JPH0530539A - テレビジヨン信号測定方法 - Google Patents
テレビジヨン信号測定方法Info
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- JPH0530539A JPH0530539A JP3330087A JP33008791A JPH0530539A JP H0530539 A JPH0530539 A JP H0530539A JP 3330087 A JP3330087 A JP 3330087A JP 33008791 A JP33008791 A JP 33008791A JP H0530539 A JPH0530539 A JP H0530539A
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- 230000004044 response Effects 0.000 description 6
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N17/00—Diagnosis, testing or measuring for television systems or their details
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/10—Adaptations for transmission by electrical cable
- H04N7/102—Circuits therefor, e.g. noise reducers, equalisers, amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Biomedical Technology (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 視聴者への信号送信を中断することなくケー
ブル・テレビジョンの測定を簡単且つ低コストで実行出
来るテレビジョン信号測定方法を提供すること。 【構成】 周波数領域測定器（スペクトラム・アナライ
ザ）を用いて複合ＲＦテレビジョン信号のキャリア対ノ
イズ比を測定するテレビジョン信号測定方法である。複
合ＲＦテレビジョン信号に含まれる複数チャンネルのキ
ャリア周波数の中の特定のチャンネル周波数に上記周波
数領域測定器を同調させ（ステップＡ）、上記特定のチ
ャンネルのキャリア周波数及び同期信号のピーク値を測
定し（ステップＢ）、上記周波数領域測定器の周波数を
上記特定チャンネルのキャリア周波数からオフセットさ
せ（ステップＣ）、上記テレビジョン信号の非変調期間
中、上記複合ビデオ信号をサンプリング（ステップＤ）
し、同期信号間の平均値を求め（ステップＥ）、上記同
期信号のピーク値及び上記平均値から上記特定のチャン
ネルのキャリア周波数におけるキャリア対ノイズ比を計
算する（ステップＦ）。
ブル・テレビジョンの測定を簡単且つ低コストで実行出
来るテレビジョン信号測定方法を提供すること。 【構成】 周波数領域測定器（スペクトラム・アナライ
ザ）を用いて複合ＲＦテレビジョン信号のキャリア対ノ
イズ比を測定するテレビジョン信号測定方法である。複
合ＲＦテレビジョン信号に含まれる複数チャンネルのキ
ャリア周波数の中の特定のチャンネル周波数に上記周波
数領域測定器を同調させ（ステップＡ）、上記特定のチ
ャンネルのキャリア周波数及び同期信号のピーク値を測
定し（ステップＢ）、上記周波数領域測定器の周波数を
上記特定チャンネルのキャリア周波数からオフセットさ
せ（ステップＣ）、上記テレビジョン信号の非変調期間
中、上記複合ビデオ信号をサンプリング（ステップＤ）
し、同期信号間の平均値を求め（ステップＥ）、上記同
期信号のピーク値及び上記平均値から上記特定のチャン
ネルのキャリア周波数におけるキャリア対ノイズ比を計
算する（ステップＦ）。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ケーブル・テレビジョ
ン・システムに好適なテレビジョン信号測定方法に関す
る。
ン・システムに好適なテレビジョン信号測定方法に関す
る。
【０００２】
【従来技術及び発明が解決しようとする課題】ケーブル
・テレビジョン（ＣＡＴＶ）システムは、主として「ヘ
ッドエンド」と「分配システム」という２つのブロック
に分割出来る。ヘッドエンドは、テレビジョン信号を受
取り、顧客すなわち視聴者に送信する準備をする場所で
あり、分配システムは、顧客の受像器に準備されたテレ
ビジョン信号を分配するシステムである。テレビジョン
信号は、周波数領域で多重化されたアナログ・フォーマ
ットに変換され同軸ケーブルで送信される。つまり、テ
レビジョンの各信号は、テレビジョン放送に用いられる
ものと同様の伝送規格に基づいて夫々独自の周波数に変
換される。ケーブル上のある信号を受信するには、顧客
は放送用の信号と同じ信号周波数に受像器のチューナー
を同調させる。
・テレビジョン（ＣＡＴＶ）システムは、主として「ヘ
ッドエンド」と「分配システム」という２つのブロック
に分割出来る。ヘッドエンドは、テレビジョン信号を受
取り、顧客すなわち視聴者に送信する準備をする場所で
あり、分配システムは、顧客の受像器に準備されたテレ
ビジョン信号を分配するシステムである。テレビジョン
信号は、周波数領域で多重化されたアナログ・フォーマ
ットに変換され同軸ケーブルで送信される。つまり、テ
レビジョンの各信号は、テレビジョン放送に用いられる
ものと同様の伝送規格に基づいて夫々独自の周波数に変
換される。ケーブル上のある信号を受信するには、顧客
は放送用の信号と同じ信号周波数に受像器のチューナー
を同調させる。
【０００３】同軸ケーブルの信号は、およそ２０００フ
ィート毎又はケーブルの減衰率若しくは損失に合わせて
一定伝送長毎に増幅してやらなければならない。ＣＡＴ
Ｖの増幅器は、低歪及び低ノイズ特性を達成するように
念入りに設計されているが、増幅器毎にケーブルの伝送
信号に対して僅かずつノイズ及び歪を発生させてしま
う。このような歪の影響は、相互変調積と呼ばれる新し
い信号を発生させてしまう。この相互変調積は、ＣＡＴ
Ｖ業界では「ビート」と呼ばれている。このようなビー
トの最も問題となるものの１つは、３つの異なる信号を
混合することに起因するもので、「３重ビート」と呼ば
れている。
ィート毎又はケーブルの減衰率若しくは損失に合わせて
一定伝送長毎に増幅してやらなければならない。ＣＡＴ
Ｖの増幅器は、低歪及び低ノイズ特性を達成するように
念入りに設計されているが、増幅器毎にケーブルの伝送
信号に対して僅かずつノイズ及び歪を発生させてしま
う。このような歪の影響は、相互変調積と呼ばれる新し
い信号を発生させてしまう。この相互変調積は、ＣＡＴ
Ｖ業界では「ビート」と呼ばれている。このようなビー
トの最も問題となるものの１つは、３つの異なる信号を
混合することに起因するもので、「３重ビート」と呼ば
れている。
【０００４】映像キャリア（搬送波）周波数は、ＣＡＴ
Ｖシステムの主要な信号であり、映像キャリア周波数の
殆どが規則的な６ＭＨｚ間隔に設定されているので、３
重ビートの積の大部分が映像キャリア周波数の極めて近
い周波数領域に集中している。５００ＭＨｚのシステム
の場合、１０００個を遥かに超えるビートが映像キャリ
ア周波数の中央帯域付近で発生する。非常に多くのビー
トが存在するので、これらのビートを個々に測定する試
みは行われていない。その代わりとして、全てのビート
を総合的に測定したり、又はそれらの複合信号を測定す
ることが行われているに過ぎない。
Ｖシステムの主要な信号であり、映像キャリア周波数の
殆どが規則的な６ＭＨｚ間隔に設定されているので、３
重ビートの積の大部分が映像キャリア周波数の極めて近
い周波数領域に集中している。５００ＭＨｚのシステム
の場合、１０００個を遥かに超えるビートが映像キャリ
ア周波数の中央帯域付近で発生する。非常に多くのビー
トが存在するので、これらのビートを個々に測定する試
みは行われていない。その代わりとして、全てのビート
を総合的に測定したり、又はそれらの複合信号を測定す
ることが行われているに過ぎない。
