JPH05342868A - バックバイアス電圧発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 リングオシレータ１の出力信号を用いてチャ
ージポンプ回路２を動作させる構成のバックバイアス電
圧発生回路において、リングオシレータ１の発振周波数
が半導体基板の電位Ｖ_SBに応じて、予め定められた２つ
の値間で切換えるために、基板電位検知回路３の出力信
号ＢＢＥによって制御されるトランジスタＱ３がリング
オシレータ１に接続される。 【効果】 半導体基板の電位Ｖ_SBが従来よりも高精度で
所望の電位に制御される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、バックバイアス電圧発
生装置に関し、特に、リングオシレータの出力を用いて
チャージポンプ回路を動作させる構成のバックバイアス
電圧発生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＤＲＡＭ（ダイナミックランダムアクセ
スメモリ）等の半導体装置は、１つの半導体基板上に形
成される多くのＭＯＳトランジスタを構成要素とする半
導体集積回路装置である。通常、このような半導体集積
回路装置において、半導体基板の電位は常時所定の電位
に保持されていることが望ましい。

【０００３】図９は、このような半導体集積回路装置の
部分的な断面構造の一例を示す図である。図９には、１
個のＭＯＳトランジスタと、配線領域とを形成する不純
物領域が代表的に示される。

【０００４】図８を参照して、ＭＯＳトランジスタは、
Ｐ型半導体基板１３０の表面の領域に形成され、ソース
およびドレイン領域となるＮ型不純物領域１３１および
１３２と、ゲート電極１３３とを含む。ゲート電極１３
３とＰ型基板１３０との間にはゲート絶縁膜１３４が形
成される。このゲート電極１３３への印加電圧に応じ
て、ソース領域１３１およびドレイン領域１３２間にチ
ャネルが形成される。配線領域となるＮ型不純物領域１
３５は、たとえば、不純物領域１３１と間隔を隔ててＰ
型基板１３０表面に設けられる。不純物領域１３１およ
び１３５間のＰ型領域１３０表面上には、膜厚の厚いフ
ィルタ絶縁膜１３７を介して信号線１３６が設けられ
る。

【０００５】図９において、ＭＯＳトランジスタの導通
時には、ドレイン１３２の近傍でホットエレクトロンお
よびこれと対をなすホールが発生する。発生したホット
エレクトロンの大半はドレイン１３２に流れる。一方、
発生したホールの大半はＰ型基板１３０に流れる。これ
によって、Ｐ型基板１３０の電位が上昇する。Ｐ型基板
１３０の電位が上昇すると次のような問題が生じる。

【０００６】すなわち、ソース領域１３１およびドレイ
ン領域１３２の各々とＰ型基板１３０とによって形成さ
れるＰＮ接合および、配線領域１３５とＰ型基板１３０
とによって形成されるＰＮ接合がいずれも順バイアス状
態となる。この結果、ソース領域１３１，ドレイン領域
１３２，および配線領域１３５の各々とＰ型基板１３０
との間にリーク電流が流れるので、ゲート電極１３３へ
の電圧印加に応答してソース領域１３１およびドレイン
領域１３２間にチャネルが形成されなくなったり、配線
領域１３５を介しての信号伝達が迅速に行なわれなくな
ったりする。

【０００７】また、配線１３６が動作電源電圧レベルの
信号を伝達するような場合、Ｐ型基板１３０の電位が高
いと、信号線１３６の電位によって不純物領域１３１お
よび１３５間のＰ型基板１３０表面にチャネルが形成さ
れやすい。すなわち、信号線１３６，絶縁膜１３７，Ｎ
型領域１３１および１３５によって形成される寄性ＭＯ
Ｓトランジスタが動作しやすい。このような、本来半導
体基板１３０上に設けられた回路素子ではない寄性素子
が動作すると、本来の回路素子の動作に悪影響が及ぼさ
れる。

【０００８】さらにＭＯＳトランジスタのしきい値電圧
Ｖｔｈは、このＭＯＳトランジスタが形成された半導体
基板１３０の電位に依存する。

【０００９】図１０は、Ｐ型半導体基板上に形成された
ＮチャネルＭＯＳトランジスタのしきい値電圧Ｖｔｈ
と、Ｐ型半導体基板の電位Ｖ_SBとの関係を示すグラフで
ある。図１０の横軸上において、電位Ｖ_SBの絶対値は原
点から離れるほど大きい。

【００１０】図１０から分かるように、ＭＯＳトランジ
スタのしきい値電圧Ｖｔｈは、半導体基板の電位Ｖ_SBが
高い領域（図における−Ｖ１以上の領域）においては半
導体基板の電位Ｖ_SBの変化に応じて大きく変化する。し
かし、半導体基板の電位Ｖ_SBが比較的低い領域（図にお
ける、−Ｖ１〜−Ｖ２の領域）においては、ＭＯＳトラ
ンジスタのしきい値電圧Ｖｔｈは半導体基板の電位Ｖ_SB
の電位にかかわらずほぼ一定に保たれる。

