JPH05347541A - 高速同調フィルタ - Google Patents
高速同調フィルタInfo
- Publication number
- JPH05347541A JPH05347541A JP4178843A JP17884392A JPH05347541A JP H05347541 A JPH05347541 A JP H05347541A JP 4178843 A JP4178843 A JP 4178843A JP 17884392 A JP17884392 A JP 17884392A JP H05347541 A JPH05347541 A JP H05347541A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- short
- pin diodes
- parallel
- inductance elements
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】周波数ホッピング通信用の可変同調フィルタの
挿入損失を低減し、大電力化と相互変調歪の低減を目的
とする。 【構成】コンデンサＣ0 と並列共振回路を構成する主イ
ンダクタンス素子Ｌ01，Ｌ02の一部Ｌ02に並列に、互い
に値の異なるインダクタンス素子Ｌ1 〜Ｌ7 とピンダイ
オードＤ1 〜Ｄ7 をそれぞれ直列接続した直列回路を設
け、ピンダイオードＤ1 〜Ｄ7 のバイアスを制御するこ
とによりインダクタンス素子Ｌ1 〜Ｌ7 をオン／オフし
て同調周波数を切替えるように構成した。
挿入損失を低減し、大電力化と相互変調歪の低減を目的
とする。 【構成】コンデンサＣ0 と並列共振回路を構成する主イ
ンダクタンス素子Ｌ01，Ｌ02の一部Ｌ02に並列に、互い
に値の異なるインダクタンス素子Ｌ1 〜Ｌ7 とピンダイ
オードＤ1 〜Ｄ7 をそれぞれ直列接続した直列回路を設
け、ピンダイオードＤ1 〜Ｄ7 のバイアスを制御するこ
とによりインダクタンス素子Ｌ1 〜Ｌ7 をオン／オフし
て同調周波数を切替えるように構成した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数ホッピング通信
の送受信機に用いられる高速同調フィルタに関するもの
である。
の送受信機に用いられる高速同調フィルタに関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】妨害に強く、秘話性に優れたスペクトラ
ム拡散変調方式の１つである周波数ホッピング通信シス
テム用の高速同調フィルタとして、従来はバラクタ（可
変容量ダイオード）のバイアス電圧を制御してフィルタ
の同調周波数を切替える構成が実用されている。図１２
は従来のフィルタの構成例であり、２つの共振器１０を
用いた２段のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）である。同
調周波数を変えるには、共振器１０のそれぞれに並列に
接続された２つのバラクタ１１のバイアス電圧ＶB を変
える。Ｖ B の値を大きくするとバラクタ１１に印加され
る逆バイアス電圧が大きくなり、バラクタ１１の静電容
量値が小さくなってＢＰＦの同調周波数が上昇する。共
振器１０としては、λ／４の長さで先端短絡形の分布定
数共振器またはヘリカル共振器が用いられている。
ム拡散変調方式の１つである周波数ホッピング通信シス
テム用の高速同調フィルタとして、従来はバラクタ（可
変容量ダイオード）のバイアス電圧を制御してフィルタ
の同調周波数を切替える構成が実用されている。図１２
は従来のフィルタの構成例であり、２つの共振器１０を
用いた２段のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）である。同
調周波数を変えるには、共振器１０のそれぞれに並列に
接続された２つのバラクタ１１のバイアス電圧ＶB を変
える。Ｖ B の値を大きくするとバラクタ１１に印加され
る逆バイアス電圧が大きくなり、バラクタ１１の静電容
量値が小さくなってＢＰＦの同調周波数が上昇する。共
振器１０としては、λ／４の長さで先端短絡形の分布定
数共振器またはヘリカル共振器が用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成のフィルタは、次のような欠点がある。 （イ） 挿入損失が大きい。 損失を減らすためには共振回路のＱを上げねばならない
