JPH05344134A - 同調型光受信回路およびその光受信方法 - Google Patents
同調型光受信回路およびその光受信方法Info
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- JPH05344134A JPH05344134A JP4147825A JP14782592A JPH05344134A JP H05344134 A JPH05344134 A JP H05344134A JP 4147825 A JP4147825 A JP 4147825A JP 14782592 A JP14782592 A JP 14782592A JP H05344134 A JPH05344134 A JP H05344134A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 受光レベルが大きい場合にも低歪みである同
調型光受信回路を実現する。 【構成】 光検出器４の負荷抵抗として用いられている
可変抵抗素子８０の抵抗値を、増幅器出力信号１０の強
度に応じて変化させる。これによって受光レベルにかか
わらず増幅器入力レベルが一定値以下に抑えられる。
調型光受信回路を実現する。 【構成】 光検出器４の負荷抵抗として用いられている
可変抵抗素子８０の抵抗値を、増幅器出力信号１０の強
度に応じて変化させる。これによって受光レベルにかか
わらず増幅器入力レベルが一定値以下に抑えられる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、光通信システムにおけ
る同調型光受信回路およびその光受信方法に関する。
る同調型光受信回路およびその光受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】同調型光受信回路では、光検出器と増幅
器の間に同調回路が設けられており、同調回路の共振周
波数において光検出器の負荷インピーダンスが高くな
り、光受信回路の回路雑音が抑圧される。従って、無線
信号のように所要帯域と中心周波数の比（比帯域）が小
さい高周波信号を伝送する場合、この同調型光受信回路
を用いることによって高い受信感度を実現することがで
きる。この同調型光受信回路の回路形式としては、例え
ば並列同調型、トランスフォーム同調型、混合同調型、
あるいは３次帯域通過同調型等が知られている。これら
の同調型光受信回路に関して、例えば、Ｇ．Ｊａｃｏｂ
ｓｅｎらによる“Ｔｕｎｅｄ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｄ
ｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｏｐｔｉ
ｃａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｖｏ
ｌ．７，Ｎｏ．１，ｐ．１０５（１９８９）等の文献に
詳細が記されている。
器の間に同調回路が設けられており、同調回路の共振周
波数において光検出器の負荷インピーダンスが高くな
り、光受信回路の回路雑音が抑圧される。従って、無線
信号のように所要帯域と中心周波数の比（比帯域）が小
さい高周波信号を伝送する場合、この同調型光受信回路
を用いることによって高い受信感度を実現することがで
きる。この同調型光受信回路の回路形式としては、例え
ば並列同調型、トランスフォーム同調型、混合同調型、
あるいは３次帯域通過同調型等が知られている。これら
の同調型光受信回路に関して、例えば、Ｇ．Ｊａｃｏｂ
ｓｅｎらによる“Ｔｕｎｅｄ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｄ
ｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ Ｏｐｔｉ
ｃａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｖｏ
ｌ．７，Ｎｏ．１，ｐ．１０５（１９８９）等の文献に
詳細が記されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記の同調型光受信回
路で高い受信感度を実現するには、光検出器の負荷イン
ピーダンスを高くする必要がある。しかし、光検出器の
負荷インピーダンスが高い場合、高レベルの光信号が入
力したときに光受信回路内の増幅器の入力レベルが過大
となり、光受信回路の出力信号に歪みが生じる恐れがあ
る。このような高レベル入力時の歪みは、多数の搬送波
が多重された高周波信号を光伝送する場合、特に大きな
問題となる。
路で高い受信感度を実現するには、光検出器の負荷イン
ピーダンスを高くする必要がある。しかし、光検出器の
負荷インピーダンスが高い場合、高レベルの光信号が入
力したときに光受信回路内の増幅器の入力レベルが過大
となり、光受信回路の出力信号に歪みが生じる恐れがあ
る。このような高レベル入力時の歪みは、多数の搬送波
が多重された高周波信号を光伝送する場合、特に大きな
問題となる。
【０００４】さらに、同調型光受信回路では、同調周波
数を受信信号の周波数と正確に一致させる必要がある。
しかし、使用部品の特性のばらつき、あるいは経時変化
等によって、同調周波数が受信信号の周波数からずれて
しまうことがある。これは実際に同調型光受信回路を製
造する場合、あるいはこれを使用する場合に問題とな
る。
数を受信信号の周波数と正確に一致させる必要がある。
しかし、使用部品の特性のばらつき、あるいは経時変化
等によって、同調周波数が受信信号の周波数からずれて
しまうことがある。これは実際に同調型光受信回路を製
造する場合、あるいはこれを使用する場合に問題とな
る。
【０００５】本発明の目的は、受光レベルが大きい場合
でも低歪みであり、さらに同調周波数のドリフトを補償
