JPH05341036A - 距離測定装置 - Google Patents
距離測定装置Info
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- JPH05341036A JPH05341036A JP4147577A JP14757792A JPH05341036A JP H05341036 A JPH05341036 A JP H05341036A JP 4147577 A JP4147577 A JP 4147577A JP 14757792 A JP14757792 A JP 14757792A JP H05341036 A JPH05341036 A JP H05341036A
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- chirp
- chirp signal
- transmission
- distance
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 距離分解能を損なうことなく、装置が小形化
でき、かつチャープ信号の変更が任意にできるようにし
た距離測定装置を提供する。 【構成】 第１のチャープ信号を発生する第１のチャー
プ信号発生器１１と、第１のチャープ信号と同一の信号
からなる第２のチャープ信号を、第１のチャープ信号と
は僅かに異なる周期で発生する第２のチャープ信号発生
器１２と、第１のチャープ信号を送信し、その送信信号
に対応した反射信号を受信する送受信装置１４，１５，
１７，１８と、その受信信号と第２のチャープ信号とを
乗算する第１の乗算器１９と、第１の乗算器の出力を帯
域制限する第１のフィルタ２０と、第１のチャープ信号
と第２のチャープ信号とを乗算する第２の乗算器２１
と、第２の乗算器の出力を帯域制限する第２のフィルタ
２２と、第１のフィルタの出力が極大値を生ずる時刻と
第２のフィルタの出力の極大値が生ずる時刻との時間差
を計測して対象物までの距離を算出する距離算出器と２
３とを有する。
でき、かつチャープ信号の変更が任意にできるようにし
た距離測定装置を提供する。 【構成】 第１のチャープ信号を発生する第１のチャー
プ信号発生器１１と、第１のチャープ信号と同一の信号
からなる第２のチャープ信号を、第１のチャープ信号と
は僅かに異なる周期で発生する第２のチャープ信号発生
器１２と、第１のチャープ信号を送信し、その送信信号
に対応した反射信号を受信する送受信装置１４，１５，
１７，１８と、その受信信号と第２のチャープ信号とを
乗算する第１の乗算器１９と、第１の乗算器の出力を帯
域制限する第１のフィルタ２０と、第１のチャープ信号
と第２のチャープ信号とを乗算する第２の乗算器２１
と、第２の乗算器の出力を帯域制限する第２のフィルタ
２２と、第１のフィルタの出力が極大値を生ずる時刻と
第２のフィルタの出力の極大値が生ずる時刻との時間差
を計測して対象物までの距離を算出する距離算出器と２
３とを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電波、マイクロ波、超
音波、レーザ光等の波動を送信し、その反射波を検出す
るまでの時間差を測定することにより対象物までの距離
を測定する距離装置、特にチャープ信号を用いた距離測
定装置に関する。
音波、レーザ光等の波動を送信し、その反射波を検出す
るまでの時間差を測定することにより対象物までの距離
を測定する距離装置、特にチャープ信号を用いた距離測
定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の距離測定装置においては、送信
信号の波形としてパルス波を用いるのが単純であり、一
般的な方法であった。この方法では、距離分解能を向上
させるためにはパルス幅を狭くする必要があり送信電力
が低下するので、反射係数の小さな対象物の場合には微
弱な信号しか検出できず、感度が劣化する。距離分解能
を劣化させることなく感度を向上させる方法としては、
送信波形をバーカ信号のような符号化する方法と、チャ
ープ信号のような周波数変調信号とする方法とがある。
符号化信号を用いる方法では、距離分解能を高めるため
には高速に符号を発生させる必要があり製作技術上の困
難さがあり、この点でチャープ信号の方法が優れてい
る。
信号の波形としてパルス波を用いるのが単純であり、一
般的な方法であった。この方法では、距離分解能を向上
させるためにはパルス幅を狭くする必要があり送信電力
が低下するので、反射係数の小さな対象物の場合には微
弱な信号しか検出できず、感度が劣化する。距離分解能
を劣化させることなく感度を向上させる方法としては、
送信波形をバーカ信号のような符号化する方法と、チャ
ープ信号のような周波数変調信号とする方法とがある。
符号化信号を用いる方法では、距離分解能を高めるため
には高速に符号を発生させる必要があり製作技術上の困
難さがあり、この点でチャープ信号の方法が優れてい
る。
【０００３】図７はチャープ信号の説明図である。チャ
ープ信号は、図示のように、周波数が時間と共に変化す
る信号である。
ープ信号は、図示のように、周波数が時間と共に変化す
る信号である。
【０００４】図８はチャープ信号を用いた従来の距離測
定装置の構成を示すブロック図である。タイミング回路
１のタイミング制御に従ってチャープ信号発生器２はチ
ャープ信号を所定の周期で出力し、電力増幅器３はチャ
ープ信号を増幅して送信用ホーンアンテナ４を介して対
象物５に向けて送信する。対象物５からの反射波は受信
用ホーンアンテナ６によって受信され、増幅器７で増幅
した後に特種フィルタ８を通過する。
定装置の構成を示すブロック図である。タイミング回路
１のタイミング制御に従ってチャープ信号発生器２はチ
ャープ信号を所定の周期で出力し、電力増幅器３はチャ
ープ信号を増幅して送信用ホーンアンテナ４を介して対
象物５に向けて送信する。対象物５からの反射波は受信
用ホーンアンテナ６によって受信され、増幅器７で増幅