【００１１】したがって、図９において、Ｐ型基板１３
０の電位が図１０における負の電位領域、−Ｖ１〜−Ｖ
２程度であれば、ゲート電極１３３，絶縁膜１３４，Ｎ
型領域１３１および１３２によって形成されるＭＯＳト
ランジスタのしきい値電圧はＰ型基板１３０の電位のわ
ずかな変動に影響されずに、かつ、パンチスルー等を生
じずに安定した動作を行なう。しかしながら、Ｐ型基板
１３０の電位が高いと、ＭＯＳトランジスタのしきい値
電圧はＰ型基板１３０の電位のわずかな変動の応答して
大きく変化するため、このＭＯＳトランジスタは安定し
た動作を行なわない。

【００１２】Ｐ型基板１３０の電位の上昇による上記の
ような問題を回避するために、Ｐ型基板１３０には、た
とえば図１０における電位領域、−Ｖ１〜−Ｖ２程度の
負の所定電位が与えられる。従来、半導体基板に供給さ
れるべきこのような負の所定電位（以下、バックバイア
ス電圧と呼ぶ）を発生するための回路は、この半導体基
板の外部に設けられた。しかし、最近では、このような
回路はこの半導体基板上に他の回路部とともに形成され
る。このような回路を、バックバイアス電圧発生回路と
呼ぶ。

【００１３】図８は、バックバイアス電圧発生回路を有
する半導体集積回路装置の全体構成を示す図である。

【００１４】図８を参照して、ＭＯＳトランジスタを構
成素子とする半導体集積回路装置１００は、半導体基板
１３０上に形成される機能回路１１０およびバックバイ
アス電圧発生回路１２０を含む。

【００１５】機能回路１１０は、この半導体集積回路装
置１００の本来の機能を実現する。一方、バックバイア
ス電圧発生回路１２０は、負の電圧を発生する。発生さ
れた負の電圧は、バックバイアス電圧Ｖ_BBとして、半導
体基板１３０に印加される。これによって、機能回路１
１０に半導体基板１３０の電位に起因する誤動作が生じ
るという問題が回避される。

【００１６】図５は、図８におけるバックバイアス電圧
発生回路１２０として用いられる回路の一例を示す図で
ある。図６は、図５に示されるバックバイアス電圧発生
回路の動作を説明するためのタイミングチャート図であ
る。図７は、リングオシレータ１の動作を示すタイミン
グチャート図である。

【００１７】以下、図５ないし図７を参照しながら、従
来のバックバイアス電圧発生回路の構成および動作につ
いて説明する。

【００１８】図５を参照して、従来のバックバイアス電
圧発生回路は、リングオシレータ１と、チャージポンプ
回路２と、基板電位検知回路３と、インバータ４とを含
む。

【００１９】リングオシレータ１は、複数のインバータ
１１〜１４と、２入力ＮＡＮＤゲート１５とを含む。こ
れら複数のインバータ１１〜１４は互いに直列に接続さ
れ、最終段のインバータ１１の出力信号はＮＡＮＤゲー
ト１５の一方の入力端に供給される。ＮＡＮＤゲート１
５の他方の入力端には、基板電位検知回路３の出力信号
ＢＢＥが与えられる。ＮＡＮＤゲート１５の出力信号は
初段のインバータ１４の入力端に供給される。

【００２０】インバータ１１の出力信号がこのリングオ
シレータ１の出力信号としてインバータ４に与えられ
る。インバータ４は、リングオシレータ１の出力信号を
反転および増幅してチャージポンプ回路２に与える。

【００２１】チャージポンプ回路２は、インバータ４の
出力端と基板１３０との間に直列に接続されるキャパシ
タＣ１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１と、キ
ャパシタＣ１およびトランジスタＱ１の接続点Ｎ１２と
接地との間に設けられるＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｑ２とを含む。

【００２２】トランジスタＱ１およびＱ２の各々はダイ
オード接続される。トランジスタＱ１の出力電位がこの
バックバイアス電圧発生回路の出力Ｖ_BBとして半導体基
板１３０に供給される。

【００２３】基板電位検知回路３は、トランジスタＱ１
と基板１３０との接続点Ｎ１３の電位、すなわち、基板
１３０の電位Ｖ_SBを検知する。

【００２４】具体的には、基板電位検知回路３は、基板
１３０の電位Ｖ_SBが所定の電位ｖ１よりも低ければ、ロ
ーレベルの検知信号ＢＢＥを出力し、半導体基板１３０
の電位Ｖ_SBが所定の電位ｖ２（＞ｖ１）よりも高けれ
ば、ハイレベルの検知信号ＢＢＥを出力する。

【００２５】次に、図５および図７を参照しながらリン
グオシレータ１の動作について説明する。

【００２６】基板電位検知回路３の出力信号ＢＢＥ（図
７（ａ））がローレベルであれば、ＮＡＮＤゲート１５
の出力電位はインバータ１１の出力電位にかかわらずハ
イレベルとなる。したがって、検知信号ＢＢＥがローレ
ベルに固定されている期間Ｔ１において、ＮＡＮＤゲー
ト１５の出力電位，インバータ１４の出力電位，インバ
ータ１３の出力電位，インバータ１２の出力電位，およ
びインバータ１１の出力電位はそれぞれ、図７（ｂ），
（ｃ），（ｄ），（ｅ），および（ｆ）に示されるよう
に、ハイレベル，ローレベル，ハイレベル，ローレベ
ル，およびハイレベルに固定される。つまり、このリン
グオシレータは発振しない。