することのできる同調型光受信回路およびその光受信方
法を提供することにある。
でも低歪みであり、さらに同調周波数のドリフトを補償
することのできる同調型光受信回路およびその光受信方
法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
光検出器の出力と増幅器との間に同調回路を有する同調
型光受信回路において、光検出器の負荷抵抗としての可
変抵抗素子と、増幅器の出力電圧と基準電圧の差の電圧
を発生する制御回路とを備え、制御回路の出力電圧に応
じた電流を可変抵抗素子に流し、可変抵抗素子の抵抗値
を変えることによって増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
光検出器の出力と増幅器との間に同調回路を有する同調
型光受信回路において、光検出器の負荷抵抗としての可
変抵抗素子と、増幅器の出力電圧と基準電圧の差の電圧
を発生する制御回路とを備え、制御回路の出力電圧に応
じた電流を可変抵抗素子に流し、可変抵抗素子の抵抗値
を変えることによって増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
【０００７】請求項２記載の発明は、光検出器の出力と
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、光検出器の負荷抵抗としてＰＩＮダイオードを備
え、光検出器の受光電流をＰＩＮダイオードにバイアス
電流として流すことによって増幅器の入力レベルを一定
値以下に抑えることを特徴としている。
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、光検出器の負荷抵抗としてＰＩＮダイオードを備
え、光検出器の受光電流をＰＩＮダイオードにバイアス
電流として流すことによって増幅器の入力レベルを一定
値以下に抑えることを特徴としている。
【０００８】請求項３記載の発明は、光検出器の出力と
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路の光
受信方法において、受光レベルに応じて同調周波数を変
化させることによって増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路の光
受信方法において、受光レベルに応じて同調周波数を変
化させることによって増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
【０００９】請求項４記載の発明は、光検出器の出力と
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路の光
受信方法において、増幅器から出力される信号強度に応
じて同調周波数を変化させることによって増幅器の入力
レベルを一定値以下に抑えることを特徴としている。
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路の光
受信方法において、増幅器から出力される信号強度に応
じて同調周波数を変化させることによって増幅器の入力
レベルを一定値以下に抑えることを特徴としている。
【００１０】請求項５記載の発明は、光検出器の出力と
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、光検出器の受光電流が流れる抵抗と、前記抵抗に
おける電圧降下電圧と基準電圧の差の電圧を発生する制
御回路とを備え、制御回路の出力電圧を光検出器のバイ
アス電圧とし、バイアス電圧を変え、同調周波数を変化
させることによって、増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、光検出器の受光電流が流れる抵抗と、前記抵抗に
おける電圧降下電圧と基準電圧の差の電圧を発生する制
御回路とを備え、制御回路の出力電圧を光検出器のバイ
アス電圧とし、バイアス電圧を変え、同調周波数を変化
させることによって、増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴としている。
【００１１】請求項６記載の発明は、光検出器の出力と
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、同調回路内に設けられた可変容量素子と、増幅器
の出力電圧と基準電圧との差の電圧を発生する制御回路
とを備え、制御回路の出力電圧を可変容量素子に加えて
可変容量素子の容量を変え、同調周波数を変化させるこ
とによって、増幅器の入力レベルを一定値以下に抑える
ことを特徴としている。
増幅器との間に同調回路を有する同調型光受信回路にお
いて、同調回路内に設けられた可変容量素子と、増幅器
の出力電圧と基準電圧との差の電圧を発生する制御回路
とを備え、制御回路の出力電圧を可変容量素子に加えて
可変容量素子の容量を変え、同調周波数を変化させるこ
とによって、増幅器の入力レベルを一定値以下に抑える
ことを特徴としている。
【００１２】
【作用】請求項１記載の発明では、光検出器の負荷イン
ピーダンスを光受信回路内の増幅器の出力強度あるいは
受光レベルに応じて変化させる。すなわち高レベルの光
信号が光受信回路に入力した場合、光検出器の負荷に用
いられている可変抵抗素子の抵抗値を下げ、増幅器の入
力レベルを適正値に保つ。
ピーダンスを光受信回路内の増幅器の出力強度あるいは
受光レベルに応じて変化させる。すなわち高レベルの光
信号が光受信回路に入力した場合、光検出器の負荷に用
いられている可変抵抗素子の抵抗値を下げ、増幅器の入
力レベルを適正値に保つ。
【００１３】請求項２記載の発明では、光検出器の受光
電流をこの光検出器の負荷に用いられているＰＩＮダイ
オードにバイアス電流として流す。これによって受光レ
ベルが高いほど光検出器の負荷抵抗が低くなるため、高