した後に特種フィルタ８を通過する。
【０００５】図９は特種フィルタ８の特性図であり、図
１０は特種フィルタ８を通過した後の受信信号の波形図
である。受信信号が図８に示される特性の特種フィルタ
８を通過すると、図１０に示されるようなパルス圧縮さ
れた出力波形が得られる。すなわち、パルス圧縮された
信号の振幅はもとの受信されたチャープ信号の振幅より
大きくなり感度が高められ、更に圧縮されたパルスの幅
はもとのチャープ信号の幅より小さくなって距離分解能
が高められている（参考文献：電子通信学会編、レーダ
技術（その２）、電子通信学会、昭和４３年）。このよ
うにして特種フィルタ８を通った受信信号とタイミング
回路１からの基準信号とが距離算出器９に入力し、距離
算出器９は両入力信号の時間差に基づいて送受信ホーン
アンテナ４，６と対象物５との距離を求める。
１０は特種フィルタ８を通過した後の受信信号の波形図
である。受信信号が図８に示される特性の特種フィルタ
８を通過すると、図１０に示されるようなパルス圧縮さ
れた出力波形が得られる。すなわち、パルス圧縮された
信号の振幅はもとの受信されたチャープ信号の振幅より
大きくなり感度が高められ、更に圧縮されたパルスの幅
はもとのチャープ信号の幅より小さくなって距離分解能
が高められている（参考文献：電子通信学会編、レーダ
技術（その２）、電子通信学会、昭和４３年）。このよ
うにして特種フィルタ８を通った受信信号とタイミング
回路１からの基準信号とが距離算出器９に入力し、距離
算出器９は両入力信号の時間差に基づいて送受信ホーン
アンテナ４，６と対象物５との距離を求める。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述のようにチャープ
信号を用いた距離測定装置においてはパルス圧縮用の特
殊フィルタ８を使用しているが、この特殊フィルタ８を
実現する方法としては、多数のＬＲＣフィルタを組合せ
る方法とＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ
Ｗａｖｅ）デバイスを用いる方法とがある。ところが、
前者は多数のフィルタを製作しなければならず、製作コ
ストが高くなり、装置も大型化するという問題点があ
る。後者はデバイスの製作上の限界によりパルス圧縮で
きる比率が制限されており、また、デバイスを製作した
後はチャープ信号の変更ができず、柔軟性が無いという
問題点がある。
信号を用いた距離測定装置においてはパルス圧縮用の特
殊フィルタ８を使用しているが、この特殊フィルタ８を
実現する方法としては、多数のＬＲＣフィルタを組合せ
る方法とＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ
Ｗａｖｅ）デバイスを用いる方法とがある。ところが、
前者は多数のフィルタを製作しなければならず、製作コ
ストが高くなり、装置も大型化するという問題点があ
る。後者はデバイスの製作上の限界によりパルス圧縮で
きる比率が制限されており、また、デバイスを製作した
後はチャープ信号の変更ができず、柔軟性が無いという
問題点がある。
【０００７】本発明は、このような問題点を解決するた
めになされたものであり、距離分解能を損なうことな
く、装置が小形化でき、かつチャープ信号の変更が任意
にできるようにした距離測定装置を提供することを目的
とする。
めになされたものであり、距離分解能を損なうことな
く、装置が小形化でき、かつチャープ信号の変更が任意
にできるようにした距離測定装置を提供することを目的
とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の一つの態様によ
る距離測定装置は、第１のチャープ信号を所定周期で発
生する第１の信号発生装置と、第１のチャープ信号と同
一の信号からなる第２のチャープ信号を前記の所定周期
と僅かに異なる周期で発生する第２の信号発生装置と、
第１のチャープ信号を送信し、その送信信号に対応した
反射信号を受信する送受信手段と、その受信信号と前記
第２のチャープ信号とを乗算する第１の乗算器と、第１
の乗算器の出力を帯域制限する第１のフィルタと、第１
のチャープ信号と第２のチャープ信号とを乗算する第２
の乗算器と、第２の乗算器の出力を帯域制限する第２の
フィルタと、第１のフィルタの出力が極大値を生ずる時
刻と前記第２のフィルタの出力の極大値が生ずる時刻と
の時間差を計測して対象物までの距離を算出する距離算
出器とを有する。
る距離測定装置は、第１のチャープ信号を所定周期で発
生する第１の信号発生装置と、第１のチャープ信号と同
一の信号からなる第２のチャープ信号を前記の所定周期
と僅かに異なる周期で発生する第２の信号発生装置と、
第１のチャープ信号を送信し、その送信信号に対応した
反射信号を受信する送受信手段と、その受信信号と前記
第２のチャープ信号とを乗算する第１の乗算器と、第１
の乗算器の出力を帯域制限する第１のフィルタと、第１
のチャープ信号と第２のチャープ信号とを乗算する第２
の乗算器と、第２の乗算器の出力を帯域制限する第２の
フィルタと、第１のフィルタの出力が極大値を生ずる時
刻と前記第２のフィルタの出力の極大値が生ずる時刻と
の時間差を計測して対象物までの距離を算出する距離算
出器とを有する。
【０００９】
【作用】本発明においては、周波数が経時的に変化する
第１のチャープ信号が送信され、その反射波として受信
されたチャープ信号が第２のチャープ信号と第１の乗算
器により乗算される。そのとき、受信信号のチャープ信
号の周波数と第２のチャープ信号の周波数とが時間的に
一致すると、それらの乗算結果には直流成分と高調波と
が含まれるが、乗算結果が第１のローパスフィルタを通
過すると直流成分だけが検出される。第１のチャープ信
号の繰り返し周期と第２のチャープ信号の繰り返し周期
とは僅かに異なるので、しばらくすると受信されたチャ
ープ信号と第２のチャープ信号の周波数とは時間的に少
しずつずれる。
第１のチャープ信号が送信され、その反射波として受信
されたチャープ信号が第２のチャープ信号と第１の乗算