が、共振器１０としては自由度があるものの、バラクタ
１１のＱは１００〜５００位が実力のため、共振回路と
してのＱがバラクタ１１で決定づけられ制約されてしま
う。 （２） 入力電圧を大きくすることができない。 逆バイアス電圧ＶB の２倍以上の電圧が共振器１０にか
かるとバラクタ１１は順方向のバイアス電圧が印加され
るためフィルタとして機能しなくなる。すなわち、バラ
クタ１１の動作条件によりＢＰＦへの入力印加電力が制
限される。 （３） 相互変調歪が大きい。 バラクタ１１の逆バイアス電圧Ｖと静電容量値Ｃの関係
は、Ｃ＝Ｍ／（φ＋Ｖ）n で示される。但し、Ｍ：定
数、φ：拡散電位、Ｖ：外部電圧、ｎ：不純物濃度によ
って決まる指数である。この式は、高次多項式で表さ
れ、線形性を有しないため、同調周波数以外の波がこの
フィルタに入力されると、その波との間で相互変調歪を
発生してしまうことになる。さらに、高周波電圧が逆バ
イアス電圧に近づくと歪が大きくなり、不要波発生器と
なってしまう。以上の欠点が解決されていないため、送
信機から大電力を出力するシステムや、高級なシステム
用のフィルタとして実用できなかった。本発明の目的
は、大きい電力でも用いることができ、しかも、挿入損
失，相互変調歪の少ない高速同調フィルタを提供するこ
とにある。
うな構成のフィルタは、次のような欠点がある。 （イ） 挿入損失が大きい。 損失を減らすためには共振回路のＱを上げねばならない
が、共振器１０としては自由度があるものの、バラクタ
１１のＱは１００〜５００位が実力のため、共振回路と
してのＱがバラクタ１１で決定づけられ制約されてしま
う。 （２） 入力電圧を大きくすることができない。 逆バイアス電圧ＶB の２倍以上の電圧が共振器１０にか
かるとバラクタ１１は順方向のバイアス電圧が印加され
るためフィルタとして機能しなくなる。すなわち、バラ
クタ１１の動作条件によりＢＰＦへの入力印加電力が制
限される。 （３） 相互変調歪が大きい。 バラクタ１１の逆バイアス電圧Ｖと静電容量値Ｃの関係
は、Ｃ＝Ｍ／（φ＋Ｖ）n で示される。但し、Ｍ：定
数、φ：拡散電位、Ｖ：外部電圧、ｎ：不純物濃度によ
って決まる指数である。この式は、高次多項式で表さ
れ、線形性を有しないため、同調周波数以外の波がこの
フィルタに入力されると、その波との間で相互変調歪を
発生してしまうことになる。さらに、高周波電圧が逆バ
イアス電圧に近づくと歪が大きくなり、不要波発生器と
なってしまう。以上の欠点が解決されていないため、送
信機から大電力を出力するシステムや、高級なシステム
用のフィルタとして実用できなかった。本発明の目的
は、大きい電力でも用いることができ、しかも、挿入損
失，相互変調歪の少ない高速同調フィルタを提供するこ
とにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の高速同調フィル
タは、コンデンサに並列接続されて並列共振回路を形成
する主インダクタンス素子の一部に、互いに異なるイン
ダクタンス素子とピンダイオードとが直列接続された１
つ以上の直列回路が並列接続され、前記ピンダイオード
に与えるバイアスを制御することにより前記インダクタ
ンス素子をオン／オフして同調周波数を変化させるよう
に構成したことを特徴とするものである。さらに、内導
体と外導体の一端が短絡面で短絡された同軸形キャビテ
ィ共振器の前記内導体と外導体との間に１つ以上の短絡
棒とピンダイオードの直列回路が設けられ、前記ピンダ
イオードに与えるバイアスを制御することにより前記短
絡棒をオン／オフして同調周波数を変化させるように構
成したことを特徴とするものである。上記の同軸形キャ
ビティ共振器の場合、１つ以上の短絡棒とピンダイオー
ドの直列回路は、短絡棒のインダクタンスの値を一定に
して短絡面からの距離が互いに異なる位置に短絡棒を放
射状に配置してもよいし、短絡面からの距離を一定にし
て短絡棒を放射状に配置し各短絡棒のインダクタンスの
値が互いに異なるように設定してもよい。
タは、コンデンサに並列接続されて並列共振回路を形成
する主インダクタンス素子の一部に、互いに異なるイン
ダクタンス素子とピンダイオードとが直列接続された１
つ以上の直列回路が並列接続され、前記ピンダイオード
に与えるバイアスを制御することにより前記インダクタ