【００２７】一方、検知信号ＢＢＥがハイレベルであれ
ば、ＮＡＮＤゲート１５がインバータとして動作するの
で、ＮＡＮＤゲート１５の出力端には、インバータ１１
の出力電位と逆の論理レベルの電位が現れる したがって、検知信号ＢＢＥがローレベルからハイレベ
ルに切換わると、まず、ＮＡＮＤゲート１５の出力電位
が検知信号ＢＢＥの立上りよりも、ＮＡＮＤゲート１５
の信号遅延時間だけ遅れてローレベルに立下る（図７
（ｂ）参照）。

【００２８】インバータ１４の出力端の電位（ノードＮ
４の電位）は、インバータ１４の反転動作によって、Ｎ
ＡＮＤゲート１５の出力端の電位（ノードＮ５の電位）
の立下りよりもインバータ１４の信号遅延時間だけ遅れ
てハイレベルに立上がる（図７（ｃ）参照）。

【００２９】インバータ１３の出力端の電位（ノードＮ
３の電位）は、インバータ１３の反転動作によって、ノ
ードＮ４の電位の立上りよりも、さらに、インバータ１
３における信号遅延時間だけ遅れてローレベルに立下る
（図７（ｄ）参照）。

【００３０】インバータ１２の出力端の電位（ノードＮ
２の電位）は、インバータ１２の反転動作によって、ノ
ードＮ３の電位の立下りよりも、さらに、インバータ１
２における信号遅延時間だけ遅れてハイレベルに立上が
る（図７（ｅ）参照）。

【００３１】インバータ１１の出力端の電位（ノードＮ
１の電位）は、インバータ１１の反転動作によって、ノ
ードＮ２の電位の立上りよりも、さらに、インバータ１
１における信号遅延時間だけ遅れてローレベルに立下る
（図７（ｆ）参照）。ノードＮ１の電位がローレベルに
切換わると、ＮＡＮＤゲート１５の反転動作によってノ
ードＮ５の電位がハイレベルに切換わる。つまり、ノー
ドＮ５の電位が、ノードＮ１の電位の立下りよりもＮＡ
ＮＤゲート１５における信号遅延時間だけ遅れてハイレ
ベルとなる。

【００３２】このノードＮ５の電位変化は、再び、イン
バータ１１ないし１４によってノードＮ１ないしＮ４の
電位を変化させる。

【００３３】このようにして、各ノードＮ１〜Ｎ５の電
位変化が、この電位を入力として受ける反転器１１〜１
５における信号遅延時間だけ遅れて次段のノードに伝達
されるという回路動作が繰返される。この結果、各ノー
ドＮ１〜Ｎ５の電位の論理レベルは、検知信号ＢＢＥが
ハイレベルである期間Ｔ２において、ＮＡＮＤゲート１
５における信号遅延時間と、インバータ１１における信
号遅延時間と、インバータ１２における信号遅延時間
と、インバータ１３における信号遅延時間との総和に相
当する時間ごとに反転する。つまり、このリングオシレ
ータ１は、これを構成する反転器１１〜１５の信号遅延
時間に応じた周期で発振する。

【００３４】各反転器１１〜１５の信号遅延時間が長い
ほど、各ノードＮ１〜Ｎ５の電位の論理レベルが切換わ
るまでの時間が長くなる。つまり、リングオシレータの
発振周期は、反転器として信号遅延時間の長い回路を用
いるほど、長くなる。

【００３５】検知信号ＢＢＥが再度ローレベルに固定さ
れると（図７において実線で示された検知信号ＢＢＥの
立下り）、ＮＡＮＤゲート１５はノードＮ１の電位変化
にかかわらずハイレベルの電位を出力する。したがっ
て、検知信号ＢＢＥが再びローレベルに固定された期間
Ｔ３において、ノードＮ５の電位はもはや、ノードＮ１
の電位の立上りＲＩＳＥに応答してローレベルとなら
ず、ハイレベルに固定される。したがって、期間Ｔ３に
おいて、ノードＮ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４，およびＮ５の
電位はそれぞれ、ハイレベル，ローレベル，ハイレベ
ル，ローレベル，およびハイレベルに固定される。つま
り、リングオシレータ１の発振が停止される。なお、検
知信号ＢＢＥの立下り時にノードＮ５の電位がローレベ
ルである場合（図７において破線で示す）にも、ノード
Ｎ５の電位は検知信号ＢＢＥの立下りに応答してハイレ
ベルに固定されるので、検知信号ＢＢＥがある期間ハイ
レベルとされた後ローレベルに固定されると、ノードＮ
５，Ｎ３，およびＮ１の電位がハイレベルに固定され、
ノードＮ２およびＮ４の電位がローレベルに固定され
て、リングオシレータ１の発振は停止される。

【００３６】このように、リングオシレータ１は、検知
信号ＢＢＥがハイレベルである期間、すなわち、半導体
基板１３０の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ２よりも高い範囲に
ある期間だけ発振動作を実行し、検知信号ＢＢＥがロー
レベルである期間、すなわち、半導体基板１３０の電位
Ｖ_SBが所定電位ｖ１よりも低い範囲にある期間には、発
振動作を停止する。