レベルの光信号が入力した場合でも光受信回路内の増幅
器の入力レベルは、ある一定値以下に抑えられる。
電流をこの光検出器の負荷に用いられているＰＩＮダイ
オードにバイアス電流として流す。これによって受光レ
ベルが高いほど光検出器の負荷抵抗が低くなるため、高
レベルの光信号が入力した場合でも光受信回路内の増幅
器の入力レベルは、ある一定値以下に抑えられる。
【００１４】請求項３，４記載の発明では、受光レベル
あるいは光受信器内の増幅器の出力強度に応じて同調周
波数を変化させる。すなわち高レベルの光信号が光受信
回路に入力した場合、同調回路の同調周波数を受信信号
の周波数からずらし、光受信回路内の増幅器の入力レベ
ルを適正値に保つ。
あるいは光受信器内の増幅器の出力強度に応じて同調周
波数を変化させる。すなわち高レベルの光信号が光受信
回路に入力した場合、同調回路の同調周波数を受信信号
の周波数からずらし、光受信回路内の増幅器の入力レベ
ルを適正値に保つ。
【００１５】請求項５，６記載の発明では、光検出器の
バイアス電圧を変えて光検出器の容量を変化させ、ある
いは同調回路内の可変容量素子の容量を変化させること
によって、光受信回路の同調周波数を制御する。
バイアス電圧を変えて光検出器の容量を変化させ、ある
いは同調回路内の可変容量素子の容量を変化させること
によって、光受信回路の同調周波数を制御する。
【００１６】
【実施例】次に、本発明の実施例について回路図を参照
して説明する。
して説明する。
【００１７】図１は、本発明の第１の実施例を示す回路
図である。本実施例では、周波数８１６．０ＭＨｚおよ
び８１６．３ＭＨｚの２波の無線キャリアを同時に受信
する。光受信回路に入力される光信号２は、この２つの
無線キャリアによって、１キャリア当り光変調度１０％
で強度変調されている。
図である。本実施例では、周波数８１６．０ＭＨｚおよ
び８１６．３ＭＨｚの２波の無線キャリアを同時に受信
する。光受信回路に入力される光信号２は、この２つの
無線キャリアによって、１キャリア当り光変調度１０％
で強度変調されている。
【００１８】本実施例では、同調回路６としてコンデン
サ４０とインダクタ６０からなる並列共振回路が用いら
れている。インダクタ６０は大容量のコンデンサ４２に
よって高周波的に接地されている。光検出器４にはＰＩ
Ｎフォトダイオードが用いられており、インダクタ６０
およびチョークコイル６４を介してバイアス電圧Ｖｂが
印加されている。この同調回路６と並列に可変抵抗素子
８０が接続されている。この可変抵抗素子８０として
は、順方向電流値によって高周波信号に対する抵抗値が
大きく変化するＰＩＮダイオードが用いられている。増
幅器８にはソース接地されたＦＥＴが用いられている。
この増幅器８にはチョークコイル６２を介してゲート電
圧Ｖｇが印加されており、負荷抵抗８２を介してドレイ
ン電圧Ｖｄが供給されている。コンデンサ４４は高周波
信号バイパス用のコンデンサであり、コンデンサ４６，
４８，５０，５２は直流成分遮断用のコンデンサであ
る。
サ４０とインダクタ６０からなる並列共振回路が用いら
れている。インダクタ６０は大容量のコンデンサ４２に
よって高周波的に接地されている。光検出器４にはＰＩ
Ｎフォトダイオードが用いられており、インダクタ６０
およびチョークコイル６４を介してバイアス電圧Ｖｂが
印加されている。この同調回路６と並列に可変抵抗素子
８０が接続されている。この可変抵抗素子８０として
は、順方向電流値によって高周波信号に対する抵抗値が
大きく変化するＰＩＮダイオードが用いられている。増
幅器８にはソース接地されたＦＥＴが用いられている。
この増幅器８にはチョークコイル６２を介してゲート電
圧Ｖｇが印加されており、負荷抵抗８２を介してドレイ
ン電圧Ｖｄが供給されている。コンデンサ４４は高周波
信号バイパス用のコンデンサであり、コンデンサ４６，
４８，５０，５２は直流成分遮断用のコンデンサであ
る。
【００１９】本実施例では、いわゆるフィードバック制
御によって、増幅器出力信号１０の強度を一定値に制御
している。すなわち、レベル検出器１２によって増幅器
出力信号１０の強度が検出され、制御回路１４に誤差信
号として入力される。制御回路１４では、引算器１６に
よってレベル検出器１２の出力電圧と基準電圧源１８か
らの基準電圧Ｖ０との差がとられ、直流増幅器２２に入
力される。直流増幅器２２はチョークコイル６６を通し
て、引算器１６の出力に応じた順方向電流を可変抵抗素
子８０に流す。ただし、引算器１６の出力電圧がマイナ
スとなった場合、ダイオード２０によって引算器１６の
出力が遮断されるため、直流増幅器２２からの出力は０
となる。
御によって、増幅器出力信号１０の強度を一定値に制御
している。すなわち、レベル検出器１２によって増幅器
出力信号１０の強度が検出され、制御回路１４に誤差信
号として入力される。制御回路１４では、引算器１６に
よってレベル検出器１２の出力電圧と基準電圧源１８か
らの基準電圧Ｖ０との差がとられ、直流増幅器２２に入
力される。直流増幅器２２はチョークコイル６６を通し
て、引算器１６の出力に応じた順方向電流を可変抵抗素
子８０に流す。ただし、引算器１６の出力電圧がマイナ
スとなった場合、ダイオード２０によって引算器１６の
出力が遮断されるため、直流増幅器２２からの出力は０
となる。
【００２０】本実施例では、増幅器出力信号１０の強度
が−６ｄＢｍ／キャリア以下の場合、引算器１６の出力
はマイナスとなり、可変抵抗素子８０の順方向電流は０
となる。この時の可変抵抗素子８０の抵抗値は５ｋΩで
あった。これに対して増幅器出力信号１０の強度が−６
ｄＢｍ／キャリア以上である場合、可変抵抗素子８０の
順方向電流が増大され、増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリアになるまで可変抵抗素子８０の抵抗