【０００５】ノイズの影響を最少にするには、システム
の信号の振幅を最大にすべきである。しかし、信号振幅
を大きくすると、３重ビートの振幅を急激に増加させて
テレビジョン信号を歪ませる原因となる。この３重ビー
トの影響を最少にするには、信号の振幅を最小にするべ
きであるが、そうするとノイズに対する信号の振幅が相
対的に低下してテレビジョン信号が劣化してノイズによ
る雪降り現象が現れる。ＣＡＴＶの分配システムで良好
な性能を達成するには、信号の振幅を注意深く調整して
歪とノイズとを均衡させる必要がある。
の信号の振幅を最大にすべきである。しかし、信号振幅
を大きくすると、３重ビートの振幅を急激に増加させて
テレビジョン信号を歪ませる原因となる。この３重ビー
トの影響を最少にするには、信号の振幅を最小にするべ
きであるが、そうするとノイズに対する信号の振幅が相
対的に低下してテレビジョン信号が劣化してノイズによ
る雪降り現象が現れる。ＣＡＴＶの分配システムで良好
な性能を達成するには、信号の振幅を注意深く調整して
歪とノイズとを均衡させる必要がある。
【０００６】ノイズ又は歪を測定する従来の方法は、Ｃ
ＡＴＶの少なくとも１チャンネルの送信を中断させる必
要があった。このような送信の中断に対する顧客の苦情
を懸念して、ＣＡＴＶのオペレータは、このような測定
を定期的に行うことを躊躇することが多かった。このよ
うな顧客の苦情を最少にする為に早朝に試験を行ったり
しているがコストが増加するという欠点がある。つま
り、１回の試験を行うのに、ヘッドエンドに居る１人が
信号の送信を中断し、フィールドに居る別の人間が実際
の測定を行うので２人の人員が必要となるのである。
ＡＴＶの少なくとも１チャンネルの送信を中断させる必
要があった。このような送信の中断に対する顧客の苦情
を懸念して、ＣＡＴＶのオペレータは、このような測定
を定期的に行うことを躊躇することが多かった。このよ
うな顧客の苦情を最少にする為に早朝に試験を行ったり
しているがコストが増加するという欠点がある。つま
り、１回の試験を行うのに、ヘッドエンドに居る１人が
信号の送信を中断し、フィールドに居る別の人間が実際
の測定を行うので２人の人員が必要となるのである。
【０００７】従って、本発明の目的は視聴者（顧客）へ
の信号送信を中断することなくケーブル・テレビジョン
の測定を低コストで実行出来るテレビジョン信号測定方
法を提供することである。
の信号送信を中断することなくケーブル・テレビジョン
の測定を低コストで実行出来るテレビジョン信号測定方
法を提供することである。
【０００８】
【課題を解決する為の手段】本発明のテレビジョン測定
方法は、周波数領域測定器を用いて複合ＲＦテレビジョ
ン信号のキャリア対ノイズ比を測定するものである。先
ず、複合ＲＦテレビジョン信号に含まれる複数チャンネ
ルのキャリア周波数の中の特定のチャンネル周波数に上
記周波数領域測定器を同調させ、上記特定のチャンネル
のキャリア周波数及び同期信号のピーク値を測定し、上
記周波数領域測定器の周波数を上記特定チャンネルのキ
ャリア周波数からオフセットさせ、上記テレビジョン信
号の非変調期間中、上記複合ビデオ信号をサンプリング
し、同期信号間の平均値を求め、上記同期信号のピーク
値及び上記平均値から上記特定のチャンネルのキャリア
周波数におけるキャリア対ノイズ比を計算することを特
徴とする。
方法は、周波数領域測定器を用いて複合ＲＦテレビジョ
ン信号のキャリア対ノイズ比を測定するものである。先
ず、複合ＲＦテレビジョン信号に含まれる複数チャンネ
ルのキャリア周波数の中の特定のチャンネル周波数に上
記周波数領域測定器を同調させ、上記特定のチャンネル
のキャリア周波数及び同期信号のピーク値を測定し、上
記周波数領域測定器の周波数を上記特定チャンネルのキ
ャリア周波数からオフセットさせ、上記テレビジョン信
号の非変調期間中、上記複合ビデオ信号をサンプリング
し、同期信号間の平均値を求め、上記同期信号のピーク
値及び上記平均値から上記特定のチャンネルのキャリア
周波数におけるキャリア対ノイズ比を計算することを特
徴とする。
【０００９】本発明の第２のテレビジョン測定方法は、
ヘッドエンド及び分配システムを含むケーブル・テレビ
ジョン・システムにおける複合３重ビート比を測定する
方法である。先ず、周波数領域測定器を用いて上記分配
システムの選択されたチャンネルの同期信号のピーク値
を求め、上記ヘッドエンドの選択されたチャンネルのキ
ャリア周波数を特定のラインの非変調期間中に所定量だ
けオフセットし、上記特定のライン期間中に上記選択さ
れたチャンネルの信号をサンプリングし、上記特定のラ
インの終端時点におけるサンプル点の値の平均値を計算
し、該平均値及び上記同期信号のピーク値から上記複合
３重ビート比を計算することを特徴とする。
ヘッドエンド及び分配システムを含むケーブル・テレビ
ジョン・システムにおける複合３重ビート比を測定する
方法である。先ず、周波数領域測定器を用いて上記分配
システムの選択されたチャンネルの同期信号のピーク値
を求め、上記ヘッドエンドの選択されたチャンネルのキ
ャリア周波数を特定のラインの非変調期間中に所定量だ
けオフセットし、上記特定のライン期間中に上記選択さ
れたチャンネルの信号をサンプリングし、上記特定のラ
インの終端時点におけるサンプル点の値の平均値を計算
し、該平均値及び上記同期信号のピーク値から上記複合
３重ビート比を計算することを特徴とする。
【００１０】
【実施例】運転中のキャリア（搬送波）対ノイズ（Ｃ／
Ｎ）試験は、運転中のビデオ信号の信号対ノイズ試験に
用いられる方法と類似した無線周波数（ＲＦ）における
試験である。ビデオ信号のノイズの量は、ビデオ情報が
帰線消去されている垂直帰線期間中に測定される。ＲＦ
領域のスペクトラム・アナライザでこのような試験を行
うには、周波数範囲をゼロ・スパンとして中心周波数を
映像キャリア周波数と音声キャリア周波数の中間に調整
する。スペクトラム・アナライザのタイム・ベースは、
ビデオ信号に同期しているので、ビデオ信号の垂直帰線
期間中にのみスペクトラム・アナライザは周波数掃引を
行う。スペクトラム・アナライザは、テレビジョン信号
の各同期信号に応答して動作するが、これらのイベント
間で図３に示すようなシステムのノイズの振幅を表示す
る。
Ｎ）試験は、運転中のビデオ信号の信号対ノイズ試験に
用いられる方法と類似した無線周波数（ＲＦ）における
試験である。ビデオ信号のノイズの量は、ビデオ情報が
帰線消去されている垂直帰線期間中に測定される。ＲＦ
領域のスペクトラム・アナライザでこのような試験を行
うには、周波数範囲をゼロ・スパンとして中心周波数を
映像キャリア周波数と音声キャリア周波数の中間に調整
する。スペクトラム・アナライザのタイム・ベースは、
ビデオ信号に同期しているので、ビデオ信号の垂直帰線
期間中にのみスペクトラム・アナライザは周波数掃引を
行う。スペクトラム・アナライザは、テレビジョン信号
の各同期信号に応答して動作するが、これらのイベント
間で図３に示すようなシステムのノイズの振幅を表示す
る。
【００１１】図４は、本発明の一実施例の構成を示すブ
ロック図であり、従来のスペクトラム・アナライザ、例
えば米国オレゴン州ビーバートンのテクトロニクス社が
製造及び販売している２７１０型スペクトラム・アナラ
イザ等の測定器に目的とする測定に必要なハードウエア
を追加した構成になっている。図４で破線より上側は従
来のスペクトラム・アナライザの構成であり、破線より
下側が新たに追加したハードウエア部分である。このス
ペクトラム・アナライザ１０は、ＲＦ入力信号を減衰
し、フィルタ処理し、掃引局部発振器１２の掃引周波数
と混合してＲＦ入力信号の周波数を第１中間周波数（１
ｓｔ ＩＦ）まで降下させる。この第１中間周波数は、
固定局部発振器１４の周波数と混合され、第２中間周波
数（２ｎｄＩＦ）が得られる。この第２中間周波数は、
システム・クロック信号ＣＬＫと混合され、最終中間周
波数（ＦＩＮＡＬ ＩＦ）が得られ、その後処理は、こ
の最終中間周波数に対して行う。
ロック図であり、従来のスペクトラム・アナライザ、例
えば米国オレゴン州ビーバートンのテクトロニクス社が
製造及び販売している２７１０型スペクトラム・アナラ