ンス素子をオン／オフして同調周波数を変化させるよう
に構成したことを特徴とするものである。さらに、内導
体と外導体の一端が短絡面で短絡された同軸形キャビテ
ィ共振器の前記内導体と外導体との間に１つ以上の短絡
棒とピンダイオードの直列回路が設けられ、前記ピンダ
イオードに与えるバイアスを制御することにより前記短
絡棒をオン／オフして同調周波数を変化させるように構
成したことを特徴とするものである。上記の同軸形キャ
ビティ共振器の場合、１つ以上の短絡棒とピンダイオー
ドの直列回路は、短絡棒のインダクタンスの値を一定に
して短絡面からの距離が互いに異なる位置に短絡棒を放
射状に配置してもよいし、短絡面からの距離を一定にし
て短絡棒を放射状に配置し各短絡棒のインダクタンスの
値が互いに異なるように設定してもよい。
【０００５】
【実施例】図１はと本発明の第１の実施例を示す回路図
であり、１段のＢＰＦを示す。図おいて、Ｃ0 ，Ｌ01，
Ｌ02及びＬ1 〜Ｌ7 は同調用のコンデンサ及びインダク
タンス素子である。Ｌ01，Ｌ02が主インダクタンス素子
である。Ｄ1 〜Ｄ7 はスイッチ素子としてのピンダイオ
ード（ＰＩＮダイオード）である。また、Ａ〜Ｇは各Ｐ
ＩＮダイオードにバイアス電圧を与える制御電圧印加端
子である。Ｃ1 〜Ｃ7 はバイパスコンデンサである。図
１の本発明の第１の実施例を説明する前に、本発明によ
るフィルタの同調周波数を変化させる動作原理について
説明する。図３は本発明によるフィルタ共振回路の同調
周波数を可変にするための原理図である。図３では端
と接地との間で同調容量Ｃ0 及びインダクタンス素子Ｌ
01，Ｌ02，Ｌ1 からなる並列共振回路を構成している。
スイッチＳが開放のときはこの回路の同調周波数ｆ1 は
次式で決定される。
であり、１段のＢＰＦを示す。図おいて、Ｃ0 ，Ｌ01，
Ｌ02及びＬ1 〜Ｌ7 は同調用のコンデンサ及びインダク
タンス素子である。Ｌ01，Ｌ02が主インダクタンス素子
である。Ｄ1 〜Ｄ7 はスイッチ素子としてのピンダイオ
ード（ＰＩＮダイオード）である。また、Ａ〜Ｇは各Ｐ
ＩＮダイオードにバイアス電圧を与える制御電圧印加端
子である。Ｃ1 〜Ｃ7 はバイパスコンデンサである。図
１の本発明の第１の実施例を説明する前に、本発明によ
るフィルタの同調周波数を変化させる動作原理について
説明する。図３は本発明によるフィルタ共振回路の同調
周波数を可変にするための原理図である。図３では端
と接地との間で同調容量Ｃ0 及びインダクタンス素子Ｌ
01，Ｌ02，Ｌ1 からなる並列共振回路を構成している。
スイッチＳが開放のときはこの回路の同調周波数ｆ1 は
次式で決定される。
【０００６】
【数１】 また、スイッチＳが短絡のときの同調周波数ｆ2 は次式
で示される。
で示される。
【０００７】
【数２】 従って、ｆ2 ＞ｆ1 となる。
【０００８】すなわち、この回路は、スイッチＳをＯＮ
／ＯＦＦすることによりｆ1 ，ｆ2の２つの周波数に同
調する。ｆ2 の上限周波数ｆ2uはＬ1 ＝０のときであ
り、ｆ2u＝１／（２π√（Ｃ0 Ｌ01））である。このこ
とにより、次のことがわかる。すなわち、同調周波数の
可変幅はＬ01とＬ02の比で決定される。従って、Ｌ1 の
設定の仕方により、ｆ1 ≦ｆ2 ≦ｆ2uの範囲で同調周波
数を変えることができる。図１に示した第１の実施例
は、Ｌ02に並列接続されたＬ1 〜Ｌ7 のそれぞれのスイ
ッチＳをＰＩＮダイオードに置換したものである。図４
はＰＩＮダイオードの等価回路であり、（Ａ）は逆バイ
アス時でスイッチとしてはＯＦＦ状態、（Ｂ）は順方向
電流を流しているＯＮ状態を示す。理想スイッチと異な
り、完全なＯＮ／ＯＦＦとなってないことがわかる。例
えば、入手が容易なＰＩＮダイオードの場合、Ｃp ＝１
ｐＦ，ｒp ＝３００ｋΩ，ｒs ＝０．３Ωである。図１
に戻って、理想スイッチの場合、この共振回路の無負荷
Ｑは１０００である。表１は図１のＰＩＮダイオードＤ
1 〜Ｄ7 のＯＮ／ＯＦＦと同調周波数ｆ0 の関係及びｆ
0 における挿入損失を示している。
／ＯＦＦすることによりｆ1 ，ｆ2の２つの周波数に同
調する。ｆ2 の上限周波数ｆ2uはＬ1 ＝０のときであ
り、ｆ2u＝１／（２π√（Ｃ0 Ｌ01））である。このこ
とにより、次のことがわかる。すなわち、同調周波数の
可変幅はＬ01とＬ02の比で決定される。従って、Ｌ1 の