値が下げられる。以上のようなフィードバック制御によ
り、受光レベルにかかわらず、増幅器出力信号１０の強
度は−６ｄＢｍ／キャリア以下に保たれた。従って、本
実施例では、増幅器８で発生する３次歪比は、受光レベ
ルにかかわらず−８０ｄＢｃ以下に抑えられた。
が−６ｄＢｍ／キャリア以下の場合、引算器１６の出力
はマイナスとなり、可変抵抗素子８０の順方向電流は０
となる。この時の可変抵抗素子８０の抵抗値は５ｋΩで
あった。これに対して増幅器出力信号１０の強度が−６
ｄＢｍ／キャリア以上である場合、可変抵抗素子８０の
順方向電流が増大され、増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリアになるまで可変抵抗素子８０の抵抗
値が下げられる。以上のようなフィードバック制御によ
り、受光レベルにかかわらず、増幅器出力信号１０の強
度は−６ｄＢｍ／キャリア以下に保たれた。従って、本
実施例では、増幅器８で発生する３次歪比は、受光レベ
ルにかかわらず−８０ｄＢｃ以下に抑えられた。
【００２１】図２は、本発明の第２の実施例を示す回路
図である。本実施例では、光検出器４に流れる光電流を
ＰＩＮダイオード８４，８６のバイアス電流とすること
によって、光検出器４の負荷抵抗値を制御している。図
２に示されるように、インダクタ６０とコンデンサ４０
からなる同調回路６と並列に、抵抗値が４ｋΩの抵抗８
８、抵抗値が２０Ωの抵抗９０、ＰＩＮダイオード８
４，８６が設置されている。２つのＰＩＮダイオード８
４，８６が互いに向きを逆にして並列に接続されている
のは、ＰＩＮダイオードの非直線性を互いに打ち消し合
うことにより歪を低減するためである。バイアス電圧Ｖ
ｂは、チョークコイル６６、ＰＩＮダイオード８４，８
６、チョークコイル６４を通して光検出器４に供給され
る。また、増幅器８のゲート電圧Ｖｇは、抵抗８８およ
びチョークコイル６２を介して供給されている。コンデ
ンサ４４，５４，５６，５８は高周波信号バイパス用の
コンデンサであり、コンデンサ４６，４８，５０，５２
は直流成分遮断用のコンデンサである。
図である。本実施例では、光検出器４に流れる光電流を
ＰＩＮダイオード８４，８６のバイアス電流とすること
によって、光検出器４の負荷抵抗値を制御している。図
２に示されるように、インダクタ６０とコンデンサ４０
からなる同調回路６と並列に、抵抗値が４ｋΩの抵抗８
８、抵抗値が２０Ωの抵抗９０、ＰＩＮダイオード８
４，８６が設置されている。２つのＰＩＮダイオード８
４，８６が互いに向きを逆にして並列に接続されている
のは、ＰＩＮダイオードの非直線性を互いに打ち消し合
うことにより歪を低減するためである。バイアス電圧Ｖ
ｂは、チョークコイル６６、ＰＩＮダイオード８４，８
６、チョークコイル６４を通して光検出器４に供給され
る。また、増幅器８のゲート電圧Ｖｇは、抵抗８８およ
びチョークコイル６２を介して供給されている。コンデ
ンサ４４，５４，５６，５８は高周波信号バイパス用の
コンデンサであり、コンデンサ４６，４８，５０，５２
は直流成分遮断用のコンデンサである。
【００２２】本実施例では、光検出器４として光電変換
効率が０．８ｍＡ／ｍＷであるＰＩＮフォトダイオード
が用いられている。従って、例えば受光レベルが０．０
５ｍＷの場合、光検出器４およびＰＩＮダイオード８
４，８６に流れる光電流は０．０４ｍＡであった。この
ときのＰＩＮダイオード８４，８６の抵抗値はそれぞれ
２ｋΩであり、同調周波数における光検出器４の負荷抵
抗値は８００Ωとなった。このときの増幅器出力信号１
０の強度は−１４ｄＢｍ／キャリアであった。これに対
して受光レベルを１００倍の５ｍＷとした場合、光検出
器４の負荷抵抗値が８００Ωのままでは、増幅器出力信
号１０の強度は２６ｄＢｍ／キャリアとなり、非常に大
きな歪が発生してしまう。しかし本実施例の場合、ＰＩ
Ｎダイオード８４，８６に４ｍＡの光電流が流れ、この
ＰＩＮダイオード８４，８６の各抵抗値は２０Ωに低下
する。従って、同調周波数における光検出器４の負荷抵
抗値は２０Ωに低下し、増幅器出力信号１０の強度は−
６ｄＢｍ／キャリアに抑えられた。このように本実施例
では、受光レベルが増大するにつれ光検出器４の負荷抵
抗値が低下するため、受光レベルが５ｍＷとなった場合
でも増幅器８で発生する３次歪比は−８０ｄＢｃ以下に
抑えられた。
効率が０．８ｍＡ／ｍＷであるＰＩＮフォトダイオード
が用いられている。従って、例えば受光レベルが０．０
５ｍＷの場合、光検出器４およびＰＩＮダイオード８
４，８６に流れる光電流は０．０４ｍＡであった。この
ときのＰＩＮダイオード８４，８６の抵抗値はそれぞれ
２ｋΩであり、同調周波数における光検出器４の負荷抵
抗値は８００Ωとなった。このときの増幅器出力信号１
０の強度は−１４ｄＢｍ／キャリアであった。これに対
して受光レベルを１００倍の５ｍＷとした場合、光検出
器４の負荷抵抗値が８００Ωのままでは、増幅器出力信
号１０の強度は２６ｄＢｍ／キャリアとなり、非常に大
きな歪が発生してしまう。しかし本実施例の場合、ＰＩ
Ｎダイオード８４，８６に４ｍＡの光電流が流れ、この
ＰＩＮダイオード８４，８６の各抵抗値は２０Ωに低下
する。従って、同調周波数における光検出器４の負荷抵
抗値は２０Ωに低下し、増幅器出力信号１０の強度は−
６ｄＢｍ／キャリアに抑えられた。このように本実施例
では、受光レベルが増大するにつれ光検出器４の負荷抵
抗値が低下するため、受光レベルが５ｍＷとなった場合
でも増幅器８で発生する３次歪比は−８０ｄＢｃ以下に
抑えられた。
【００２３】図３は、本発明の第３の実施例を示す回路
図である。本実施例では、同調回路６としてコンデンサ
４０とインダクタ６０からなる並列共振回路が用いられ
ており、インダクタ６０は大容量のコンデンサ４２によ
って高周波的に接地されている。光検出器４にはＰＩＮ