イザ等の測定器に目的とする測定に必要なハードウエア
を追加した構成になっている。図４で破線より上側は従
来のスペクトラム・アナライザの構成であり、破線より
下側が新たに追加したハードウエア部分である。このス
ペクトラム・アナライザ１０は、ＲＦ入力信号を減衰
し、フィルタ処理し、掃引局部発振器１２の掃引周波数
と混合してＲＦ入力信号の周波数を第１中間周波数（１
ｓｔ ＩＦ）まで降下させる。この第１中間周波数は、
固定局部発振器１４の周波数と混合され、第２中間周波
数（２ｎｄＩＦ）が得られる。この第２中間周波数は、
システム・クロック信号ＣＬＫと混合され、最終中間周
波数（ＦＩＮＡＬ ＩＦ）が得られ、その後処理は、こ
の最終中間周波数に対して行う。
【００１２】最終中間周波数は、可変帯域幅のＩＦ増幅
器１６に入力され、更に対数増幅器１８に供給される。
対数増幅器１８の出力は、ビデオ増幅器２０及びトリガ
回路２２の両方に入力される。ビデオ増幅器２０の出力
は、デジタル信号に変換されてデジタル・メモリ２４に
記憶されるか、又は偏向増幅器２６に送られてＣＲＴそ
の他の適当な表示器２８上に表示される。トリガ回路２
２の出力は、掃引及び垂直軸掃引回路３２に供給され、
ビデオ信号を表示するのに必要な掃引信号が発生され
る。このビデオ信号は、ビデオ増幅器２０又はデジタル
・メモリ２４から偏向増幅器２６に供給される。
器１６に入力され、更に対数増幅器１８に供給される。
対数増幅器１８の出力は、ビデオ増幅器２０及びトリガ
回路２２の両方に入力される。ビデオ増幅器２０の出力
は、デジタル信号に変換されてデジタル・メモリ２４に
記憶されるか、又は偏向増幅器２６に送られてＣＲＴそ
の他の適当な表示器２８上に表示される。トリガ回路２
２の出力は、掃引及び垂直軸掃引回路３２に供給され、
ビデオ信号を表示するのに必要な掃引信号が発生され
る。このビデオ信号は、ビデオ増幅器２０又はデジタル
・メモリ２４から偏向増幅器２６に供給される。
【００１３】スペクトラム・アナライザ１０は、ゼロ・
スパン状態で映像キャリア周波数より高い周波数に同調
されているので、掃引回路３２内の同期分離回路は適当
な回路を追加しなくては正常に動作しない。このこと
は、図３のゼロ・スパン応答の波形が垂直同期信号の波
形と類似するものでないことから理解出来よう。この為
に追加するハードウエアは、最終ミキサ３８の出力端に
接続されたＩＦ増幅器３６、ＩＦ増幅器３６の出力端に
接続されたビデオ検波器４０、ビデオ検波器４０の出力
端に接続されたビデオ増幅器４２等を含んでいる。スイ
ッチ４１によって極性が決定するビデオ増幅器４２の出
力は、スイッチ４３を介してトリガ回路２２の同期分離
回路に送られる外、偏向増幅器２６にも直接送られる。
このような構成により、垂直帰線期間中の表示掃引信号
のトリガが可能になるので、図３に示したような波形表
示を得ることが出来る。このシステムにおいて、映像キ
ャリア周波数が１２．５ＭＨｚのとき、スペクトラム・
アナライザ１０は、ゼロ・スパン状態でテレビジョン信
号に正常に同調する。
スパン状態で映像キャリア周波数より高い周波数に同調
されているので、掃引回路３２内の同期分離回路は適当
な回路を追加しなくては正常に動作しない。このこと
は、図３のゼロ・スパン応答の波形が垂直同期信号の波
形と類似するものでないことから理解出来よう。この為
に追加するハードウエアは、最終ミキサ３８の出力端に
接続されたＩＦ増幅器３６、ＩＦ増幅器３６の出力端に
接続されたビデオ検波器４０、ビデオ検波器４０の出力
端に接続されたビデオ増幅器４２等を含んでいる。スイ
ッチ４１によって極性が決定するビデオ増幅器４２の出
力は、スイッチ４３を介してトリガ回路２２の同期分離
回路に送られる外、偏向増幅器２６にも直接送られる。
このような構成により、垂直帰線期間中の表示掃引信号
のトリガが可能になるので、図３に示したような波形表
示を得ることが出来る。このシステムにおいて、映像キ
ャリア周波数が１２．５ＭＨｚのとき、スペクトラム・
アナライザ１０は、ゼロ・スパン状態でテレビジョン信
号に正常に同調する。
【００１４】ノイズの振幅を実際に測定する方法では、
各測定の度に値が微小に変化するので平均化技法を用い
ている。垂直帰線期間中の各掃引毎にサンプリングし、
十分な数のサンプルを得てノイズ・パワーを平均化する
ことによって安定した測定値が得られる。この為、以下
に述べるような状態にスペクトラム・アナライザ１０を
設定する必要がある。図１は、キャリア対ノイズ（Ｃ／
Ｎ）比測定ルーチンの流れ図である。先ず、オペレータ
は、被測定信号の映像キャリア周波数にスペクトラム・
アナライザのマーカを合わせる。このルーチンでは、ス
ペクトラム・アナライザをゼロ・スパン・モードに設定
し、その周波数を映像キャリア周波数に同調させる。次
に、スペクトラム・アナライザ１０は、キャリアの同期
信号のピークの実効値とキャリアの周波数を測定する。
更に、スペクトラム・アナライザのゼロ・スパン・モー
ドで映像キャリア周波数より３ＭＨｚ高い周波数にオフ
セット調整する。次に、取り込みサンプルの平均化モー
ドを選択し、テレビジョン信号のライン数を調整して表
示スクリーンの中央に垂直帰線期間の部分を持ってく
る。同じ水平位置（単点）から順次得たサンプルの平均
化（単点平均化）又は全掃引期間に亘って順次得られた
複数のサンプルの平均化（アンサンブル平均化）の何れ
かの処理が一連の掃引に亘って行われ、安定した測定値
が得られる。探索アルゴリズムによって、垂直同期パル
スから得られるインパルスの中の２つを指定し、それら
２つのインパルスの間の中央点から平均化サンプルを得
るか、又は平均化すべき単一の点を最初に指定する。取
り込み動作の停止後、探索アルゴリズムによって指定さ
れたインパルス間の中央の振幅値をノイズの振幅として
取り、このノイズ値をスペクトラム・アナライザのノイ
ズ・レベルに対して補正する。同期信号のピークの絶対
値（ｄＢｍ）と測定したノイズの値とのデシベル値の差
としてＣ／Ｎ比を計算する。このＣ／Ｎ比の値はＣＲＴ
その他の表示器上に数値で表示された後、スペクトラム
・アナライザは、Ｃ／Ｎ比測定ルーチンの以前の設定状
態に戻る。
各測定の度に値が微小に変化するので平均化技法を用い
ている。垂直帰線期間中の各掃引毎にサンプリングし、
十分な数のサンプルを得てノイズ・パワーを平均化する
ことによって安定した測定値が得られる。この為、以下
に述べるような状態にスペクトラム・アナライザ１０を
設定する必要がある。図１は、キャリア対ノイズ（Ｃ／
Ｎ）比測定ルーチンの流れ図である。先ず、オペレータ
は、被測定信号の映像キャリア周波数にスペクトラム・
アナライザのマーカを合わせる。このルーチンでは、ス
ペクトラム・アナライザをゼロ・スパン・モードに設定
し、その周波数を映像キャリア周波数に同調させる。次
に、スペクトラム・アナライザ１０は、キャリアの同期
信号のピークの実効値とキャリアの周波数を測定する。
更に、スペクトラム・アナライザのゼロ・スパン・モー
ドで映像キャリア周波数より３ＭＨｚ高い周波数にオフ
セット調整する。次に、取り込みサンプルの平均化モー
ドを選択し、テレビジョン信号のライン数を調整して表
示スクリーンの中央に垂直帰線期間の部分を持ってく
る。同じ水平位置（単点）から順次得たサンプルの平均
化（単点平均化）又は全掃引期間に亘って順次得られた
複数のサンプルの平均化（アンサンブル平均化）の何れ
かの処理が一連の掃引に亘って行われ、安定した測定値
が得られる。探索アルゴリズムによって、垂直同期パル
スから得られるインパルスの中の２つを指定し、それら
２つのインパルスの間の中央点から平均化サンプルを得
るか、又は平均化すべき単一の点を最初に指定する。取
り込み動作の停止後、探索アルゴリズムによって指定さ
れたインパルス間の中央の振幅値をノイズの振幅として
取り、このノイズ値をスペクトラム・アナライザのノイ
ズ・レベルに対して補正する。同期信号のピークの絶対
値（ｄＢｍ）と測定したノイズの値とのデシベル値の差
としてＣ／Ｎ比を計算する。このＣ／Ｎ比の値はＣＲＴ
その他の表示器上に数値で表示された後、スペクトラム
・アナライザは、Ｃ／Ｎ比測定ルーチンの以前の設定状
態に戻る。