【００３７】したがって、検知信号ＢＢＥ（図６
（ａ））がローレベルである期間には、リングオシレー
タ１が発振せず常時ハイレベルの信号を出力するので
（図６（ｂ）参照）、インバータ４からチャージポンプ
回路２に与えられる信号は、図６（ｃ）に示されるよう
にローレベルの電位に固定され、検知信号ＢＢＥがハイ
レベルである期間には、リングオシレータ１が発振し
て、一定周期でレベル反転する信号を出力するので（図
６（ｂ））、インバータ４からチャージポンプ回路２に
与えられる信号は、図６（ｃ）に示されるようにリング
オシレータ１の発振周期と同じ周期で、リングオシレー
タ１の出力信号と相補なレベル変化を示す。

【００３８】図６には、インバータ４の出力信号が、イ
ンバータ４による信号遅延時間を無視して示してある。

【００３９】次に、チャージポンプ回路２の動作につい
て説明する。

【００４０】なお、以下の説明において、ハイレベルの
電位およびローレベルの電位はそれぞれ、電源電位Ｖｃ
ｃ（＞０：通常５Ｖ程度）および接地電位０Ｖに対応す
るものとする。

【００４１】インバータ４の出力電位がハイレベルから
ローレベルに切換わると、ノードＮ１２の電位（図６
（ｄ））は、キャパシタＣ１のカップリングによって上
昇し始める。これによってノードＮ１２の電位がトラン
ジスタＱ２のしきい値電圧Ｖｔｈ（通常０．８Ｖ程度）
に達すると、トランジスタＱ２がＯＮ状態となってノー
ドＮ１２を接地する。これによって、ノードＮ１２の電
位は０Ｖとなる。

【００４２】このとき、トランジスタＱ１は、ソースお
よびドレインにそれぞれノードＮ１２の電位０Ｖ以上の
電位および半導体基板１３０の０Ｖ以下の電位を受ける
ので、ＯＦＦ状態となる。

【００４３】したがって、インバータ４の出力電位がハ
イレベルである期間には、キャパシタＣ１が電源電圧Ｖ
ｃｃで充電されるとともに、ノードＮ１２から正の電荷
が除去される。

【００４４】インバータ４の出力電位がハイレベルから
ローレベルに切換わるとキャパシタＣ１の放電によっ
て、キャパシタＣ１からノードＮ１２に負の電荷が供給
される。これによってノードＮ１２の電位は、図６
（ｄ）に示されるように、負に低下し、トランジスタＱ
１のゲート電位、すなわち、半導体基板１３０の電位Ｖ
_SBよりもトランジスタＱ１のしきい値電圧Ｖｔｈだけ低
い電位に達する。このためトランジスタＱ１はＯＮ状態
となってノードＮ１２を半導体基板１３０に電気的に接
続する。

【００４５】一方、トランジスタＱ２は、ノードＮ１２
の電位低下によってＯＦＦ状態となるので、ノードＮ１
２は接地から電気的に遮断される。

【００４６】したがって、キャパシタＣ１からノードＮ
１２に供給された負の電荷はすべてトランジスタＱ１を
介して半導体基板１３０に供給される。

【００４７】この結果、インバータ４の出力電位がロー
レベルである期間には、インバータの出力電位がハイレ
ベルである期間にキャパシタＣ１に蓄積された、電源電
位Ｖｃｃに相当する量の負の電荷がノードＮ１２および
トランジスタＱ１を介して半導体基板１３０に与えられ
る。

【００４８】リングオシレータ１が発振している期間に
は、インバータ４の出力電位がハイレベルおよびローレ
ベルを交互にとるので、チャージポンプ回路２における
このような、キャパシタＣ１の充電および放電ならびに
これに伴うトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング動作
が繰返される。

【００４９】したがって、半導体基板１３０の電位が所
定の電位ｖ２よりも高く検知信号ＢＢＥがハイレベルで
ある期間には、チャージポンプ回路２から半導体基板１
３０に一定周期で一定量の負の電荷が供給される。この
ため、半導体基板１３０の電位Ｖ_SBは、図６（ｅ）に示
されるように、一定周期で低下および上昇をくり返しな
がら、徐々に所定電位ｖ１に近付く。

【００５０】一方、リングオシレータ１が発振していな
い期間、すなわち、インバータ４の出力電位がローレベ
ルに固定されている期間には、キャパシタＣ１は完全に
放電された状態に固定されるので、ノードＮ１２の電位
は図６（ｄ）に示されるように０Ｖに固定される。した
がって、トランジスタＱ１およびＱ２はともにＯＦＦ状
態に固定される。

【００５１】このため、半導体基板１３０の電位が所定
電位ｖ１よりも低い期間には、チャージポンプ回路２は
動作せず、それゆえチャージポンプ回路２から半導体基
板１３０に負電荷は供給されない。このため、基板電位
Ｖ_SBは、図６（ｅ）に示されるように、時間とともに単
調に上昇する。