フォトダイオードが用いられており、インダクタ６０を
介してバイアス電圧Ｖｂが印加されている。増幅器８と
してはソース接地されたＦＥＴが用いられており、チョ
ークコイル６２、抵抗８８を介してゲート電圧Ｖｇが印
加されている。この抵抗８８は大容量のコンデンサ５８
によって高周波的に接地されており、光検出器４の負荷
抵抗となっている。またＦＥＴには負荷抵抗８２を介し
てドレイン電圧Ｖｄが供給されている。なおコンデンサ
５０，５２は直流遮断用のコンデンサである。
図である。本実施例では、同調回路６としてコンデンサ
４０とインダクタ６０からなる並列共振回路が用いられ
ており、インダクタ６０は大容量のコンデンサ４２によ
って高周波的に接地されている。光検出器４にはＰＩＮ
フォトダイオードが用いられており、インダクタ６０を
介してバイアス電圧Ｖｂが印加されている。増幅器８と
してはソース接地されたＦＥＴが用いられており、チョ
ークコイル６２、抵抗８８を介してゲート電圧Ｖｇが印
加されている。この抵抗８８は大容量のコンデンサ５８
によって高周波的に接地されており、光検出器４の負荷
抵抗となっている。またＦＥＴには負荷抵抗８２を介し
てドレイン電圧Ｖｄが供給されている。なおコンデンサ
５０，５２は直流遮断用のコンデンサである。
【００２４】本実施例では、光検出器４に流れる光電流
を抵抗８４によって検出し、これを誤差信号として光検
出器４のバイアス電圧Ｖｂを変化させ、同調周波数を制
御している。制御回路１００では、差動増幅器１０２に
よって抵抗８４における電圧降下を検出し、引算器１０
４によってこの差動増幅器１０２の出力電圧と基準電圧
Ｖ１の差がとられる。差動増幅器１０２の出力が基準電
圧Ｖ１より大きければ、引算器１０４の出力が電圧加算
器１０８に入力される。このときの光検出器４のバイア
ス電圧Ｖｂは、引算器１０４の出力電圧と基準電圧Ｖ２
の和となる。逆に差動増幅器１０２の出力が基準電圧Ｖ
１より小さく引算器１０４の出力電圧が負である場合
は、引算器１０４の出力はダイオード１０６によって遮
断される。この場合、光検出器４のバイアス電圧Ｖｂは
基準電圧Ｖ２となる。本実施例では、受光レベルが０ｄ
Ｂｍ以下の場合、バイアス電圧Ｖｂは一定値（１０Ｖ）
であった。また、受光レベルが０ｄＢｍ以上の場合は、
これに応じてバイアス電圧Ｖｂが増大され、例えば受光
レベルが３ｄＢｍの場合、バイアス電圧Ｖｂは１２Ｖで
あった。
を抵抗８４によって検出し、これを誤差信号として光検
出器４のバイアス電圧Ｖｂを変化させ、同調周波数を制
御している。制御回路１００では、差動増幅器１０２に
よって抵抗８４における電圧降下を検出し、引算器１０
４によってこの差動増幅器１０２の出力電圧と基準電圧
Ｖ１の差がとられる。差動増幅器１０２の出力が基準電
圧Ｖ１より大きければ、引算器１０４の出力が電圧加算
器１０８に入力される。このときの光検出器４のバイア
ス電圧Ｖｂは、引算器１０４の出力電圧と基準電圧Ｖ２
の和となる。逆に差動増幅器１０２の出力が基準電圧Ｖ
１より小さく引算器１０４の出力電圧が負である場合
は、引算器１０４の出力はダイオード１０６によって遮
断される。この場合、光検出器４のバイアス電圧Ｖｂは
基準電圧Ｖ２となる。本実施例では、受光レベルが０ｄ
Ｂｍ以下の場合、バイアス電圧Ｖｂは一定値（１０Ｖ）
であった。また、受光レベルが０ｄＢｍ以上の場合は、
これに応じてバイアス電圧Ｖｂが増大され、例えば受光
レベルが３ｄＢｍの場合、バイアス電圧Ｖｂは１２Ｖで
あった。
【００２５】同調回路６の共振周波数ｆは、コンデンサ
４０および光検出器４の並列合成容量をＣ、インダクタ
６０のインダクタンスをＬとすると、 ｆ＝１／（２π√ＬＣ） となる。本実施例では、受光レベルが０ｄＢｍ以下の場
合の光検出器４のバイアス電圧Ｖｂは１０Ｖであり、こ
のときの並列合成容量Ｃは１．９ｐＦであった。また、
インダクタ６０のインダクタンスＬは２０ｎＨであっ
た。従ってこの光受信回路の同調周波数は、受信信号周
波数とおなじ８１６ＭＨｚであり、その３ｄＢ帯域幅は
１０ＭＨｚであった。このように同調周波数が受信信号
周波数と一致している場合の増幅器８の出力強度は、受
光レベルが０ｄＢｍのとき−６ｄＢｍ／キャリアであっ
た。また、このときの増幅器出力信号１０の３次歪比は
−８０ｄＢｃであった。これに対して、受光レベルが３
ｄＢｍになった場合、バイアス電圧Ｖｂは１２Ｖ、並列
合成容量Ｃは１．８５ｐＦとなり、同調周波数は８２７
ＭＨｚとなった。この場合、受信信号周波数（８１６Ｍ
Ｈｚ）における光検出器４の負荷インピーダンスが低下
し、受光レベルが３ｄＢｍになったにもかかわらず増幅
器出力信号１０の強度は、受光レベル０ｄＢｍの場合と
同じ−６ｄＢｍに保たれた。従って、増幅器８で発生す
る３次歪比は、受光レベルにかかわらず−８０ｄＢｃ以
下に抑えられた。
４０および光検出器４の並列合成容量をＣ、インダクタ
６０のインダクタンスをＬとすると、 ｆ＝１／（２π√ＬＣ） となる。本実施例では、受光レベルが０ｄＢｍ以下の場
合の光検出器４のバイアス電圧Ｖｂは１０Ｖであり、こ
のときの並列合成容量Ｃは１．９ｐＦであった。また、
インダクタ６０のインダクタンスＬは２０ｎＨであっ
た。従ってこの光受信回路の同調周波数は、受信信号周
波数とおなじ８１６ＭＨｚであり、その３ｄＢ帯域幅は
１０ＭＨｚであった。このように同調周波数が受信信号
周波数と一致している場合の増幅器８の出力強度は、受
光レベルが０ｄＢｍのとき−６ｄＢｍ／キャリアであっ
た。また、このときの増幅器出力信号１０の３次歪比は
−８０ｄＢｃであった。これに対して、受光レベルが３
ｄＢｍになった場合、バイアス電圧Ｖｂは１２Ｖ、並列
合成容量Ｃは１．８５ｐＦとなり、同調周波数は８２７
ＭＨｚとなった。この場合、受信信号周波数（８１６Ｍ
Ｈｚ）における光検出器４の負荷インピーダンスが低下
し、受光レベルが３ｄＢｍになったにもかかわらず増幅