【００１５】上述のＣ／Ｎ比測定よりも、複合３重ビー
トの測定の方が困難である。手動測定の際には、最初に
同期信号の実効値を例えば３００ＫＨｚの分解能帯域幅
で測定する。その後、キャリアを除去してから残留信号
を３０ＫＨｚの帯域幅で測定する。このときの残留信号
は殆どノイズと区別し難い。
トの測定の方が困難である。手動測定の際には、最初に
同期信号の実効値を例えば３００ＫＨｚの分解能帯域幅
で測定する。その後、キャリアを除去してから残留信号
を３０ＫＨｚの帯域幅で測定する。このときの残留信号
は殆どノイズと区別し難い。
【００１６】３重ビートの自動測定を行う為には、図４
に示すように従来のスペクトラム・アナライザに上述の
Ｃ／Ｎ比測定の場合より更に適当なハードウエアを追加
する。固定同調プリセレクタ４６は、３重ビート測定を
行う際にスイッチ４７Ａ及び４７ＢによってＲＦ入力相
互変調信号路に挿入される。また、伝送路ＩＦゲート５
０がビデオ信号に変換される以前の中間周波数信号路に
挿入されている。このＩＦゲート５０は、トリガ回路２
２の出力を入力として受けるゲート制御回路４９により
制御される。プリセレクタ４６が必要な理由は、広帯域
のＣＡＴＶ信号が入力端に直接供給されると、その入力
信号に存在する以上の３重ビート信号をスペクトラム・
アナライザ自身が発生してしまうからである。
に示すように従来のスペクトラム・アナライザに上述の
Ｃ／Ｎ比測定の場合より更に適当なハードウエアを追加
する。固定同調プリセレクタ４６は、３重ビート測定を
行う際にスイッチ４７Ａ及び４７ＢによってＲＦ入力相
互変調信号路に挿入される。また、伝送路ＩＦゲート５
０がビデオ信号に変換される以前の中間周波数信号路に
挿入されている。このＩＦゲート５０は、トリガ回路２
２の出力を入力として受けるゲート制御回路４９により
制御される。プリセレクタ４６が必要な理由は、広帯域
のＣＡＴＶ信号が入力端に直接供給されると、その入力
信号に存在する以上の３重ビート信号をスペクトラム・
アナライザ自身が発生してしまうからである。
【００１７】ＩＦゲート５０が必要な理由は、入力信号
の振幅が大きい場合にこのＩＦゲートがないと中間周波
数（ＩＦ）フィルタが信号を減衰するのに過長な時間を
要するからである。映像キャリアが除去された直後にＩ
Ｆチャンネルが導通した場合には、このＩＦチャンネル
が挿入されている限り、中心周波数から１２５ＫＨｚ離
れた周波数で突然発生するキャリアに応答して急激に振
幅が増加する過渡応答が発生し、これはその後徐々に減
衰していく。この減衰が進むにはおよそ水平ライン３本
分の時間を要するので、３重ビートを測定出来る。
の振幅が大きい場合にこのＩＦゲートがないと中間周波
数（ＩＦ）フィルタが信号を減衰するのに過長な時間を
要するからである。映像キャリアが除去された直後にＩ
Ｆチャンネルが導通した場合には、このＩＦチャンネル
が挿入されている限り、中心周波数から１２５ＫＨｚ離
れた周波数で突然発生するキャリアに応答して急激に振
幅が増加する過渡応答が発生し、これはその後徐々に減
衰していく。この減衰が進むにはおよそ水平ライン３本
分の時間を要するので、３重ビートを測定出来る。
【００１８】このような複合３重ビートを測定する装置
は、システムのヘッドエンドに必要なものである。単に
キャリアを除去するだけでは、視聴者のテレビジョン受
像器側に大きなバズ音を発生させることになる。このバ
ズ音の問題は、テレビジョン受像器で用いられている所
謂インターキャリア・サウンド方式に起因するものであ
る。この方式は、音声キャリアを分離して増幅しないで
映像キャリア用のＩＦ増幅器をかなり低いレベルで通過
させる。受像器の検波器では、映像と音声との差、即ち
インターキャリアが４．５ＭＨｚの信号を受信し、増幅
してＦＭ検波してテレビジョン受像器の音声出力が得ら
れる。従って、映像キャリアを短期間除去すると、４．
５ＭＨｚのインターキャリア信号も消失し、バズ音の原
因となる。この問題を回避又は最少にする為に、本発明
によれば、映像キャリアを除去せず、測定期間中に映像
キャリアの周波数を約１２５ＫＨｚ低く変化させ、映像
キャリアが存在した周波数領域のスペクトル干渉を除去
している。このようなバズ音の問題を避けるには、映像
キャリアと音声キャリアとの間のインターキャリア周波
数及びインターキャリア位相を正確に維持するように、
音声キャリアの周波数を同じ量だけ正確に変化させなけ
ればならない。
は、システムのヘッドエンドに必要なものである。単に
キャリアを除去するだけでは、視聴者のテレビジョン受
像器側に大きなバズ音を発生させることになる。このバ
ズ音の問題は、テレビジョン受像器で用いられている所
謂インターキャリア・サウンド方式に起因するものであ
る。この方式は、音声キャリアを分離して増幅しないで
映像キャリア用のＩＦ増幅器をかなり低いレベルで通過
させる。受像器の検波器では、映像と音声との差、即ち
インターキャリアが４．５ＭＨｚの信号を受信し、増幅
してＦＭ検波してテレビジョン受像器の音声出力が得ら
れる。従って、映像キャリアを短期間除去すると、４．
５ＭＨｚのインターキャリア信号も消失し、バズ音の原
因となる。この問題を回避又は最少にする為に、本発明
によれば、映像キャリアを除去せず、測定期間中に映像
キャリアの周波数を約１２５ＫＨｚ低く変化させ、映像
キャリアが存在した周波数領域のスペクトル干渉を除去
している。このようなバズ音の問題を避けるには、映像
キャリアと音声キャリアとの間のインターキャリア周波
数及びインターキャリア位相を正確に維持するように、
音声キャリアの周波数を同じ量だけ正確に変化させなけ
ればならない。
【００１９】図５は、変調器、即ち送信前信号プロセッ
サの如きＣＡＴＶの信号源とＣＡＴＶ信号結合装置と間
に接続されるヘッドエンド・ユニット５１の構成を示す
ブロック図である。１対の安全装置付リレー５２Ａ及び
５２Ｂは、ヘッドエンド・ユニット５１が動作を停止し
ていたり、電源の故障があった場合には、信号源からの
入力信号をヘッドエンド・ユニット５１の出力端に直接
供給する。入力信号は緩衝増幅器５４で増幅された後、
広帯域検波器５６に入力され、入力信号からインターキ
ャリア信号が再生され、その後同期ストリッパー５７か
ら同期信号が得られる。この同期信号は、ライン選択回
路５９を介してＲＦゲート５８Ａのタイミングを制御
し、周波数を変化させたキャリア信号を垂直帰線期間中
の３本のライン期間中出力させる。
サの如きＣＡＴＶの信号源とＣＡＴＶ信号結合装置と間
に接続されるヘッドエンド・ユニット５１の構成を示す
ブロック図である。１対の安全装置付リレー５２Ａ及び
５２Ｂは、ヘッドエンド・ユニット５１が動作を停止し
ていたり、電源の故障があった場合には、信号源からの
入力信号をヘッドエンド・ユニット５１の出力端に直接
供給する。入力信号は緩衝増幅器５４で増幅された後、
広帯域検波器５６に入力され、入力信号からインターキ
ャリア信号が再生され、その後同期ストリッパー５７か
ら同期信号が得られる。この同期信号は、ライン選択回
路５９を介してＲＦゲート５８Ａのタイミングを制御
し、周波数を変化させたキャリア信号を垂直帰線期間中
の３本のライン期間中出力させる。
【００２０】２つの電圧制御型発振器がそれに関連する
制御ループ回路と共に設けられている。オペレータは、
前面パネルのスイッチを用いて被測定チャンネルを選択
する。この前面パネルのスイッチは、第１電圧制御型発
振器６２の１チップ・シンセサイザ６０を制御し、選択
されたチャンネルのキャリア信号の周波数を１２５ＫＨ
ｚ低く設定する。この発振器６２は、周波数を変化させ
たキャリア信号の発生器として用いられる。第２電圧制
御型発振器６４は、周波数を変化させた音声信号を発生
する。この周波数が変化された音声信号の周波数を正確
な値にする為に、この信号とミキサ６１から発生される
周波数変化されたキャリア信号との間の周波数差を広帯
域検波器５６から帯域通過フィルタ６３を介して得られ
るインターキャリア信号の周波数と等しく設定するよう
にＰＬＬ（位相ロック・ループ）６６を用いて調整す
る。第２ミキサ６５は、上述の周波数差信号とインター
キャリア信号とを受け、ＰＬＬ６６の制御信号を発生す
る。このＰＬＬのロジック・ユニットでも１チップ・シ