器により乗算される。そのとき、受信信号のチャープ信
号の周波数と第２のチャープ信号の周波数とが時間的に
一致すると、それらの乗算結果には直流成分と高調波と
が含まれるが、乗算結果が第１のローパスフィルタを通
過すると直流成分だけが検出される。第１のチャープ信
号の繰り返し周期と第２のチャープ信号の繰り返し周期
とは僅かに異なるので、しばらくすると受信されたチャ
ープ信号と第２のチャープ信号の周波数とは時間的に少
しずつずれる。
【００１０】周波数が時間的にずれた２つのチャープ信
号を乗算するとそれらの周波数の差と和の周波数を有す
る信号成分が生じる。従って、２つのチャープ信号の周
波数が時間的に十分ずれると、第１の乗算器の後の第１
のローパスフィルタにより全ての信号が帯域制限され、
出力が生じなくなる。２つのチャープ信号は繰り返し周
期が異なっているので、更にしばらく時間が経過する
と、受信信号のチャープ信号の周波数と第２のチャープ
信号の周波数とが時間的に再び一致するようになり、そ
れらを乗算して第１のローパスフィルタを通過させると
直流成分が検出される。このような動作を繰り返して、
検出信号は繰り返し極大値を持つように検出される。
号を乗算するとそれらの周波数の差と和の周波数を有す
る信号成分が生じる。従って、２つのチャープ信号の周
波数が時間的に十分ずれると、第１の乗算器の後の第１
のローパスフィルタにより全ての信号が帯域制限され、
出力が生じなくなる。２つのチャープ信号は繰り返し周
期が異なっているので、更にしばらく時間が経過する
と、受信信号のチャープ信号の周波数と第２のチャープ
信号の周波数とが時間的に再び一致するようになり、そ
れらを乗算して第１のローパスフィルタを通過させると
直流成分が検出される。このような動作を繰り返して、
検出信号は繰り返し極大値を持つように検出される。
【００１１】一方、第１のチャープ信号と第２のチャー
プ信号とを直接的に第２の乗算器により乗算し、その乗
算結果が第２のローパスフィルタを通過すると、前記の
動作と同じように、繰り返し極大値を持つような信号が
得られる。この信号には送信から受信までの伝播時間τ
0 が含まれていないので、時間の基準信号としての役割
を果たす。すなわち、第１のローパスフィルタの出力信
号である検出信号の極大値が発生する時刻と第２のロー
パスフィルタの出力信号である時間基準信号の極大値が
発生する時刻の時間差τ0 ′を測定すると次のように本
装置から対象物までの距離が求まる。
プ信号とを直接的に第２の乗算器により乗算し、その乗
算結果が第２のローパスフィルタを通過すると、前記の
動作と同じように、繰り返し極大値を持つような信号が
得られる。この信号には送信から受信までの伝播時間τ
0 が含まれていないので、時間の基準信号としての役割
を果たす。すなわち、第１のローパスフィルタの出力信
号である検出信号の極大値が発生する時刻と第２のロー
パスフィルタの出力信号である時間基準信号の極大値が
発生する時刻の時間差τ0 ′を測定すると次のように本
装置から対象物までの距離が求まる。
【００１２】第１のチャープ信号の繰り返し周期Ｔ1 、
第２のチャープ信号の繰り返し周期をＴ2 とし、Ｔ1 ＜
Ｔ2 （但し、Ｔ1 とＴ2 とは近似している）とする。１
つの繰り返し周期毎にＴ2 −Ｔ1 ＝Δｔだけ第２のチャ
ープ信号は第１のチャープ信号に比べて遅れながら発生
する。従って、伝播時間τ0 分だけ第２のチャープ信号
が遅れるためには、τ0 ／Δｔ回の繰り返し回数すなわ
ちτ0 Ｔ1 ／Δｔの時間がかかることとなり次式が成立
する。 τ0 ′＝τ0 Ｔ1 ／（Ｔ2 −Ｔ1 ） …（１） このことから、波動の伝播速度をｖとすると、本装置か
ら対象物までの距離ｘの伝播時間はτ0 ＝２ｘ／ｖであ
るから、時間基準信号が極大値を生じた時刻と検出信号
が極大値を検出した時刻との時間差τ0 ′を計測すれ
ば、次式から距離ｘが求まる。 ｘ＝τ0 ′ｖ（Ｔ2 −Ｔ1 ）／２Ｔ1 …（２） 式（２）は、電磁波の伝播という高速現象を時間軸がＴ
1 ／（Ｔ2 −Ｔ1 ）倍に拡大され低速化されて観測され
ることを表している。
第２のチャープ信号の繰り返し周期をＴ2 とし、Ｔ1 ＜
Ｔ2 （但し、Ｔ1 とＴ2 とは近似している）とする。１
つの繰り返し周期毎にＴ2 −Ｔ1 ＝Δｔだけ第２のチャ
ープ信号は第１のチャープ信号に比べて遅れながら発生
する。従って、伝播時間τ0 分だけ第２のチャープ信号
が遅れるためには、τ0 ／Δｔ回の繰り返し回数すなわ
ちτ0 Ｔ1 ／Δｔの時間がかかることとなり次式が成立
する。 τ0 ′＝τ0 Ｔ1 ／（Ｔ2 −Ｔ1 ） …（１） このことから、波動の伝播速度をｖとすると、本装置か
ら対象物までの距離ｘの伝播時間はτ0 ＝２ｘ／ｖであ
るから、時間基準信号が極大値を生じた時刻と検出信号
が極大値を検出した時刻との時間差τ0 ′を計測すれ
ば、次式から距離ｘが求まる。 ｘ＝τ0 ′ｖ（Ｔ2 −Ｔ1 ）／２Ｔ1 …（２） 式（２）は、電磁波の伝播という高速現象を時間軸がＴ
1 ／（Ｔ2 −Ｔ1 ）倍に拡大され低速化されて観測され
ることを表している。
【００１３】
実施例１．図１は本発明の一実施例に係る距離測定装置
の構成を示すブロック図であり、この実施例においては
マイクロ波レーダに適用し、空中の対象物までの距離を
測定している。図において、２個のチャープ信号発生器
１１，１２はその構成が同一であり、周波数の変化幅１
０ＧＨｚから１１ＧＨｚまでを１００ｎｓの時間内で直
線的に変化するようにしたチャープ信号を発生する。タ
イミング回路１３は、第１のチャープ信号の繰り返し周
期Ｔ1 が１ｍｓとなり、チャープ信号発生器１２の第２
のチャープ信号の繰り返し周期Ｔ2 が１．００００１ｍ
ｓとなるようにタイミング信号を発生させ、２個のチャ
ープ信号発生器１１，１２へそれぞれ出力している。
の構成を示すブロック図であり、この実施例においては
マイクロ波レーダに適用し、空中の対象物までの距離を
測定している。図において、２個のチャープ信号発生器