設定の仕方により、ｆ1 ≦ｆ2 ≦ｆ2uの範囲で同調周波
数を変えることができる。図１に示した第１の実施例
は、Ｌ02に並列接続されたＬ1 〜Ｌ7 のそれぞれのスイ
ッチＳをＰＩＮダイオードに置換したものである。図４
はＰＩＮダイオードの等価回路であり、（Ａ）は逆バイ
アス時でスイッチとしてはＯＦＦ状態、（Ｂ）は順方向
電流を流しているＯＮ状態を示す。理想スイッチと異な
り、完全なＯＮ／ＯＦＦとなってないことがわかる。例
えば、入手が容易なＰＩＮダイオードの場合、Ｃp ＝１
ｐＦ，ｒp ＝３００ｋΩ，ｒs ＝０．３Ωである。図１
に戻って、理想スイッチの場合、この共振回路の無負荷
Ｑは１０００である。表１は図１のＰＩＮダイオードＤ
1 〜Ｄ7 のＯＮ／ＯＦＦと同調周波数ｆ0 の関係及びｆ
0 における挿入損失を示している。
【０００９】
【表１】
【００１０】図２は表１の各同調周波数ｆ0 伝送特性を
重ね書きしている。この例では８波に同調している特性
を示しているが、Ｌ1 〜Ｌ7 の値が全て異なっているた
め、各ＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦを組み合わせる
と、２7 ＝１２８種類の周波数に同調させることができ
る。このことは実用する上で極めて重要で優れた特徴で
ある。さらに、大電力の信号が入力されたとき、ＰＩＮ
ダイオードにはＬ01とＬ02に分圧された電圧が加わるた
め、超高耐圧の逆バイアス電圧特性のものを必要としな
い。表１では理想スイッチの場合とＰＩＮダイオードの
場合の損失を比較しているが、同調周波数ｆ0 ＝１００
ＭＨｚでは、０．６ｄＢから０．９４ｄＢに損失が増え
ている。この増分はＰＩＮダイオードで消費されるが、
７つのＰＩＮダイオードに分けて消費されることにな
り、耐電力性に優れている。また、ＰＩＮダイオードの
ＯＮ／ＯＦＦ時間は１μｓｅｃ以下であり、通常フィル
タの遅延時間分だけの周波数切換動作時間を考えればよ
いので、数十μｓｅｃ以下の高速動作が可能であり、周
波数ホッピング通信システム用としては最適である。以
上の第１の実施例は１段ＢＰＦについて記載したが、２
段以上の場合も適用できることは云うまでもない。
重ね書きしている。この例では８波に同調している特性
を示しているが、Ｌ1 〜Ｌ7 の値が全て異なっているた
め、各ＰＩＮダイオードのＯＮ／ＯＦＦを組み合わせる
と、２7 ＝１２８種類の周波数に同調させることができ
る。このことは実用する上で極めて重要で優れた特徴で
ある。さらに、大電力の信号が入力されたとき、ＰＩＮ
ダイオードにはＬ01とＬ02に分圧された電圧が加わるた
め、超高耐圧の逆バイアス電圧特性のものを必要としな
い。表１では理想スイッチの場合とＰＩＮダイオードの
場合の損失を比較しているが、同調周波数ｆ0 ＝１００
ＭＨｚでは、０．６ｄＢから０．９４ｄＢに損失が増え
ている。この増分はＰＩＮダイオードで消費されるが、
７つのＰＩＮダイオードに分けて消費されることにな
り、耐電力性に優れている。また、ＰＩＮダイオードの
ＯＮ／ＯＦＦ時間は１μｓｅｃ以下であり、通常フィル
タの遅延時間分だけの周波数切換動作時間を考えればよ
いので、数十μｓｅｃ以下の高速動作が可能であり、周
波数ホッピング通信システム用としては最適である。以
上の第１の実施例は１段ＢＰＦについて記載したが、２
段以上の場合も適用できることは云うまでもない。
【００１１】図５は、本発明の第２の実施例を示す斜視
図であり，図１に示した集中定数回路での原理を同軸形
のキャビティ共振器に応用し分布定数的に実現した例で
ある。また、図６は図５の等価回路である。図におい
て、１は内導体、２は外導体、３は内導体１と外導体２
の短絡面を示す。４は入出力コネクタ、５は結合ルー
プ、６はバイパスコンデンサＣ1 〜Ｃ7 、７はＰＩＮダ
イオードＤ1 〜Ｄ7 、８はインダクタンスＺ1 〜Ｚ7 に
相当する短絡棒である。この例ではＬ1 〜Ｌ7 に相当す
るＺ1 〜Ｚ7 を同じ値にし、キャビティの短絡面３から
の位置ｌ1 〜ｌ7 を変えて同調周波数を所定の値に設定
している。短絡棒（コイル）８は同軸キャビティの内導
体１と外導体２との間に放射状に配置されている。これ
により、キャビティ内の電磁界の乱れを少なくし、ＰＩ
Ｎダイオードの発熱を外導体に効率よく伝えることがで
きる。
図であり，図１に示した集中定数回路での原理を同軸形
のキャビティ共振器に応用し分布定数的に実現した例で