ンセサイザ６０を用いており、これによって発振器６４
の周波数は、高周波側のキャリア周波数の正確な値に確
実にロックされる。
制御ループ回路と共に設けられている。オペレータは、
前面パネルのスイッチを用いて被測定チャンネルを選択
する。この前面パネルのスイッチは、第１電圧制御型発
振器６２の１チップ・シンセサイザ６０を制御し、選択
されたチャンネルのキャリア信号の周波数を１２５ＫＨ
ｚ低く設定する。この発振器６２は、周波数を変化させ
たキャリア信号の発生器として用いられる。第２電圧制
御型発振器６４は、周波数を変化させた音声信号を発生
する。この周波数が変化された音声信号の周波数を正確
な値にする為に、この信号とミキサ６１から発生される
周波数変化されたキャリア信号との間の周波数差を広帯
域検波器５６から帯域通過フィルタ６３を介して得られ
るインターキャリア信号の周波数と等しく設定するよう
にＰＬＬ（位相ロック・ループ）６６を用いて調整す
る。第２ミキサ６５は、上述の周波数差信号とインター
キャリア信号とを受け、ＰＬＬ６６の制御信号を発生す
る。このＰＬＬのロジック・ユニットでも１チップ・シ
ンセサイザ６０を用いており、これによって発振器６４
の周波数は、高周波側のキャリア周波数の正確な値に確
実にロックされる。
【００２１】これら２つの周波数が変化された信号は、
出力緩衝増幅器６８Ａ及び６８Ｂ並びに減衰器７０Ａ及
び７０Ｂによって夫々振幅調整された後、信号結合装置
７２により結合される。この結合された信号は、ＲＦゲ
ート５８Ａを介して信号結合器７３に供給され、ＲＦゲ
ート５８Ｂからの信号と結合され、テレビジョン信号の
垂直帰線期間中の３本の水平ライン期間中、ＲＦ出力信
号を発生させる。オペレータは特定の水平ラインを適宜
選択することにより、存在する可能性のある他の垂直帰
線期間信号との干渉を回避する。ＲＦゲート５８Ａ及び
５８Ｂが、選択された第１ラインの同期信号の直後に開
き、これに連続する４番目のライン同期信号の直前で閉
じた場合には、テレビジョンの受像器の水平同期信号を
殆ど攪乱することはない。周波数が変化された音声信号
の振幅は、信号源の音声信号の振幅と同じであるが、周
波数が変化されたキャリア信号の振幅は、同期チップの
最大振幅である必要はなく、最大振幅の約６ｄＢ低い振
幅でも良い。
出力緩衝増幅器６８Ａ及び６８Ｂ並びに減衰器７０Ａ及
び７０Ｂによって夫々振幅調整された後、信号結合装置
７２により結合される。この結合された信号は、ＲＦゲ
ート５８Ａを介して信号結合器７３に供給され、ＲＦゲ
ート５８Ｂからの信号と結合され、テレビジョン信号の
垂直帰線期間中の３本の水平ライン期間中、ＲＦ出力信
号を発生させる。オペレータは特定の水平ラインを適宜
選択することにより、存在する可能性のある他の垂直帰
線期間信号との干渉を回避する。ＲＦゲート５８Ａ及び
５８Ｂが、選択された第１ラインの同期信号の直後に開
き、これに連続する４番目のライン同期信号の直前で閉
じた場合には、テレビジョンの受像器の水平同期信号を
殆ど攪乱することはない。周波数が変化された音声信号
の振幅は、信号源の音声信号の振幅と同じであるが、周
波数が変化されたキャリア信号の振幅は、同期チップの
最大振幅である必要はなく、最大振幅の約６ｄＢ低い振
幅でも良い。
【００２２】図６は、本発明の他の実施例であるヘッド
エンド・ユニット５１′の構成を示すブロック図であ
る。単一チャンネルの信号源７４は、ビデオ・コンポー
ネント信号と音声変調信号を発生する。音声変調信号
は、インターキャリア周波数発振器７５を変調し、その
変調出力がミキサ７７によりＩＦ発振器７９からのＩＦ
信号と混合される。ミキサ７７の出力は、ＢＰＦ（帯域
通過フィルタ）８１に入力され、音声信号が発生され
る。ビデオ・コンポーネント信号は、ゲート８３を介し
て変調器７６に供給され、ここで発振器７９からのＩＦ
信号が変調されビデオ信号が発生される。これらビデオ
信号及び音声信号は、結合器８５に入力され、その出力
が出力ミキサ７８に供給されチャンネル・キャリア周波
数が変調される。この結果得られた信号がＢＰＦ８７で
フィルタ処理され更に増幅されてヘッドエンド信号結合
器へ出力される。キャリア周波数ＰＬＬ８０は、位相検
波器８４の出力電圧で制御されるキャリアＶＣＯ（電圧
制御型発振器）８２を有する。オフセット信号がＰＬＬ
ロジック回路８６に供給され、その出力信号が位相検波
器８４に供給され、基準発振器８８から出力されるオフ
セット周波数の２分の１の周波数と比較される。図６に
示すように、キャリア周波数は、３重ビートの測定期間
中１２５ＫＨｚだけオフセットされる。
エンド・ユニット５１′の構成を示すブロック図であ
る。単一チャンネルの信号源７４は、ビデオ・コンポー
ネント信号と音声変調信号を発生する。音声変調信号
は、インターキャリア周波数発振器７５を変調し、その
変調出力がミキサ７７によりＩＦ発振器７９からのＩＦ
信号と混合される。ミキサ７７の出力は、ＢＰＦ（帯域
通過フィルタ）８１に入力され、音声信号が発生され
る。ビデオ・コンポーネント信号は、ゲート８３を介し
て変調器７６に供給され、ここで発振器７９からのＩＦ
信号が変調されビデオ信号が発生される。これらビデオ
信号及び音声信号は、結合器８５に入力され、その出力
が出力ミキサ７８に供給されチャンネル・キャリア周波
数が変調される。この結果得られた信号がＢＰＦ８７で
フィルタ処理され更に増幅されてヘッドエンド信号結合
器へ出力される。キャリア周波数ＰＬＬ８０は、位相検
波器８４の出力電圧で制御されるキャリアＶＣＯ（電圧
制御型発振器）８２を有する。オフセット信号がＰＬＬ
ロジック回路８６に供給され、その出力信号が位相検波
器８４に供給され、基準発振器８８から出力されるオフ
セット周波数の２分の１の周波数と比較される。図６に
示すように、キャリア周波数は、３重ビートの測定期間
中１２５ＫＨｚだけオフセットされる。
【００２３】図２は、複合３重ビートの測定手順を示す
流れ図である。先ず、オペレータは、３重ビート測定を
行うチャンネルを選択する。スペクトラム・アナライザ
１０は、この選択チャンネルに制御を移し、プリセレク
タ４６をオン状態とする。次に、可変帯域幅ＩＦ増幅器
１６内に３００ＫＨｚかそれ以上の分解能帯域幅のフィ
ルタを用いて同期信号のピーク値を測定する。その後、
分解能帯域幅３０ＫＨｚでゼロ・スパン・モードの特定
のチャンネルのキャリア周波数に同調するようにスペク
トラム・アナライザ１０を調整し、プリセレクタ４６を
オンにする。ＩＦゲート５０をオフに設定し、キャリア
変調信号をヘッドエンドで除去し、キャリア周波数にオ
フセットを与える。その後、ＩＦゲートをオンとし、垂
直帰線期間中の限られた数のライン、およそ２−１／２
＋ラインの期間にサンプリングを行う。その後、ＩＦゲ
ートを再びオフに設定し、ヘッドエンドでキャリア周波
数及び変調の再生を行う。このサイクルを一連のビデオ
・フィールドで繰り返し、十分な数のサンプルを取り込
む。これらのサンプル全体を平均化した後、スペクトラ
ム・アナライザ１０は以前の状態、即ちＩＦゲートをオ
ン、プリセレクタをオフの状態にリセットする。そし
て、表示情報を検索走査し、ＩＦゲート５０をオンさせ
たインパルス（オン・インパルス）と次にＩＦゲート５
０をオフさせたインパルス（オフ・インパルス）を見つ
けることにより、上述の２−１／２＋ラインの終端の平
均サンプルを３重ビート・ノイズのサンプルとして選択
する。オフ・インパルスの直前の振幅が３重ビートの振
幅として取り込まれる。同期信号のピーク値と測定され
た３重ビートの値との間のデシベル値差として３重ビー
ト比が計算される。最後に、計算された３重ビート比を
表示器２８上に適宜表示する。
流れ図である。先ず、オペレータは、３重ビート測定を
行うチャンネルを選択する。スペクトラム・アナライザ
１０は、この選択チャンネルに制御を移し、プリセレク
タ４６をオン状態とする。次に、可変帯域幅ＩＦ増幅器
１６内に３００ＫＨｚかそれ以上の分解能帯域幅のフィ
ルタを用いて同期信号のピーク値を測定する。その後、
分解能帯域幅３０ＫＨｚでゼロ・スパン・モードの特定
のチャンネルのキャリア周波数に同調するようにスペク
トラム・アナライザ１０を調整し、プリセレクタ４６を