１１，１２はその構成が同一であり、周波数の変化幅１
０ＧＨｚから１１ＧＨｚまでを１００ｎｓの時間内で直
線的に変化するようにしたチャープ信号を発生する。タ
イミング回路１３は、第１のチャープ信号の繰り返し周
期Ｔ1 が１ｍｓとなり、チャープ信号発生器１２の第２
のチャープ信号の繰り返し周期Ｔ2 が１．００００１ｍ
ｓとなるようにタイミング信号を発生させ、２個のチャ
ープ信号発生器１１，１２へそれぞれ出力している。
【００１４】図２はチャープ信号の波形図である。チャ
ープ信号発生器１１から図示の第１のチャープ信号が繰
り返し周期Ｔ1 で出力され、チャープ信号発生器１２か
らは第２のチャープ信号が繰り返し周期Ｔ2 で出力され
る。
ープ信号発生器１１から図示の第１のチャープ信号が繰
り返し周期Ｔ1 で出力され、チャープ信号発生器１２か
らは第２のチャープ信号が繰り返し周期Ｔ2 で出力され
る。
【００１５】第１のチャープ信号は電力増幅器１４によ
りそのまま増幅されて１０ｍＷの信号となり、送信用ホ
ーンアンテナ１５からマイクロ波となって対象物１６に
向けて送信される。対象物１５からの反射波は受信用ホ
ーンアンテナ１７で受信しされ、増幅器１８により約５
０ｄＢ増幅された後、第１のダブルバランスミキサ１９
のＲポートに入力される。一方、第２のチャープ信号は
第１のダブルバランスミキサ１９のＬポートに入力さ
れ、それらの乗算結果がＩＦポートに出力される。乗算
結果はカットオフ周波数５０ｋＨｚのローパスフィルタ
２０を通過し、検出信号が得られる。
りそのまま増幅されて１０ｍＷの信号となり、送信用ホ
ーンアンテナ１５からマイクロ波となって対象物１６に
向けて送信される。対象物１５からの反射波は受信用ホ
ーンアンテナ１７で受信しされ、増幅器１８により約５
０ｄＢ増幅された後、第１のダブルバランスミキサ１９
のＲポートに入力される。一方、第２のチャープ信号は
第１のダブルバランスミキサ１９のＬポートに入力さ
れ、それらの乗算結果がＩＦポートに出力される。乗算
結果はカットオフ周波数５０ｋＨｚのローパスフィルタ
２０を通過し、検出信号が得られる。
【００１６】一方、第１のチャープ信号と第２のチャー
プ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１で
乗算され、その乗算結果は第２のローパスフィルタ２２
を通過し、時間基準信号が得られる。距離算出器２３
は、検出信号の極大値発生と時間基準信号の極大値発生
とのの時間差τ0 ′を測定し、式（２）においてｖ＝３
×１０8 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍｓ、Ｔ2 ＝１．００００１
ｍｓとすると、次式に従って距離ｘを求める。 ｘ＝１．５×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（３） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、この実施例では時間軸が
式（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
１００μｓであり、距離換算すると式（３）から０．１
５ｍとなり高距離分解能が得られる。なお、第１及び第
２のチャープ信号の周波数帯域は上述の実施例に限定さ
れるものでなく、１ＭＨｚ〜１０００ＧＨｚの範囲内で
あればよい。
プ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１で
乗算され、その乗算結果は第２のローパスフィルタ２２
を通過し、時間基準信号が得られる。距離算出器２３
は、検出信号の極大値発生と時間基準信号の極大値発生
とのの時間差τ0 ′を測定し、式（２）においてｖ＝３
×１０8 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍｓ、Ｔ2 ＝１．００００１
ｍｓとすると、次式に従って距離ｘを求める。 ｘ＝１．５×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（３） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、この実施例では時間軸が
式（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
１００μｓであり、距離換算すると式（３）から０．１
５ｍとなり高距離分解能が得られる。なお、第１及び第
２のチャープ信号の周波数帯域は上述の実施例に限定さ
れるものでなく、１ＭＨｚ〜１０００ＧＨｚの範囲内で
あればよい。
【００１７】実施例２．図３は本発明の他の実施例の距
離測定装置の構成を示すブロック図である。上述の実施
例では送信用ホーンアンテナ１５と受信用ホーンアンテ
ナ１６とを個別に設けた例を示したが、この実施例にお
いては送信受信兼用の１個のホーンアンテナ２５を使用
し、送信信号と受信信号とはサーキュレータ２６により
分離される。
離測定装置の構成を示すブロック図である。上述の実施
例では送信用ホーンアンテナ１５と受信用ホーンアンテ
ナ１６とを個別に設けた例を示したが、この実施例にお
いては送信受信兼用の１個のホーンアンテナ２５を使用
し、送信信号と受信信号とはサーキュレータ２６により
分離される。
【００１８】実施例３．図４は本発明の他の実施例の距
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においては電磁波放射型の地中探査レーダに適用してい
る。２個のチャープ信号発生器１１ａ，１２ａの構成は
同一であり、周波数の変化幅１０ＭＨｚから５００ＭＨ
ｚまでを１μｓの時間内で直線的に変化するようにした
チャープ信号を発生する。タイミング回路１３ａは、第
１のチャープ信号の繰り返し周期が１ｍｓ、第２のチャ
ープ信号の繰り返し周期が１．００００１ｍｓとなるよ
うにタイミング信号を発生させ、２個のチャープ信号発
生器１１ａ，１２ａへそれぞれ出力している。