【００５２】したがって、半導体基板１３０の電位が所
定電位ｖ２よりも高くなると、リングオシレータ１およ
びチャージポンプ回路２が動作して、半導体基板１３０
にバックバイアス電圧発生回路から負電荷が供給される
ので、半導体基板１３０の電位は低下し、これによって
半導体基板１３０の電位が所定電位ｖ１よりも低くなる
と、リングオシレータ１およびチャージポンプ回路２が
動作しなくなり半導体基板１３０にバックバイアス電圧
発生回路から負電荷がまったく供給されなくなるので、
半導体基板１３０の電位は上昇する。このような、半導
体基板１３０の電位の所定電位ｖ１よりも低い電位への
変動および所定電位ｖ２よりも高い電位への変動にそれ
ぞれ応答して半導体基板１３０への負電荷の供給および
その停止が繰返されることにより、半導体基板１３０の
電位は常に所定の電位範囲ｖ１〜ｖ２に保持される。
（図６（ｅ）参照） 一般に、所定の電位範囲、ｖ１〜ｖ２は、たとえば図１
０における電位範囲、すなわち、−Ｖ１〜−Ｖ２の範囲
内の値に設定される。

【００５３】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
バックバイアス電圧発生回路は、半導体基板１３０の電
位が所定の負電位ｖ２よりも高い場合にこの半導体基板
１３０に負電荷を供給し、半導体基板１３０の電位が所
定電位ｖ１よりも低い場合にはこの半導体基板１３０に
負電荷を供給しないように構成される。

【００５４】すなわち、図５を参照して、半導体基板１
３０への負電荷の供給を直接担うチャージポンプ回路２
を駆動するためのリングオシレータ１が、基板電位検知
回路３の出力信号ＢＢＥに応答して、図６（ｂ）に示さ
れるように、間欠的に発振するので、チャージポンプ回
路２は、半導体基板１３０に負電荷を供給するための動
作を実行している状態および停止している状態を交互に
とる。

【００５５】しかしながら、バックバイアス電圧発生回
路がこのような極端に異なる状態を交互にとると、半導
体基板が所望の電位に安定に制御されにくいという問題
が生じる。

【００５６】以下、この問題について図５および図６を
参照しながら、前記所望の電位が図６の電位ｖ１である
ものとして説明する。

【００５７】半導体基板１３０の電位が所定電位ｖ１よ
りも低くなり検知信号ＢＢＥがハイレベルからローレベ
ルに切換わると、リングオシレータ１が発振動作を停止
するのでチャージポンプ回路２から半導体基板１３０へ
の負電荷の供給量が、リングオシレータ１の発振周波数
およびキャパシタＣ１の容量ならびにトランジスタＱ１
のしきい値電圧によって決定される量（＞０）から０に
変化する。このように、半導体基板１３０への負電荷の
供給量が急激に極端に減少すると、半導体基板１３０の
電位Ｖ_SBが一時的に、本来安定すべき電位ｖ１よりも高
い電位に上昇する、いわゆるオーバシュートが生じる。

【００５８】逆に、半導体基板１３０の電位が所定電位
ｖ２よりも高くなり検知信号ＢＢＥがローレベルからハ
イレベルに切換わると、リングオシレータ１が発振動作
を再開するので、チャージポンプ回路２から半導体基板
１３０への電荷供給量が瞬時に、０から、リングオシレ
ータ１の発振周波数およびキャパシタＣ１の容量ならび
にトランジスタＱ１のしきい値電圧によって決定される
量（＞０）に変化する。このように、半導体基板１３０
への負電荷の供給量が急激に極端に増大すると、半導体
基板１３０の電位Ｖ_SBが、本来安定すべき電位ｖ１より
も低い電位まで一時的に低下する、いわゆるアンダーシ
ュートが生じる。

【００５９】このため、実際には、半導体基板１３０の
電位Ｖ_SBは、図６（ｅ）に示されるように、検知信号Ｂ
ＢＥのレベルの切換わりに応答して迅速に所定電位ｖ１
に安定しない、すなわち、所定電位ｖ１を中心とする滑
らかな変化を示さない。つまり、半導体基板１３０の電
位は、所定電位ｖ１を中心にかなり広い範囲で過渡的に
変動する。

【００６０】このように、従来のバックバイアス電圧発
生回路によれば、半導体基板への負電荷の供給が間欠的
に行われるので、半導体基板の電位が所定の電位に高精
度に制御されなかった。

【００６１】それゆえに、本発明の目的は、上記への問
題点を解決し、半導体基板の電位を所望の電位に高精度
に制御できるバックバイアス電圧発生装置を提供するこ
とである。

【００６２】

【課題を解決するための手段】上記のような目的を達成
するために、本発明にかかるバックバイアス電圧発生装
置は、出力周波数可変の発信手段と、発信手段の出力信
号に応答して半導体基板に、あらかじめ定められた極性
の電荷を、発信手段の出力周波数に応じた量だけ供給す
る電荷供給手段と、半導体基板の電位が所望の電位をこ
えたことを検知する検知手段と、検知手段の検知出力に
応答して発信手段の発信周波数を変化させる周波数制御
手段とを備える。

【００６３】電荷供給手段が半導体基板に供給する電荷
の極性は、この所望の電位に応じて決定される。

【００６４】

【作用】本発明に係るバックバイアス電圧発生装置は、
上記のように、電荷供給手段を駆動する発信手段の出力
周波数を半導体基板の電位に応じて制御する手段を含
む。このため、電荷供給手段によって半導体基板に供給
される電荷の量が、半導体基板の電位に応じて、０を含
まない範囲で制御される。

【００６５】

【実施例】図１は、本発明の一実施例のバックバイアス
電圧発生回路の構成を示す回路図である。

【００６６】図２は、本実施例のバックバイアス電圧発
生回路の動作および、このバックバイアス電圧発生回路
の出力を受ける半導体基板の電位の変化を示すタイミン
グチャート図である。