オンにする。ＩＦゲート５０をオフに設定し、キャリア
変調信号をヘッドエンドで除去し、キャリア周波数にオ
フセットを与える。その後、ＩＦゲートをオンとし、垂
直帰線期間中の限られた数のライン、およそ２−１／２
＋ラインの期間にサンプリングを行う。その後、ＩＦゲ
ートを再びオフに設定し、ヘッドエンドでキャリア周波
数及び変調の再生を行う。このサイクルを一連のビデオ
・フィールドで繰り返し、十分な数のサンプルを取り込
む。これらのサンプル全体を平均化した後、スペクトラ
ム・アナライザ１０は以前の状態、即ちＩＦゲートをオ
ン、プリセレクタをオフの状態にリセットする。そし
て、表示情報を検索走査し、ＩＦゲート５０をオンさせ
たインパルス（オン・インパルス）と次にＩＦゲート５
０をオフさせたインパルス（オフ・インパルス）を見つ
けることにより、上述の２−１／２＋ラインの終端の平
均サンプルを３重ビート・ノイズのサンプルとして選択
する。オフ・インパルスの直前の振幅が３重ビートの振
幅として取り込まれる。同期信号のピーク値と測定され
た３重ビートの値との間のデシベル値差として３重ビー
ト比が計算される。最後に、計算された３重ビート比を
表示器２８上に適宜表示する。
【００２４】上述の如く本発明によれば、運転中のＣＡ
ＴＶシステムにおいて、入力ビデオ信号の垂直帰線期間
中のトリガに応じてゼロ・スパン・モードでアンサンブ
ルの平均化処理を行うことにより、キャリア対ノイズの
測定及び複合３重ビートの測定を効果的に行うことが出
来る。キャリア対ノイズ比は、各水平ラインの固定点に
おける平均データから求めることが出来、３重ビート比
は、キャリア周波数に僅かにオフセットを与え、ビデオ
の変調をオフ状態とした後からライン３本分の終端まで
の期間で平均化することにより求めることが出来る。
ＴＶシステムにおいて、入力ビデオ信号の垂直帰線期間
中のトリガに応じてゼロ・スパン・モードでアンサンブ
ルの平均化処理を行うことにより、キャリア対ノイズの
測定及び複合３重ビートの測定を効果的に行うことが出
来る。キャリア対ノイズ比は、各水平ラインの固定点に
おける平均データから求めることが出来、３重ビート比
は、キャリア周波数に僅かにオフセットを与え、ビデオ
の変調をオフ状態とした後からライン３本分の終端まで
の期間で平均化することにより求めることが出来る。
【００２５】以上本発明の好適実施例について説明した
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。
が、本発明はここに説明した実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱することなく必要に応
じて種々の変形及び変更を実施し得ることは当業者には
明らかである。
【００２６】
【発明の効果】本発明のテレビジョン測定方法によれ
ば、スペクトラム・アナライザの如き周波数領域測定器
を用いて特に多数のチャンネルを有するケーブル・テレ
ビジョン・システムの視聴者の障害になることなく、Ｃ
／Ｎ比及び複合３重ビート比の測定を簡単且つ低コスト
で行えるので、その効果は極めて大きい。
ば、スペクトラム・アナライザの如き周波数領域測定器
を用いて特に多数のチャンネルを有するケーブル・テレ
ビジョン・システムの視聴者の障害になることなく、Ｃ
／Ｎ比及び複合３重ビート比の測定を簡単且つ低コスト
で行えるので、その効果は極めて大きい。
【図１】本発明の一実施例の手順を示す流れ図である。
【図２】本発明の他の実施例の手順を示す流れ図であ
る。
る。
【図３】テレビジョン信号の垂直同期信号波形及びスペ
クトラム・アナライザのゼロ・スパン応答の表示波形の
例を示す図である。
クトラム・アナライザのゼロ・スパン応答の表示波形の
例を示す図である。
【図４】本発明に用いられるスペクトラム・アナライザ
の一実施例の構成を示すブロック図である。
の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明に用いられるヘッドエンド・ユニットの
一実施例の構成を示すブロック図である。
一実施例の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明に用いられるヘッドエンド・ユニットの
他の実施例の構成を示すブロック図である。
他の実施例の構成を示すブロック図である。
１０ 周波数領域測定器（スペクトラム・アナライザ）
５１、５１′ヘッドエンド・ユニット
Claims (2)
- 【請求項１】 周波数領域測定器を用いて複合ＲＦテレ
ビジョン信号のキャリア対ノイズ比を測定するテレビジ
ョン信号測定方法であって、 上記複合ＲＦテレビジョン信号に含まれる複数チャンネ
ルのキャリア周波数の中の特定のチャンネル周波数に上
記周波数領域測定器を同調させ、 上記特定のチャンネルのキャリア周波数及び同期信号の
ピーク値を測定し、 上記周波数領域測定器の周波数を上記特定チャンネルの
キャリア周波数からオフセットさせ、 上記テレビジョン信号の非変調期間中、上記複合ビデオ
信号をサンプリングし、同期信号間の平均値を求め、 上記同期信号のピーク値及び上記平均値から上記特定の
チャンネルのキャリア周波数におけるキャリア対ノイズ
比を計算することを特徴とするテレビジョン信号測定方
法。 - 【請求項２】 ヘッドエンド及び分配システムを含むケ
ーブル・テレビジョン・システムにおける複合３重ビー
ト比を測定する方法であって、 周波数領域測定器を用いて上記分配システムの選択され
たチャンネルの同期信号のピーク値を求め、 上記ヘッドエンドの選択されたチャンネルのキャリア周
波数を特定のラインの非変調期間中に所定量だけオフセ
ットし、 上記特定のライン期間中に上記選択されたチャンネルの
信号をサンプリングし、 上記特定のラインの終端時点におけるサンプル点の値の
平均値を計算し、 該平均値及び上記同期信号のピーク値から上記複合３重
ビート比を計算することを特徴とするテレビジョン信号
測定方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US615119 | 1990-11-19 | ||
| US07/615,119 US5073822A (en) | 1990-11-19 | 1990-11-19 | In-service cable television measurements |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0530539A true JPH0530539A (ja) | 1993-02-05 |
| JP2805557B2 JP2805557B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=24464061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3330087A Expired - Fee Related JP2805557B2 (ja) | 1990-11-19 | 1991-11-19 | テレビジョン信号測定方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5073822A (ja) |
| EP (1) | EP0487306A3 (ja) |
| JP (1) | JP2805557B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006329839A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Tektronix Japan Ltd | 雑音特性表示方法 |
Families Citing this family (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5221967A (en) * | 1991-05-08 | 1993-06-22 | The University Of British Columbia | Signal quality monitoring system |