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においては電磁波放射型の地中探査レーダに適用してい
る。２個のチャープ信号発生器１１ａ，１２ａの構成は
同一であり、周波数の変化幅１０ＭＨｚから５００ＭＨ
ｚまでを１μｓの時間内で直線的に変化するようにした
チャープ信号を発生する。タイミング回路１３ａは、第
１のチャープ信号の繰り返し周期が１ｍｓ、第２のチャ
ープ信号の繰り返し周期が１．００００１ｍｓとなるよ
うにタイミング信号を発生させ、２個のチャープ信号発
生器１１ａ，１２ａへそれぞれ出力している。
【００１９】第１のチャープ信号は電力増幅器１４によ
りそのまま増幅されて１Ｗの送信信号となり、送信用三
角ダイポールアンテナ２７から地中２８に向けて送信さ
れ、地中の対象物（パイプ）１６からの反射波は受信用
三角ダイポールアンテナ２９により受信され、増幅器１
８により約５０ｄＢ増幅された後、第１のダブルバラン
スミキサ１９のＲポートに入力される。一方、第２のチ
ャープ信号は第１のダブルバランスミキサ１９のＬポー
トに入力され、それらの乗算結果はＩＦポートに出力さ
れる。その乗算結果はカットオフ周波数５０ｋＨｚのロ
ーパスフィルタ２０を通過し、検出信号が得られる。
りそのまま増幅されて１Ｗの送信信号となり、送信用三
角ダイポールアンテナ２７から地中２８に向けて送信さ
れ、地中の対象物（パイプ）１６からの反射波は受信用
三角ダイポールアンテナ２９により受信され、増幅器１
８により約５０ｄＢ増幅された後、第１のダブルバラン
スミキサ１９のＲポートに入力される。一方、第２のチ
ャープ信号は第１のダブルバランスミキサ１９のＬポー
トに入力され、それらの乗算結果はＩＦポートに出力さ
れる。その乗算結果はカットオフ周波数５０ｋＨｚのロ
ーパスフィルタ２０を通過し、検出信号が得られる。
【００２０】一方、第１のチャープ信号と第２のチャー
プ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１で
乗算され、乗算結果は第１のローパスフィルタ２０と同
じ特性をもった第２のローパスフィタル２２を通過し、
時間基準信号が得られる。距離算出器２３は、検出信号
の極大値発生と時間基準信号の極大値発生との時間差τ
0 ′を測定し、式（２）において地中の伝播速度を考慮
してｖ＝６×１０7 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍｓ、Ｔ2 ＝１．
００００１ｍｓとすると、次式に従って距離ｘを求め
る。 ｘ＝０．３×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（４） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、この実施例では時間軸が
式（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
２００μｓであり、距離換算すると式（３）から０．０
６ｍとなり高距離分解能が得られる。
プ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１で
乗算され、乗算結果は第１のローパスフィルタ２０と同
じ特性をもった第２のローパスフィタル２２を通過し、
時間基準信号が得られる。距離算出器２３は、検出信号
の極大値発生と時間基準信号の極大値発生との時間差τ
0 ′を測定し、式（２）において地中の伝播速度を考慮
してｖ＝６×１０7 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍｓ、Ｔ2 ＝１．
００００１ｍｓとすると、次式に従って距離ｘを求め
る。 ｘ＝０．３×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（４） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、この実施例では時間軸が
式（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
２００μｓであり、距離換算すると式（３）から０．０
６ｍとなり高距離分解能が得られる。
【００２１】なお、第１及び第２のチャープ信号の周波
数帯域は上述の実施例に限定されるものではなく、１Ｍ
Ｈｚ〜１０ＧＨｚの範囲内であればよい。また、送信用
三角ダイポールアンテナ２７及び受信用三角ダイポール
アンテナ２９は１個の三角ダイポールアンテナで両者の
機能を持たせてもよく、その場合には図３の実施例と同
様に送信信号と受信信号とをサーキュラーにより切り替
える。
数帯域は上述の実施例に限定されるものではなく、１Ｍ
Ｈｚ〜１０ＧＨｚの範囲内であればよい。また、送信用
三角ダイポールアンテナ２７及び受信用三角ダイポール
アンテナ２９は１個の三角ダイポールアンテナで両者の
機能を持たせてもよく、その場合には図３の実施例と同
様に送信信号と受信信号とをサーキュラーにより切り替
える。
【００２２】実施例４．図４は本発明の他の実施例の距
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においては超音波を使用して空中の対象物までの距離を
測定している。２個のチャープ信号発生器１１ｂ，１２
ｂは、そのの構成は同一であり、周波数の変化幅１０ｋ
Ｈｚから１ＭＨｚまでを１ｍｓの時間内で直線的に変化
するようにしたチャープ信号を発生する。タイミング回
路１３ｂでは、第１のチャープ信号の繰り返し周期が１
００ｍｓ、第２のチャープ信号の繰り返し周期が１０
０．１ｍｓと成るようにタイミング信号を発生させ、２
個のチャープ信号発生器１１ｂ，１２ｂへそれぞれ出力
している。
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においては超音波を使用して空中の対象物までの距離を
測定している。２個のチャープ信号発生器１１ｂ，１２