ある。また、図６は図５の等価回路である。図におい
て、１は内導体、２は外導体、３は内導体１と外導体２
の短絡面を示す。４は入出力コネクタ、５は結合ルー
プ、６はバイパスコンデンサＣ1 〜Ｃ7 、７はＰＩＮダ
イオードＤ1 〜Ｄ7 、８はインダクタンスＺ1 〜Ｚ7 に
相当する短絡棒である。この例ではＬ1 〜Ｌ7 に相当す
るＺ1 〜Ｚ7 を同じ値にし、キャビティの短絡面３から
の位置ｌ1 〜ｌ7 を変えて同調周波数を所定の値に設定
している。短絡棒（コイル）８は同軸キャビティの内導
体１と外導体２との間に放射状に配置されている。これ
により、キャビティ内の電磁界の乱れを少なくし、ＰＩ
Ｎダイオードの発熱を外導体に効率よく伝えることがで
きる。
【００１２】図８は図５の部分断面図であり、短絡棒８
と外導体２の接続部分の詳細を示す。短絡棒８の先端部
分にＰＩＮダイオード７が取り付けられバイパスコンデ
ンサ６としての貫通コンデンサに接続される。７’はＰ
ＩＮダイオード７に導通されたバイアス供給端子であ
る。図７では、図５の共振器フィルタを２段配置し、２
つの外導体の接合部に設けられた窓部９により、それぞ
れを電磁結合させ、より急峻な特性を得ている。同様な
考え方で３段以上のフィルタが構成できることは自明で
ある。
と外導体２の接続部分の詳細を示す。短絡棒８の先端部
分にＰＩＮダイオード７が取り付けられバイパスコンデ
ンサ６としての貫通コンデンサに接続される。７’はＰ
ＩＮダイオード７に導通されたバイアス供給端子であ
る。図７では、図５の共振器フィルタを２段配置し、２
つの外導体の接合部に設けられた窓部９により、それぞ
れを電磁結合させ、より急峻な特性を得ている。同様な
考え方で３段以上のフィルタが構成できることは自明で
ある。
【００１３】図９は本発明の第３の実施例を示す構造断
面図であり、図５の第２の実施例同様の同軸形キャビテ
ィ共振器を用いたものである。図５では等しいインダク
タンスの短絡棒８を、短絡面３からの距離を変えて配置
したものであるのに対し、図９では、各短絡棒８のイン
ダクタンスを互いに異なる値に設定し、短絡棒８はすべ
て短絡面３から等しい距離で放射状に配置されている。
図１０は図９の等価回路図であり、Ｚ1 〜Ｚn は短絡棒
８のインダクタンス、Ｄ1 〜Ｄn はＰＩＮダイオードを
示す。図１１は図９の特性例図であり、短絡棒８とＰＩ
Ｎダイオード７との直列回路が２０個の場合のＰＩＮダ
イオードを１つずつ順次ＯＮにしたときの共振特性を重
ね書きしたものである。
面図であり、図５の第２の実施例同様の同軸形キャビテ
ィ共振器を用いたものである。図５では等しいインダク
タンスの短絡棒８を、短絡面３からの距離を変えて配置
したものであるのに対し、図９では、各短絡棒８のイン
ダクタンスを互いに異なる値に設定し、短絡棒８はすべ
て短絡面３から等しい距離で放射状に配置されている。
図１０は図９の等価回路図であり、Ｚ1 〜Ｚn は短絡棒
８のインダクタンス、Ｄ1 〜Ｄn はＰＩＮダイオードを
示す。図１１は図９の特性例図であり、短絡棒８とＰＩ
Ｎダイオード７との直列回路が２０個の場合のＰＩＮダ
イオードを１つずつ順次ＯＮにしたときの共振特性を重
ね書きしたものである。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、次の利点がある。 （１）挿入損失の小さい可変同調ＢＰＦが実現できる。 （２）従来例では実現できない大電力入力の可変同調Ｂ
ＰＦが実現できる。 （３）ＰＩＮダイオードを用いたことにより、同調周波
数に与える非線形性がなくなり相互変調歪が発生しな
い。 以上の利点により、周波数ホッピング通信システム用可
変同調ＢＰＦとして、最適なＢＰＦを提供することがで
きる。
ＰＦが実現できる。 （３）ＰＩＮダイオードを用いたことにより、同調周波
数に与える非線形性がなくなり相互変調歪が発生しな
い。 以上の利点により、周波数ホッピング通信システム用可
変同調ＢＰＦとして、最適なＢＰＦを提供することがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の特性例図である。
【図３】本発明の原理を説明する同調回路図である。
【図４】ピンダイオードの等価回路図である。
【図５】本発明の第２の実施例を示す斜視図である。
【図６】図５の等価回路図である。
【図７】本発明の応用例図である。