器出力信号１０の強度は、受光レベル０ｄＢｍの場合と
同じ−６ｄＢｍに保たれた。従って、増幅器８で発生す
る３次歪比は、受光レベルにかかわらず−８０ｄＢｃ以
下に抑えられた。
【００２６】図４は、本発明の第４の実施例を示す回路
図である。本実施例では、増幅器出力信号１０の強度を
検出し、これを制御信号として、同調回路６の可変容量
素子１２の容量を変化させ、同調周波数を制御してい
る。図４に示されるように、増幅器出力信号１０の強度
はレベル検出器１２によって検出され、制御回路１００
に入力される。この制御回路１００は第３の実施例と同
様の回路構成をとっており、増幅器出力信号１０の強度
が−６ｄＢｍ／キャリア以下である場合、制御回路１０
０から出力される制御電圧Ｖｃは一定（３Ｖ）である。
また、増幅器出力信号１０の強度が−６ｄＢｍ／キャリ
ア以上である場合は、これに応じて制御電圧Ｖｃが増大
され、例えば、増幅器出力信号１０の強度が−３ｄＢｍ
／キャリアである場合、Ｖｃは４Ｖとなる。
図である。本実施例では、増幅器出力信号１０の強度を
検出し、これを制御信号として、同調回路６の可変容量
素子１２の容量を変化させ、同調周波数を制御してい
る。図４に示されるように、増幅器出力信号１０の強度
はレベル検出器１２によって検出され、制御回路１００
に入力される。この制御回路１００は第３の実施例と同
様の回路構成をとっており、増幅器出力信号１０の強度
が−６ｄＢｍ／キャリア以下である場合、制御回路１０
０から出力される制御電圧Ｖｃは一定（３Ｖ）である。
また、増幅器出力信号１０の強度が−６ｄＢｍ／キャリ
ア以上である場合は、これに応じて制御電圧Ｖｃが増大
され、例えば、増幅器出力信号１０の強度が−３ｄＢｍ
／キャリアである場合、Ｖｃは４Ｖとなる。
【００２７】本実施例では、可変容量素子１２としてバ
ラクタダイオード２６，２８を用いている。ただし、こ
のバラクタダイオード２６，２８はダイオード特性によ
る歪みを防ぐため、図４に示すように、方向を逆にして
並列に接続されている。増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリア以下の場合、制御電圧Ｖｃは３Ｖと
なり、バラクタダイオード２６，２８とコンデンサ４０
の合成容量Ｃ′は１．９ｐＡとなった。このとき同調回
路６の同調周波数は受信信号周波数と同じ８１６ＭＨｚ
になった。これに対して増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリア以上の場合、制御電圧Ｖｃは３Ｖ以
上となり、合成容量Ｃ′は１．９ｐＡ以下となる。この
場合、同調回路６の同調周波数は受信信号周波数よりも
高周波側にずれ、増幅器出力信号１０の強度が減少す
る。以上のような負帰還により、受光レベルにかかわら
ず増幅器出力信号１０の強度は−６ｄＢｍ／キャリア以
下に保たれた。従って、本実施例では、増幅器で発生す
る３次歪比は、受光レベルにかかわらず−８０ｄＢｃ以
下に抑えられた。
ラクタダイオード２６，２８を用いている。ただし、こ
のバラクタダイオード２６，２８はダイオード特性によ
る歪みを防ぐため、図４に示すように、方向を逆にして
並列に接続されている。増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリア以下の場合、制御電圧Ｖｃは３Ｖと
なり、バラクタダイオード２６，２８とコンデンサ４０
の合成容量Ｃ′は１．９ｐＡとなった。このとき同調回
路６の同調周波数は受信信号周波数と同じ８１６ＭＨｚ
になった。これに対して増幅器出力信号１０の強度が−
６ｄＢｍ／キャリア以上の場合、制御電圧Ｖｃは３Ｖ以
上となり、合成容量Ｃ′は１．９ｐＡ以下となる。この
場合、同調回路６の同調周波数は受信信号周波数よりも
高周波側にずれ、増幅器出力信号１０の強度が減少す
る。以上のような負帰還により、受光レベルにかかわら
ず増幅器出力信号１０の強度は−６ｄＢｍ／キャリア以
下に保たれた。従って、本実施例では、増幅器で発生す
る３次歪比は、受光レベルにかかわらず−８０ｄＢｃ以
下に抑えられた。
【００２８】図５は、本発明の第５の実施例を示す回路
図である。本実施例ではチョークコイル６４を介して光
検出器４にバイアス電圧Ｖｂを印加している。コンデン
サ４６は直流遮断用のコンデンサである。このバイアス
電圧Ｖｂは、定電圧源１１４の出力設定を変えることに
よって１０Ｖから１５Ｖの間の任意の値に設定すること
ができる。これによって光検出器４の容量は０．９５ｐ
Ｆから０．８５ｐＡまで変えることができ、同調周波数
を受信信号周波数８１６ＭＨｚを中心として約±１０Ｍ
Ｈｚ可変することができた。したがって、光検出器４の
バイアス電圧Ｖｂを変えることによって、使用部品の特
性のばらつき等によって光受信回路の同調周波数が設計
値より±１０ＭＨｚずれた場合でもこれを補償すること
ができた。
図である。本実施例ではチョークコイル６４を介して光
検出器４にバイアス電圧Ｖｂを印加している。コンデン
サ４６は直流遮断用のコンデンサである。このバイアス
電圧Ｖｂは、定電圧源１１４の出力設定を変えることに
よって１０Ｖから１５Ｖの間の任意の値に設定すること
ができる。これによって光検出器４の容量は０．９５ｐ
Ｆから０．８５ｐＡまで変えることができ、同調周波数
を受信信号周波数８１６ＭＨｚを中心として約±１０Ｍ
Ｈｚ可変することができた。したがって、光検出器４の
バイアス電圧Ｖｂを変えることによって、使用部品の特
性のばらつき等によって光受信回路の同調周波数が設計
値より±１０ＭＨｚずれた場合でもこれを補償すること
ができた。
【００２９】本発明には以上の実施例の他にもさまざま
な変形例が考えられる。例えば第１の実施例で、制御回
路１４は引算器１６、基準電圧源１８、ダイオード２
０、直流増幅器２２等から構成され、第３の実施例で制
御回路１００は差動増幅器１０２、引算器１０４、電圧