ｂは、そのの構成は同一であり、周波数の変化幅１０ｋ
Ｈｚから１ＭＨｚまでを１ｍｓの時間内で直線的に変化
するようにしたチャープ信号を発生する。タイミング回
路１３ｂでは、第１のチャープ信号の繰り返し周期が１
００ｍｓ、第２のチャープ信号の繰り返し周期が１０
０．１ｍｓと成るようにタイミング信号を発生させ、２
個のチャープ信号発生器１１ｂ，１２ｂへそれぞれ出力
している。
【００２３】第１のチャープ信号は電力増幅器１４によ
りそのまま増幅されて、電気・音波変換器からなる送音
器３０から超音波なって送信され、対象物１６からの反
射波は音波・電気変換器からなる受音器３１で受信さ
れ、増幅器１８により約５０ｄＢ増幅された後、第１の
ダブルバランスミキサ１９のＲポートに入力される。一
方、第２のチャープ信号は第１のダブルバランスミキサ
１９のＬポートに入力され、それらの乗算結果がＩＦポ
ートに出力される。乗算結果はカットオフ周波数５０ｋ
Ｈｚの第１のローパスフィタルタ２０を通過し、検出信
号が得られる。一方、第１のチャープ信号と第２のチャ
ープ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１
で乗算され、その乗算結果は第１のローパスフィタルタ
２０と同特性をもった第２のローパスフィルタ２２を通
過し、時間基準信号が得られる。検出信号と時間基準信
号とは距離算出器２３に入力し、距離算出器２３は送音
器３０，受音器３１と対象物１６との距離を求める。
りそのまま増幅されて、電気・音波変換器からなる送音
器３０から超音波なって送信され、対象物１６からの反
射波は音波・電気変換器からなる受音器３１で受信さ
れ、増幅器１８により約５０ｄＢ増幅された後、第１の
ダブルバランスミキサ１９のＲポートに入力される。一
方、第２のチャープ信号は第１のダブルバランスミキサ
１９のＬポートに入力され、それらの乗算結果がＩＦポ
ートに出力される。乗算結果はカットオフ周波数５０ｋ
Ｈｚの第１のローパスフィタルタ２０を通過し、検出信
号が得られる。一方、第１のチャープ信号と第２のチャ
ープ信号とは直接的に第２のダブルバランスミキサ２１
で乗算され、その乗算結果は第１のローパスフィタルタ
２０と同特性をもった第２のローパスフィルタ２２を通
過し、時間基準信号が得られる。検出信号と時間基準信
号とは距離算出器２３に入力し、距離算出器２３は送音
器３０，受音器３１と対象物１６との距離を求める。
【００２４】距離算出器２３は、入力信号に基づいて検
出信号の極大値発生と時間基準信号の極大値発生との時
間差τ0 ′を測定し、式（２）においてｖ＝３４０ｍ／
ｓ、Ｔ1 ＝１０ｍｓ、Ｔ2 ＝１０．０００１ｍとする
と、次式に従って距離ｘを求める。 ｘ＝１．７ｘτ0 ′ （ｍ） …（５） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、本方式では時間軸が式
（２）に示されたように１０3 倍となるので、それは１
ｍｓであり、距離換算すると式（３）から０．００１７
ｍとなり高距離分解能が得られる。
出信号の極大値発生と時間基準信号の極大値発生との時
間差τ0 ′を測定し、式（２）においてｖ＝３４０ｍ／
ｓ、Ｔ1 ＝１０ｍｓ、Ｔ2 ＝１０．０００１ｍとする
と、次式に従って距離ｘを求める。 ｘ＝１．７ｘτ0 ′ （ｍ） …（５） 圧縮されたパルスの幅は、通常のチャープ信号ではその
周波数変化幅の逆数となるが、本方式では時間軸が式
（２）に示されたように１０3 倍となるので、それは１
ｍｓであり、距離換算すると式（３）から０．００１７
ｍとなり高距離分解能が得られる。
【００２５】実施例５．図６は本発明の他の実施例の距
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においてはレーザ光を使用して空中の対象物までの距離
を測定している。２個のチャープ信号発生器１１ｃ，１
２ｃの構成は同一であり、周波数の変化幅１０ＭＨｚか
ら２００ＭＨｚまでを１μｓの時間内で直線的に変化す
るようにしたチャープ信号を発生する。タイミング回路
１３ｃは、第１のチャープ信号の繰り返し周期が１ｍ
ｓ、第２のチャープ信号の繰り返し周期が１．００００
１ｍｓと成るようにタイミング信号を発生させ、２個の
チャープ信号発生器１１ｃ，１２ｃへそれぞれ出力して
いる。
離測定装置の構成を示すブロック図であり、この実施例
においてはレーザ光を使用して空中の対象物までの距離
を測定している。２個のチャープ信号発生器１１ｃ，１
２ｃの構成は同一であり、周波数の変化幅１０ＭＨｚか
ら２００ＭＨｚまでを１μｓの時間内で直線的に変化す
るようにしたチャープ信号を発生する。タイミング回路
１３ｃは、第１のチャープ信号の繰り返し周期が１ｍ
ｓ、第２のチャープ信号の繰り返し周期が１．００００
１ｍｓと成るようにタイミング信号を発生させ、２個の
チャープ信号発生器１１ｃ，１２ｃへそれぞれ出力して
いる。
【００２６】第１のチャープ信号は出力１ｍＷのレーザ
ダイオード３２に入力されそこで直接振幅変調され、レ
ンズ系３３を介してレーザー光となって対象物１６に向
かって送信される。対象物１６からの反射波はレンズ系
３３を介して受信用のホトダイオード３４により受信さ
れて電気信号に変換される。電気信号に変換された受信
信号は第１のダブルバランスミキサ１９のＲポートに入
力される。一方、第２のチャープ信号は第１のダブルバ
ランスミキサ１９のＬポートに入力され、それらの乗算
結果がＩＦポートに出力される。乗算結果はカットオフ
周波数３ｋＨｚの第１のローパスフィルタ２０ｃを通過
し、検出信号が得られる。一方、第１のチャープ信号と
第２のチャープ信号とは直接的に第２のダブルバランス
ミキサ２１で乗算され、乗算結果は第１のローパスフィ
ルタ２０ｃと同じ特性をもった第２のローパスフィタル
２２ｃを通過し、時間基準信号が得られる。
ダイオード３２に入力されそこで直接振幅変調され、レ
ンズ系３３を介してレーザー光となって対象物１６に向
かって送信される。対象物１６からの反射波はレンズ系