| US5394185A (en) * | 1993-01-08 | 1995-02-28 | Tektronix, Inc. | In-service CATV HUM measurement technique |
| US5473361A (en) * | 1993-01-19 | 1995-12-05 | Tektronix, Inc. | Cable television test and measurement system |
| US5323239A (en) * | 1993-05-11 | 1994-06-21 | The University Of British Columbia | Signal correction for composite triple beat impairments |
| US5329311A (en) * | 1993-05-11 | 1994-07-12 | The University Of British Columbia | System for determining noise content of a video signal in the disclosure |
| US5790523A (en) * | 1993-09-17 | 1998-08-04 | Scientific-Atlanta, Inc. | Testing facility for a broadband communications system |
| US5493209A (en) * | 1993-10-20 | 1996-02-20 | Tektronix, Inc. | Tunable trigger acquisition system and method for making in-service time-domain signal measurements |
| US5452009A (en) * | 1993-12-29 | 1995-09-19 | Zenith Electronics Corp. | Digital transmission system with data rate optimized for noise in transmission medium |
| US5642154A (en) * | 1994-09-07 | 1997-06-24 | Zenith Electronics Corporation | Cable maintenance system |
| US5585842A (en) * | 1994-09-19 | 1996-12-17 | Wavetek Corporation | CATV frequency sweep testing using RF transmitter to generate test signals |
| US5847660A (en) * | 1994-12-21 | 1998-12-08 | Motorola, Inc. | Method for avoiding interference in a cable telephony system |
| US5617137A (en) * | 1995-05-30 | 1997-04-01 | Tektronix, Inc. | In-service measurement of composite triple beats in a cable television system |
| US5661529A (en) * | 1995-06-07 | 1997-08-26 | The University Of British Columbia | Measurement of noise impairments of TV signals |
| US5574495A (en) * | 1995-10-18 | 1996-11-12 | General Instrument Corporation | Cable television data path error analyzer located at the set-top terminal |
| US6859828B1 (en) * | 1997-02-25 | 2005-02-22 | Agilent Technologies, Inc. | Bi-directional test system for network analysis |
| KR100225901B1 (ko) * | 1997-03-04 | 1999-10-15 | 최대용 | Catv 전송 라인 분리 시험 장치 및 방법 |
| US6151559A (en) * | 1997-06-21 | 2000-11-21 | Williams; Thomas H. | System and method for characterizing undesirable noise of a signal path within a selected frequency band |
| US5939887A (en) * | 1997-09-05 | 1999-08-17 | Tektronix, Inc. | Method for measuring spectral energy interference in a cable transmission system |
| JPH11113030A (ja) | 1997-10-07 | 1999-04-23 | Pioneer Electron Corp | コンポジットビデオ信号のｓｎ比測定方法及びシステム |
| US6278485B1 (en) * | 1997-12-01 | 2001-08-21 | Wavetek Corporation | Preconfigured CATV sweep testing method and apparatus |
| KR100256615B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2000-05-15 | 윤종용 | 케이블 텔레비젼 망을 이용한 데이터 통신 망에서 유한잡음측정을 위한 장치 |
| US6219095B1 (en) * | 1998-02-10 | 2001-04-17 | Wavetek Corporation | Noise measurement system |
| US6522987B1 (en) * | 1999-11-30 | 2003-02-18 | Agilent Technologies, Inc. | Monitoring system and method implementing a percent availability test |
| US7003414B1 (en) * | 1999-11-30 | 2006-02-21 | Agilent Technologies, Inc. | Monitoring system and method implementing failure time spectrum scan |
| US6961370B2 (en) * | 2001-03-29 | 2005-11-01 | Acterna | Sweep method using digital signals |
| US20020199210A1 (en) * | 2001-06-26 | 2002-12-26 | Pingnan Shi | Universal test meter for digital signal distribution systems |
| US7395548B2 (en) * | 2001-07-26 | 2008-07-01 | Comsonics, Inc. | System and method for signal validation and leakage detection |
| US7415367B2 (en) * | 2003-05-20 | 2008-08-19 | Arcom Digital, Llc | System and method to locate common path distortion on cable systems |