【００６７】以下、図１および図２を参照しながら、本
実施例のバックバイアス電圧発生回路の構成および動作
について説明する。

【００６８】図１を参照して、このバックバイアス電圧
発生回路は、リングオシレータ１と、チャージポンプ回
路２と、このバックバイアス電圧発生回路の出力Ｖ_BBを
受ける半導体基板（図示せず）の電位Ｖ_SBを検知する基
板電位検知回路３と、インバータ４とに加えて、基板電
位検知回路３の出力信号ＢＢＥをゲートに受けるＮチャ
ネルＭＯＳトランジスタＱ３とを含む。チャージポンプ
回路２および基板電位検知回路３の構成および動作は、
図５に示される従来のバックバイアス電圧発生回路にお
けるそれと同様であるので説明を省略する。

【００６９】本実施例において、リングオシレータ１
は、図５のリングオシレータ１と異なり、基板電位検知
回路３からの検知信号ＢＢＥを受けるＮＡＮＤゲートを
含まず、複数のインバータ１１〜１４，１６間の接続点
Ｎ１〜Ｎ５のうちの２つの接続点Ｎ１およびＮ３間に、
前述のトランジスタＱ３が接続される。

【００７０】したがって、検知信号ＢＢＥがハイレベル
となると、トランジスタＱ３がＯＮ状態となる。これに
よって、ノードＮ１とノードＮ３とが短絡されるので、
リングオシレータ１の出力信号としてインバータ１３の
出力信号がインバータ４に入力される。つまり、インバ
ータ１１および１２はこのリングオシレータ１の動作に
は関与せず、トランジスタＱ３の導通によって電気的に
接続された３つのインバータ１３，１４，１６のみがリ
ングオシレータ１の動作に関与する。

【００７１】したがって、リングオシレータ１は、環状
接続された３つのインバータによって構成される場合と
同じ波形の信号を出力する。

【００７２】既に説明されたように、リングオシレータ
の発振周期は、このリングオシレータを構成する反転器
の信号遅延時間の総和に相当する長さとなる。このた
め、検知信号ＢＢＥがハイレベルである期間には、リン
グオシレータ１の発振周期は３つのインバータ１３，１
４，１６の信号遅延時間の総和に相当する長さとなる。

【００７３】一方、検知信号ＢＢＥがローレベルである
期間には、トランジスタＱ３がＯＦＦ状態となる。この
ため、ノードＮ１１とノードＮ３とは電気的に切離され
るので、５つのインバータ１１〜１４，１６がすべてリ
ングオシレータ１の動作に関与する。すなわち、リング
オシレータ１は、５つの環状に接続されたインバータに
よって構成された回路として動作する。

【００７４】したがって、検知信号ＢＢＥがローレベル
である期間には、リングオシレータ１の発振周期は、５
つのインバータ１１〜１４，１６の信号遅延時間の総和
に相当する長さとなる。

【００７５】このように、本実施例では、従来と異な
り、検知信号ＢＢＥがローレベルである期間、すなわ
ち、半導体基板の電位が所定電位ｖ１よりも低い期間に
も、リングオシレータ１は発振動作を停止せず、リング
オシレータ１の発振周期・周波数が、検知信号ＢＢＥが
ローレベルである期間とハイレベルである期間とで切換
わる。

【００７６】リングオシレータ１の動作に関与するイン
バータの数は、前述のように、検知信号ＢＢＥがハイレ
ベルである期間の方が検知信号ＢＢＥがローレベルであ
る期間よりも、少なくなるので、検知信号ＢＢＥがハイ
レベルであるときのリングオシレータ１の発振周期・周
波数は、検知信号ＢＢＥがローレベルであるときのリン
グオシレータ１の発振周期・周波数よりも短く・高くな
る。（図２（ａ），（ｂ）参照） したがって、インバータ４からチャージポンプ回路２へ
の入力信号、図２（ｃ）に示されるように、検知信号Ｂ
ＢＥがハイレベルである期間には、低い周波数を示し、
検知信号ＢＢＥがローレベルである期間には高い周波数
を示す。

【００７７】インバータ４の出力周波数が高いほど、チ
ャージポンプ回路２におけるキャパシタＣ１の充電／放
電の繰返し周期およびトランジスタＱ１，Ｑ２のＯＮ／
ＯＦＦの切換わり周期が短くなる。このため、チャージ
ポンプ回路２から半導体基板への負電荷の供給量は、イ
ンバータ４の出力周波数が高いほど、すなわち、リング
オシレータ１の発振周波数が高いほど多くなる。

【００７８】したがって、チャージポンプ回路２から半
導体基板への負電荷の供給量は、半導体基板の電位Ｖ_SB
が所定電位ｖ２よりも高く検知信号ＢＢＥがハイレベル
である期間には、多く、半導体基板の電位Ｖ_SBが所定電
位ｖ１よりも低く検知信号ＢＢＥがローレベルである期
間には、少ない。