加算器１０８等から構成されていたが、これはあくまで
１つの回路例であり、これ以外の回路構成、たとえばマ
イクロプロセッサを用いたデジタル回路等によって同様
の制御回路を実現することも無論可能である。また、以
上の実施例では、増幅器８としてソース接地型のＦＥＴ
を用いたが、他の増幅器、例えばトランジスタ、ゲート
接地型のＦＥＴ、あるいは集積型の増幅器等を用いるこ
とも可能である。また、以上の実施例では、同調回路６
として並列型同調回路を用いたが、他の同調回路、例え
ばトランスフォーム型同調回路、混合型同調回路あるい
は３次帯域通過型同調回路等を用いることも可能であ
る。
な変形例が考えられる。例えば第１の実施例で、制御回
路１４は引算器１６、基準電圧源１８、ダイオード２
０、直流増幅器２２等から構成され、第３の実施例で制
御回路１００は差動増幅器１０２、引算器１０４、電圧
加算器１０８等から構成されていたが、これはあくまで
１つの回路例であり、これ以外の回路構成、たとえばマ
イクロプロセッサを用いたデジタル回路等によって同様
の制御回路を実現することも無論可能である。また、以
上の実施例では、増幅器８としてソース接地型のＦＥＴ
を用いたが、他の増幅器、例えばトランジスタ、ゲート
接地型のＦＥＴ、あるいは集積型の増幅器等を用いるこ
とも可能である。また、以上の実施例では、同調回路６
として並列型同調回路を用いたが、他の同調回路、例え
ばトランスフォーム型同調回路、混合型同調回路あるい
は３次帯域通過型同調回路等を用いることも可能であ
る。
【００３０】また、第４の実施例では、光検出器４とし
てＰＩＮフォトダイオード以外にもフォトダイオード、
アバランシェフォトダイオード、フォトトランジスタ等
を用いることができる。また、第４の実施例では、可変
容量素子１２を同調回路６と並行に接続したが、これを
同調回路６と直列に接続しても同調周波数を変えること
ができる。また、可変容量素子１２として２つのバラク
タダイオードを並列に接続して用いたが、これをバラク
タダイオード１つでも可変容量素子として用いることが
できる。
てＰＩＮフォトダイオード以外にもフォトダイオード、
アバランシェフォトダイオード、フォトトランジスタ等
を用いることができる。また、第４の実施例では、可変
容量素子１２を同調回路６と並行に接続したが、これを
同調回路６と直列に接続しても同調周波数を変えること
ができる。また、可変容量素子１２として２つのバラク
タダイオードを並列に接続して用いたが、これをバラク
タダイオード１つでも可変容量素子として用いることが
できる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、光検出器
の負荷抵抗値を変化させることにより、受光レベルが大
きい場合にも低歪みであり、かつ構成が簡単な同調型光
受信回路を実現することができる。
の負荷抵抗値を変化させることにより、受光レベルが大
きい場合にも低歪みであり、かつ構成が簡単な同調型光
受信回路を実現することができる。
【００３２】また、光検出器のバイアス電圧を変えて同
調周波数を変化させることにより、受光レベルが大きい
場合にも低歪みの同調型光受信回路を実現することがで
き、さらに、製造時の同調周波数のばらつきあるいは経
時変化による同調周波数のドリフトを補償することがで
きる。
調周波数を変化させることにより、受光レベルが大きい
場合にも低歪みの同調型光受信回路を実現することがで
き、さらに、製造時の同調周波数のばらつきあるいは経
時変化による同調周波数のドリフトを補償することがで
きる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施例を示す回路図である。
２ 光信号 ４ 光検出器 ６ 同調回路 ８ 増幅器 １０ 増幅器出力信号 １２ レベル検出器 １４，１００ 制御回路 １６，１０４ 引算器 １８ 基準電圧源 ２０，１０８ ダイオード ２２ 直流増幅器 ２４ 可変容量素子 ２６，２８ バラクタダイオード ４０，４２，４４，４６，４８，５０，５２，５４，５
６，５８ コンデンサ ６０ インダクタ ６２，６４，６６ チョークコイル ８０ 可変抵抗素子 ８２，８４，８８，９０ 抵抗 ８４，８６ ＰＩＮダイオード １０２ 差動増幅器 １０６ 電圧加算器 １１０，１１２，１１４ 定電圧源
６，５８ コンデンサ ６０ インダクタ ６２，６４，６６ チョークコイル ８０ 可変抵抗素子 ８２，８４，８８，９０ 抵抗 ８４，８６ ＰＩＮダイオード １０２ 差動増幅器 １０６ 電圧加算器 １１０，１１２，１１４ 定電圧源
Claims (6)
- 【請求項１】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路において、 光検出器の負荷抵抗としての可変抵抗素子と、 増幅器の出力電圧と基準電圧の差の電圧を発生する制御
回路とを備え、 制御回路の出力電圧に応じた電流を可変抵抗素子に流
し、可変抵抗素子の抵抗値を変えることによって増幅器
の入力レベルを一定値以下に抑えることを特徴とする同
調型光受信回路。 - 【請求項２】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路において、 光検出器の負荷抵抗としてＰＩＮダイオードを備え、光
検出器の受光電流をＰＩＮダイオードにバイアス電流と
して流すことによって増幅器の入力レベルを一定値以下
に抑えることを特徴とする同調型光受信回路。 - 【請求項３】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路の光受信方法において、受光
レベルに応じて同調周波数を変化させることによって増
幅器の入力レベルを一定値以下に抑えることを特徴とす
る同調型光受信回路の光受信方法。 - 【請求項４】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路の光受信方法において、増幅