３３を介して受信用のホトダイオード３４により受信さ
れて電気信号に変換される。電気信号に変換された受信
信号は第１のダブルバランスミキサ１９のＲポートに入
力される。一方、第２のチャープ信号は第１のダブルバ
ランスミキサ１９のＬポートに入力され、それらの乗算
結果がＩＦポートに出力される。乗算結果はカットオフ
周波数３ｋＨｚの第１のローパスフィルタ２０ｃを通過
し、検出信号が得られる。一方、第１のチャープ信号と
第２のチャープ信号とは直接的に第２のダブルバランス
ミキサ２１で乗算され、乗算結果は第１のローパスフィ
ルタ２０ｃと同じ特性をもった第２のローパスフィタル
２２ｃを通過し、時間基準信号が得られる。
【００２７】距離算出器２３は、検出信号の極大値発生
と時間基準信号の極大値発生の時間差τ0 ′を測定し、
式（２）においてｖ＝３×１０8 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍ
ｓ、Ｔ2 ＝１１．００００１ｍｓとすると、次式に従っ
て距離ｘを求める。 ｘ＝１．５×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（６） 圧縮されたパルス幅は、通常のチャープ信号ではその周
波数変化幅の逆数となるが、本方式では時間軸が式
（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
０．５ｍｓであり、距離換算すると式（３）から０．７
５ｍとなり高距離分解能が得られる。
と時間基準信号の極大値発生の時間差τ0 ′を測定し、
式（２）においてｖ＝３×１０8 ｍ／ｓ、Ｔ1 ＝１ｍ
ｓ、Ｔ2 ＝１１．００００１ｍｓとすると、次式に従っ
て距離ｘを求める。 ｘ＝１．５×１０3 τ0 ′ （ｍ） …（６） 圧縮されたパルス幅は、通常のチャープ信号ではその周
波数変化幅の逆数となるが、本方式では時間軸が式
（２）に示されたように１０5 倍となるので、それは
０．５ｍｓであり、距離換算すると式（３）から０．７
５ｍとなり高距離分解能が得られる。
【００２８】なお、上述の実施例では直線的に変化する
チャープ信号を用いたが、単調に変化するものであれ
ば、非線型なチャープ信号を用いても、同様な効果が得
られる。
チャープ信号を用いたが、単調に変化するものであれ
ば、非線型なチャープ信号を用いても、同様な効果が得
られる。
【００２９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、第１のチ
ャープ信号を送信し、第１のチャープ信号とは発生周期
が僅に異なる第２のチャープ信号とその受信信号とを第
１の乗算器により乗算し、その乗算結果から第１のフィ
ルタにより直流成分および低周波成分を取り出して検出
信号とし、一方、第１のチャープ信号と第２のチャープ
信号とを第２の乗算器により乗算し、その乗算結果から
第２のフィルタにより直流成分および低周波成分を取り
出して基準信号とし、検出信号の最大値の発生時刻と基
準信号の最大値の発生時刻との時間差に基づいて対象物
までの距離を求めるようにしたので、受信信号のパルス
を圧縮する手段は、第１及び第２のチャープ信号を発生
する装置と、第１及び第２の乗算器並びに第１及び第２
のフィルタにより簡単に構成することができる。従っ
て、装置が小型化でき、製作コストを安価にでき、チャ
ープ信号の変更に対しても柔軟に対応できる。また、本
発明によれば、等価的にパルス圧縮された検出信号の時
間軸が自動的に拡大され、低速化されるので、次段での
信号処理も容易になる。もちろん、チャープ信号を使用
することにより、距離分解能を劣化させることなく高感
度な距離測定装置が実現できる。
ャープ信号を送信し、第１のチャープ信号とは発生周期
が僅に異なる第２のチャープ信号とその受信信号とを第
１の乗算器により乗算し、その乗算結果から第１のフィ
ルタにより直流成分および低周波成分を取り出して検出
信号とし、一方、第１のチャープ信号と第２のチャープ
信号とを第２の乗算器により乗算し、その乗算結果から
第２のフィルタにより直流成分および低周波成分を取り
出して基準信号とし、検出信号の最大値の発生時刻と基
準信号の最大値の発生時刻との時間差に基づいて対象物
までの距離を求めるようにしたので、受信信号のパルス
を圧縮する手段は、第１及び第２のチャープ信号を発生
する装置と、第１及び第２の乗算器並びに第１及び第２
のフィルタにより簡単に構成することができる。従っ
て、装置が小型化でき、製作コストを安価にでき、チャ
ープ信号の変更に対しても柔軟に対応できる。また、本
発明によれば、等価的にパルス圧縮された検出信号の時
間軸が自動的に拡大され、低速化されるので、次段での
信号処理も容易になる。もちろん、チャープ信号を使用
することにより、距離分解能を劣化させることなく高感
度な距離測定装置が実現できる。
【図１】本発明の一実施例の距離測定装置の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】第１及び第２のチャープ信号の波形図である。
【図３】本発明の他の実施例の距離測定装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図４】本発明の他の実施例の距離測定装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例の距離測定装置の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図６】本発明の更に他の実施例の距離測定装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】チャープ信号の説明図である。
【図８】従来の距離測定装置の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】特種フィルタの特性図である。
【図１０】特種フィルタの出力信号の波形図である。
Claims (7)
- 【請求項１】 第１のチャープ信号を所定周期で発生す
