a constant current source, and a second diode connected between the resistor and the third bias voltage supply terminal, and an interconnection point between the first diode and the constant current source. Or the third above
One of the bias voltage supply terminals is connected to the first control terminal, and the other is connected to the second control terminal.
され、上記第２のバイアス電圧供給端子が上記電源と接
続されたことを特徴とする請求項１記載のアクティブ・
フィルタ回路。2. The active device according to claim 1, wherein the first bias voltage supply terminal is grounded and the second bias voltage supply terminal is connected to the power supply.
Filter circuit.
用いたことを特徴とする請求項１記載のアクティブ・フ
ィルタ回路。3. The active filter circuit according to claim 1, wherein a second resistor is used instead of the constant current source.
のトランジスタを用い、上記トランジスタの制御電極が
上記第３のバイアス電圧供給端子および上記第２の制御
端子と接続されるとともに、上記第５のトランジスタの
一方の電極が上記抵抗と上記第１のダイオードとの相互
接続点に接続されたことを特徴とする請求項１記載のア
クティブ・フィルタ回路。4. A fifth diode instead of the second diode
And a control electrode of the transistor is connected to the third bias voltage supply terminal and the second control terminal, and one electrode of the fifth transistor is connected to the resistor and the first diode. 2. The active filter circuit according to claim 1, wherein the active filter circuit is connected to an interconnection point with.
の、ダイオードまたはトランジスタと、抵抗とで構成し
たことを特徴とする請求項１，２，３または４記載のア
クティブ・フィルタ回路。5. The active filter circuit according to claim 1, 2, 3 or 4, wherein the DC voltage source is composed of at least one or more diodes or transistors and a resistor.
と第３の抵抗とで構成したことを特徴とする請求項１，
２，４または５記載のアクティブ・フィルタ回路。6. The constant current source comprises one or more diodes and a third resistor.
The active filter circuit according to 2, 4, or 5.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214773A JP2783301B2 (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Active filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214773A JP2783301B2 (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Active filter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0537295A true JPH0537295A (en) | 1993-02-12 |
| JP2783301B2 JP2783301B2 (en) | 1998-08-06 |
Family
ID=16661301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3214773A Expired - Lifetime JP2783301B2 (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Active filter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2783301B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5583959A (en) * | 1994-05-27 | 1996-12-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Optical pulse compression device |
| US6782775B2 (en) | 2000-12-22 | 2004-08-31 | Toyoda Iron Works Co., Ltd. | Vehicle pedal device wherein non-operated position of operating portion is adjustable in longitudinal direction of vehicle |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02268507A (en) * | 1989-04-10 | 1990-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | Active filter circuit |
-
1991
- 1991-07-31 JP JP3214773A patent/JP2783301B2/en not_active Expired - Lifetime
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| US7047837B2 (en) | 2000-12-22 | 2006-05-23 | Toyoda Iron Works Co., Ltd. | Vehicle pedal device wherein non-operated position of operating portion is adjustable in longitudinal direction of vehicle |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2783301B2 (en) | 1998-08-06 |
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