器から出力される信号強度に応じて同調周波数を変化さ
せることによって増幅器の入力レベルを一定値以下に抑
えることを特徴とする同調型光受信回路の光受信方法。 - 【請求項５】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路において、 光検出器の受光電流が流れる抵抗と、 前記抵抗における電圧降下電圧と基準電圧の差の電圧を
発生する制御回路とを備え、 制御回路の出力電圧を光検出器のバイアス電圧とし、バ
イアス電圧を変え、同調周波数を変化させることによっ
て、増幅器の入力レベルを一定値以下に抑えることを特
徴とする同調型光受信回路。 - 【請求項６】光検出器の出力と増幅器との間に同調回路
を有する同調型光受信回路において、 同調回路内に設けられた可変容量素子と、 増幅器の出力電圧と基準電圧との差の電圧を発生する制
御回路とを備え、 制御回路の出力電圧を可変容量素子に加えて可変容量素
子の容量を変え、同調周波数を変化させることによっ
て、増幅器の入力レベルを一定値以下に抑えることを特
徴とする同調型光受信回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4147825A JPH05344134A (ja) | 1992-06-09 | 1992-06-09 | 同調型光受信回路およびその光受信方法 |
| US08/005,594 US5373152A (en) | 1992-01-31 | 1993-01-19 | Resonance-type optical receiver circuit having a maximum amplifier input controlled by using an amplifier feedback and its method of receiving |
| US08/146,619 US5371354A (en) | 1992-01-31 | 1993-11-02 | Resonance-type optical receiver circuit and method of receiving light wave |
| US08/146,739 US5367156A (en) | 1992-01-31 | 1993-11-02 | Resonance-type optical receiver and receiving method for low-frequency signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4147825A JPH05344134A (ja) | 1992-06-09 | 1992-06-09 | 同調型光受信回路およびその光受信方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05344134A true JPH05344134A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=15439089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4147825A Pending JPH05344134A (ja) | 1992-01-31 | 1992-06-09 | 同調型光受信回路およびその光受信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05344134A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7546035B2 (en) | 2003-05-28 | 2009-06-09 | Transmode Systems Ab | Method for conveying management information |
| JP2011004133A (ja) * | 2009-06-18 | 2011-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波用光受信モジュール |
| JP2017126949A (ja) * | 2016-01-15 | 2017-07-20 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 光電変換器 |
-
1992
- 1992-06-09 JP JP4147825A patent/JPH05344134A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7546035B2 (en) | 2003-05-28 | 2009-06-09 | Transmode Systems Ab | Method for conveying management information |
| JP2011004133A (ja) * | 2009-06-18 | 2011-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波用光受信モジュール |
| JP2017126949A (ja) * | 2016-01-15 | 2017-07-20 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 光電変換器 |
| WO2017122610A1 (ja) * | 2016-01-15 | 2017-07-20 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 光電変換器 |
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