る第１の信号発生装置と、 前記第１のチャープ信号と同一の信号からなる第２のチ
ャープ信号を前記所定周期と僅かに異なる周期で発生す
る第２の信号発生装置と、 前記第１のチャープ信号を送信し、その送信信号に対応
した反射信号を受信する送受信手段と、 その受信信号と前記第２のチャープ信号とを乗算する第
１の乗算器と、 前記第１の乗算器の出力を帯域制限する第１のフィルタ
と、 前記第１のチャープ信号と前記第２のチャープ信号とを
乗算する第２の乗算器と、 前記第２の乗算器の出力を帯域制限する第２のフィルタ
と、 前記第１のフィルタの出力が極大値を生ずる時刻と前記
第２のフィルタの出力の極大値が生ずる時刻との時間差
を計測して対象物までの距離を算出する距離算出器とを
有する距離測定装置。 - 【請求項２】 前記第１のチャープ信号の周波数帯域が
１ＭＨｚから１００ＧＨｚの範囲以内の電磁波を送信信
号とし、前記送受信手段として送信アンテナ及び受信ア
ンテナを有し、空中の対象物との距離を測定する請求項
１記載の距離測定装置。 - 【請求項３】 前記第１のチャープ信号の周波数帯域が
１ＭＨｚから１００ＧＨｚの範囲以内の周波帯域の電磁
波を送信信号とし、前記送受信手段として、送信と受信
を兼用する１個のアンテナと、送信信号と受信信号とを
切り替えるサーキュラーとを有し、空中の対象物との距
離を測定する請求項１記載の距離測定装置。 - 【請求項４】 前記第１のチャープ信号の周波数帯域が
１ＭＨｚから１０ＧＨｚの範囲以内の電磁波を送信信号
とし、前記送受信手段として送信アンテナ及び受信アン
テナを有し、前記アンテナを地面に対向させて地中の対
象物との距離を測定する請求項１記載の距離測定装置。 - 【請求項５】 前記第１のチャープ信号の周波数帯域が
１ＭＨｚから１０ＧＨｚの範囲以内の電磁波を送信信号
とし、前記送受信手段として、送信と受信とを兼用する
１個のアンテナと、送信信号と受信信号とを切り替える
サーキュラーとを有し、前記アンテナを地面に対向させ
て地中の対象物との距離を測定する請求項１記載の距離
測定装置。 - 【請求項６】 前記送受信手段として、電気信号から音
波に変換する電気音波変換器及び音波を電気信号に変換
する音波電気変換器を有し、音波のチャープ信号を送信
信号とする請求項１記載の距離測定装置。 - 【請求項７】 前記送受信手段として、電気信号を光波
に変換する電気光波変換器及び光波を電気に変換する光
波電気変換器を有し、チャープ信号で振幅変調した光ビ
ームを送信信号とする請求項１記載の距離測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4147577A JPH05341036A (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 距離測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4147577A JPH05341036A (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 距離測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05341036A true JPH05341036A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=15433508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4147577A Pending JPH05341036A (ja) | 1992-06-08 | 1992-06-08 | 距離測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05341036A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101144527B1 (ko) * | 2010-04-05 | 2012-05-11 | 성균관대학교산학협력단 | 오버랩 기반 ｃｓｓ 시스템을 이용한 근거리 측정 방법 및 장치 |
| EP2535734A1 (en) * | 2011-06-17 | 2012-12-19 | Thales Holdings UK Plc | Signal processing methods and apparatus |
| WO2020251087A1 (ko) * | 2019-06-13 | 2020-12-17 | 엘지전자 주식회사 | 음파 탐지 장치 및 이를 구비한 인공지능형 전자 장치 |
-
1992
- 1992-06-08 JP JP4147577A patent/JPH05341036A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101144527B1 (ko) * | 2010-04-05 | 2012-05-11 | 성균관대학교산학협력단 | 오버랩 기반 ｃｓｓ 시스템을 이용한 근거리 측정 방법 및 장치 |
| EP2535734A1 (en) * | 2011-06-17 | 2012-12-19 | Thales Holdings UK Plc | Signal processing methods and apparatus |
| US9250322B2 (en) | 2011-06-17 | 2016-02-02 | Thales Holdings Uk Plc | Signal processing methods and apparatus |
| WO2020251087A1 (ko) * | 2019-06-13 | 2020-12-17 | 엘지전자 주식회사 | 음파 탐지 장치 및 이를 구비한 인공지능형 전자 장치 |
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