【図８】図５，図７の部分詳細断面図である。
【図９】本発明の第３の実施例の構造を示す断面図であ
る。
る。
【図１０】図９の等価回路図である。
【図１１】図９の特性例図である。
【図１２】従来の可変同調フィルタの回路例図である。
１ 内導体 ２ 外導体 ３ 短絡面 ４ 入出力コネクタ ５ 結合ループ ６ バイパスコンデンサ ７ ＰＩＮダイオード ７’ バイアス供給端子 ８ 短絡棒（コイル） ９ 窓部 １０ 共振器 １１ バラクタ
Claims (2)
- 【請求項１】 コンデンサに並列接続されて並列共振回
路を形成する主インダクタンス素子の一部に、互いに異
なるインダクタンス素子とピンダイオードとが直列接続
された１つ以上の直列回路が並列接続され、 前記ピンダイオードに与えるバイアスを制御することに
より前記インダクタンス素子をオン／オフして同調周波
数を変化させるように構成した高速同調フィルタ。 - 【請求項２】 内導体と外導体の一端が短絡面で短絡さ
れた同軸形キャビティ共振器の前記内導体と外導体との
間に１つ以上の短絡棒とピンダイオードの直列回路が設
けられ、 前記ピンダイオードに与えるバイアスを制御することに
より前記短絡棒をオン／オフして同調周波数を変化させ
るように構成した高速同調フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4178843A JP2794249B2 (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | 高速同調フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4178843A JP2794249B2 (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | 高速同調フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05347541A true JPH05347541A (ja) | 1993-12-27 |
| JP2794249B2 JP2794249B2 (ja) | 1998-09-03 |
Family
ID=16055643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4178843A Expired - Lifetime JP2794249B2 (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | 高速同調フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2794249B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0909023A2 (en) * | 1997-10-08 | 1999-04-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Filter working on a plurality of frequency bands |
| US6177850B1 (en) * | 1998-01-13 | 2001-01-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Two frequency filter comprising an inductance device, a resonator, and a switching device |
| JP2011060591A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | New Japan Radio Co Ltd | 電子同調マグネトロン |
Citations (4)
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Also Published As
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|---|---|
| JP2794249B2 (ja) | 1998-09-03 |
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