【００７９】このように、本実施例では、従来と異な
り、チャージポンプ回路２から半導体基板への負電荷の
供給量が、検知信号ＢＢＥのハイレベルからローレベル
への切換わりに応答して０とならず、それまでよりも少
ない量（＞０）に制限されるだけである。このため、図
２（ｅ）に示されるように、半導体基板の電位Ｖ_SBが所
定電位ｖ１よりも低くなると、検知信号ＢＢＥのローレ
ベルへの切換わりに応答して、半導体基板への負電荷の
供給量が制限されるので、半導体基板の電位Ｖ_SBは、ト
ランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦの周期に応じた周期、す
なわち、リングオシレータ１の発振周期に応じた周期
で、狭い範囲での上昇および低下を繰返す。

【００８０】この結果、半導体基板の電位Ｖ_SBは、その
平均レベルがｖ１となるように制御される。

【００８１】半導体基板への正の電荷の供給量が何らか
の原因でそれまでよりも増大すると、リングオシレータ
１の発振周波数が低い場合のチャージポンプ回路２から
半導体基板への負電荷供給量では、半導体基板の電位Ｖ
_SBはもはや所定電位ｖ１付近に制御されなくなり、この
発振周波数に応じた周期で上昇および低下を繰返しなが
ら徐々に所定電位ｖ１から離れる。この結果半導体基板
の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ２に達すると、検知信号ＢＢＥ
がローレベルからハイレベルに切換わるので、リングオ
シレータ１の発振周波数の上昇によって、チャージポン
プ回路２から半導体基板に供給される負電荷量が増大す
る。この結果、半導体基板の電位Ｖ_SBはこのときのリン
グオシレータ１の発振周波数に応じた周期で低下および
上昇を小刻みに繰返しながら低下し、いずれ、所定電位
ｖ１以下に戻る。

【００８２】半導体基板の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ１以下
に戻ると、検知信号ＢＢＥが再びローレベルに切換わる
のでリングオシレータ１の発振周波数が再び低下し、半
導体基板の電位Ｖ_SBは前述のような、所定電位ｖ１を中
心とする微小な変動を繰返すことによって、所定電位ｖ
１に保持される。

【００８３】以後、半導体基板への正の電荷の供給量が
増大し、半導体基板の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ２まで上昇
すれば、前述のように、リングオシレータ１の発振周波
数が再び増大してチャージポンプ回路２から半導体基板
への負電荷の供給量を増加させるので、半導体基板の電
位Ｖ_SBは所定電位ｖ１付近に制御される。

【００８４】このように、本実施例では、検知信号ＢＢ
Ｅのレベルの切換わりに応答して、チャージポンプ回路
２から半導体基板への負電荷の供給量（＞０）が従来よ
りも小さい範囲で切換えられるので、所定電位ｖ１を所
望の電位に設定すれば半導体基板の電位Ｖ_SBは従来より
も精度よく所望の電位に制御される。

【００８５】上記実施例では、リングオシレータの発振
周波数を検知信号ＢＢＥのレベルの切換わりに応答して
切換えるために、リングオシレータ１の動作に関与する
インバータの数を検知信号ＢＢＥの切換わりに応答して
３個から５個または５個から３個に切換えた。しかしな
がら、半導体基板の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ１よりも低い
ときにリングオシレータ１の動作に関与する反転器の数
および、半導体基板の電位Ｖ_SBが所定電位ｖ２よりも高
いときにインバータ１の動作に関与する反転器の数はそ
れぞれ、上記実施例における数に限定されず、任意の数
および、この数よりも任意の偶数だけ多い数であればよ
い。

【００８６】図３は、本発明の他の実施例のバックバイ
アス電圧発生回路の構成を示す回路図である。

【００８７】図３を参照して、このバックバイアス電圧
発生回路は、リングオシレータ１と、チャージポンプ回
路２と、基板電位検知回路３と、リングオシレータ１の
出力信号を反転および増幅してチャージポンプ回路２に
与えるためのインバータ４とに加えて、リングオシレー
タ１を駆動する電源ＶＤとリングオシレータ１との間に
接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＱ４を含む。

【００８８】本実施例におけるチャージポンプ回路２お
よび基板電位検知回路３の構成および動作は先の実施例
の場合と同様であるので説明は省略する。

【００８９】図３には、リングオシレータ１は３つのイ
ンバータ１７〜１９の環状接続回路によって構成される
場合が例示される。

【００９０】本実施例では、先の実施例の場合と異な
り、リングオシレータ１を構成するインバータ１７〜１
９を駆動する電源ＶＤが、基板電位検知回路３の出力信
号ＢＢＥをゲートに受けるトランジスタＱ４を介してこ
れらのインバータ１７〜１９に接続される。

【００９１】このような電源ＶＤは、図１および図５に
おいては図を簡略化するため省略された。

【００９２】一般に、インバータや論理ゲート回路の信
号遅延時間は、これを駆動する電源電圧が高いほど短く
なることが知られている。

【００９３】図４は、インバータの回路構成例として、
ＣＭＯＳインバータの一般的な回路構成を示す。

【００９４】図４を参照して、ＣＭＯＳインバータは、
一般に、所定の正の電位を供給する電位源ＶＤと接地と
の間に互いに直列に接続された、ＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ１０００およびＮチャネルＭＯＳトランジスタ
２０００を含む。トランジスタ１０００および２０００
の接続点がこのインバータの出力端であり、トランジス
タ１０００および２０００のゲートがこのインバータの
入力端であり前段の回路の出力信号を共通に受ける。