| US7584496B2 (en) * | 2005-02-22 | 2009-09-01 | Arcom Digital, Llc | Method and apparatus for pinpointing common path distortion |
| US8032095B1 (en) | 2005-03-03 | 2011-10-04 | Marvell International Ltd. | Method and apparatus for detecting carrier leakage in a wireless or similar system |
| US20060281424A1 (en) * | 2005-06-14 | 2006-12-14 | Oliver Kevin J | Ingress susceptibility on return path |
| US9647851B2 (en) | 2008-10-13 | 2017-05-09 | Ppc Broadband, Inc. | Ingress noise inhibiting network interface device and method for cable television networks |
| US8792542B2 (en) | 2009-03-26 | 2014-07-29 | Doble Engineering Company | Method and device for improved detection and analysis of partial discharge activity in and around high voltage electrical equipment |
| MX351190B (es) | 2012-10-17 | 2017-10-05 | Ppc Broadband Inc | Dispositivo de interfaz de red y metodo que tiene modo de operacion pasiva y manejo de ruido. |
| TWI513276B (zh) * | 2012-12-10 | 2015-12-11 | Univ Nat Kaohsiung Applied Sci | 用於有線電視架構的故障監控方法 |
| US9826263B2 (en) | 2014-10-22 | 2017-11-21 | Arcom Digital, Llc | Detecting CPD in HFC network with OFDM signals |
| US9960842B2 (en) | 2015-10-12 | 2018-05-01 | Arcom Digital, Llc | Network traffic-compatible time domain reflectometer |
| US10158423B2 (en) | 2017-01-31 | 2018-12-18 | Arcom Digital, Llc | Communicating network maintenance data in a cable system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5249730A (en) * | 1975-10-17 | 1977-04-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Noise detection unit |
| JPS6251883A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-06 | Victor Co Of Japan Ltd | ノイズ抑圧回路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3469190A (en) * | 1966-06-27 | 1969-09-23 | Anaconda Electronics Co | Tunable r.f. voltmeter for catv signal level indication |
| US3651403A (en) * | 1970-05-18 | 1972-03-21 | Jerrold Electronics Corp | Simultaneous sweep testing system for catv |
| US4023104A (en) * | 1975-08-08 | 1977-05-10 | Alpha Engineering Corporation | System for establishing signal level for transmission of a CATV cable |
| US4207431A (en) * | 1977-09-23 | 1980-06-10 | Broadband Technologies, Inc. | Apparatus and method for monitoring a communications system |
| US4408227A (en) * | 1981-06-03 | 1983-10-04 | Cushman Electronics, Inc. | Method and apparatus for television distribution system sweep testing |
| US4700222A (en) * | 1985-05-30 | 1987-10-13 | Gill Industries, Incorporated | Apparatus and method of testing the frequency response of a cable television system |
| US4721997A (en) * | 1986-06-02 | 1988-01-26 | Sencore, Inc. | Signal to noise ratio measurement by sampling noise outside carrier frequency |
-
1990
- 1990-11-19 US US07/615,119 patent/US5073822A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-11-19 JP JP3330087A patent/JP2805557B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-11-19 EP EP19910310658 patent/EP0487306A3/en not_active Ceased
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5249730A (en) * | 1975-10-17 | 1977-04-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Noise detection unit |
| JPS6251883A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-06 | Victor Co Of Japan Ltd | ノイズ抑圧回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006329839A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Tektronix Japan Ltd | 雑音特性表示方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2805557B2 (ja) | 1998-09-30 |
| EP0487306A2 (en) | 1992-05-27 |
| US5073822A (en) | 1991-12-17 |
| EP0487306A3 (en) | 1993-04-28 |
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