【００９５】前段の回路の出力電位Ｖ_INがローレベルか
らハイレベルに切換わると、トランジスタ１０００がＯ
Ｎ状態からＯＦＦ状態となる。一方、トランジスタ２０
００がＯＦＦ状態からＯＮ状態となってノードＮから電
荷を引抜くので、このインバータの出力電位はハイレベ
ルからローレベルに切換わる。

【００９６】逆に、前段の回路の出力電位Ｖ_INがハイレ
ベルからローレベルに切換わると、トランジスタ２００
０がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切換わる。一方、トラン
ジスタ１０００がＯＦＦ状態からＯＮ状態に切換わって
ノードＮに電位源ＶＤから電荷を供給するので、このイ
ンバータの出力電位がローレベルからハイレベルに切換
わる。

【００９７】電位源ＶＤの電位が低いと、前段の回路
（図示せず）の出力電位Ｖ_INがローレベルである場合、
トランジスタ１０００のソースおよびドレイン間電圧
（ＶＤ−Ｖ_IN）が小さいので、トランジスタ１０００の
ＯＮ抵抗は大きい。このため、前段の回路の出力電位Ｖ
_INのハイレベルからローレベルへの切換わりに応答して
トランジスタ１０００を介して電位源ＶＤからこのイン
バータＩＮＶの出力端に流込む電流は小さい。したがっ
て、このインバータの出力電位Ｖ_ＯＵＴがローレベルか
らハイレベルに切換わるのに時間がかかる。すなわち、
このインバータの信号遅延時間が長くなる。

【００９８】再度図３を参照して、本実施例では、トラ
ンジスタＱ４のしきい値電圧は、ハイレベルの検知信号
ＢＢＥ電圧および、ローレベルの検知信号ＢＢＥ電圧の
いずれよりも高く設定される。したがって、検知信号Ｂ
ＢＥがローレベルである場合と、ハイレベルである場合
とで、トランジスタＱ４は異なるＯＮ抵抗で導通する。

【００９９】つまり、検知信号ＢＢＥがハイレベルであ
る場合には、検知信号ＢＢＥがローレベルである場合に
比べ、電源ＶｃｃからトランジスタＱ４を介してインバ
ータ１７〜１９に供給される電流が小さくなる。このた
め、検知信号ＢＢＥがハイレベルである場合にトランジ
スタＱ４を介してインバータ１７〜１９に与えられる駆
動電圧は、検知信号ＢＢＥがローレベルである場合のそ
れよりも低い。

【０１００】したがって、検知信号ＢＢＥがローレベル
である場合には、リングオシレータ１を構成する各イン
バータ１７〜１９の信号遅延時間が、検知信号ＢＢＥが
ハイレベルである場合よりも長くなる。この結果、リン
グオシレータ１の発振周波数は、先の実施例の場合と同
様に、検知信号ＢＢＥのハイレベルからローレベルへの
切換わりに応答して低くなる。したがって、本実施例に
よっても、先の実施例の場合と同様の効果が得られる。

【０１０１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、バック
バイアス電圧発生装置の発振手段の発振動作を半導体基
板の電位にかかわらず続行させ、かつ、この発振手段の
出力周波数を半導体基板の電位に応じて切換えることに
より、バックバイアス電圧発生装置によって半導体基板
に供給される負電荷の量を適性に制限することができ
る。この結果、半導体基板の電位が、従来よりも安定に
所望の電位に制御される。それゆえ、本発明に係るバッ
クバイアス電圧発生装置がＤＲＡＭ等の半導体基板に用
いられれば、より安定した回路動作を行なう半導体集積
回路装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のバックバイアス電圧発生回
路の構成を示す回路図である。

【図２】図１のバックバイアス電圧発生回路の動作を説
明するためのタイミングチャート図である。

【図３】本発明の他の実施例のバックバイアス電圧発生
回路の構成を示す回路図である。

【図４】ＣＭＯＳインバータの一般的な回路構成を示す
図である。

【図５】従来のバックバイアス電圧発生回路の構成を示
す回路図である。

【図６】図５のバックバイアス電圧発生回路の動作を説
明するためのタイミングチャート図である。

【図７】図５のリングオシレータ１の動作を説明するた
めのタイミングチャート図である。

【図８】バックバイアス電圧発生回路を有する半導体集
積回路装置の全体構成を示すブロック図である。

【図９】ＭＯＳ半導体集積回路装置の部分断面図であ
る。

【図１０】半導体基板の電位と、この半導体基板上に形
成されたＭＯＳトランジスタのしきい値電圧との関係を
示すグラフである。

【符号の説明】

１ リングオシレータ ２ チャージポンプ回路 ３ 基板電位検知回路 １１〜１９，４ インバータ Ｑ１〜Ｑ３ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ Ｑ４ ＰチャネルＭＯＳトランジスタ なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 19/094

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体基板の電位を所望の電位に保持す
   るためのバックバイアス電圧発生装置であって、 出力周波数可変の発振手段と、 前記発振手段の出力信号に応答して、前記半導体基板
   に、前記出力信号の周波数に応じた量の電荷を供給する
   電荷供給手段と、 前記半導体基板の電位が前記所望の電位をこえたことを
   検知する手段と、 前記検知手段の検知出力に応答して、前記発振手段の出
   力周波数を変化させる周波数制御手段とを備えた、バッ
   クバイアス電圧発生装置。