JPH05291833A - Peak value measurement circuit - Google Patents
Peak value measurement circuitInfo
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- JPH05291833A JPH05291833A JP8701692A JP8701692A JPH05291833A JP H05291833 A JPH05291833 A JP H05291833A JP 8701692 A JP8701692 A JP 8701692A JP 8701692 A JP8701692 A JP 8701692A JP H05291833 A JPH05291833 A JP H05291833A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はピーク値測定回路に関す
るものであり、詳しくは、アナログ入力信号のピーク値
をデジタル信号に変換する回路の改善に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a peak value measuring circuit, and more particularly to improvement of a circuit for converting a peak value of an analog input signal into a digital signal.
【0002】[0002]
【従来の技術】デジタルマルチメータの交流信号測定機
能の一つにピーク値測定がある。このような交流信号の
ピーク値測定回路としては、交流信号のピーク値をホー
ルドするピークホールド回路と、このピークホールド回
路にホールドされた交流信号のピーク値をデジタル信号
に変換するA/D変換器とを組み合わせ、A/D変換器
を測定対象交流信号とは独立に設定されているサンプリ
ングクロックでフリーラン駆動させることが考えられ
る。2. Description of the Related Art Peak value measurement is one of the AC signal measuring functions of a digital multimeter. As such an AC signal peak value measuring circuit, a peak hold circuit for holding the peak value of the AC signal and an A / D converter for converting the peak value of the AC signal held by the peak hold circuit into a digital signal It is conceivable that the A / D converter is driven in a free-run mode by a sampling clock that is set independently of the AC signal to be measured.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかし、このようにA
/D変換器をフリーラン駆動させた場合、どこのピーク
値を測定しているのか分からなくなってしまうという問
題がある。また、ピーク位置から時間的に遅れた時点で
サンプルが行われると、ホールド電圧の低下(ドルー
プ)の影響を受けることになり、正しい測定結果が得ら
れなくなる。そして、この影響は、ピークホールド回路
を高速信号に対応させるためにサンプルコンデンサの容
量を小さくした場合に顕著に現れる。However, in this way,
When the / D converter is driven by free-running, there is a problem that it becomes unclear which peak value is being measured. Further, if the sampling is performed at a time point delayed from the peak position, the hold voltage is lowered (droop), and a correct measurement result cannot be obtained. Then, this effect becomes remarkable when the capacitance of the sample capacitor is reduced in order to make the peak hold circuit compatible with high-speed signals.
【0004】本発明はこのような問題点を解決するもの
であり、その目的は、ホールド電圧の低下の影響の少な
い測定結果が得られるピーク値測定回路を実現すること
にある。The present invention solves such a problem, and an object of the present invention is to realize a peak value measuring circuit which can obtain a measurement result with less influence of a decrease in the hold voltage.
【0005】[0005]
【課題を解決するための手段】本発明は、このような問
題点を解決するために、アナログ入力信号のピーク値を
ホールドするピークホールド回路と、このピークホール
ド回路にホールドされたアナログ入力信号をデジタル信
号に変換するA/D変換器と、アナログ入力信号のピー
ク値を検出して前記A/D変換器にA/D変換スタート
トリガを出力するピーク検出回路、とで構成されたこと
を特徴とする。In order to solve such a problem, the present invention provides a peak hold circuit for holding a peak value of an analog input signal and an analog input signal held by the peak hold circuit. And a peak detection circuit that detects a peak value of an analog input signal and outputs an A / D conversion start trigger to the A / D converter. And
【0006】[0006]
【作用】A/D変換器は、ピーク検出回路から出力され
るA/D変換スタートトリガに従ってA/D変換を開始
する。これにより、A/D変換スタート時間のピーク値
の位置からの時間的な遅れは小さくなり、ホールド電圧
の低下の影響の少ない測定結果が得られる。The A / D converter starts A / D conversion according to the A / D conversion start trigger output from the peak detection circuit. As a result, the time delay from the position of the peak value of the A / D conversion start time becomes small, and the measurement result that is less affected by the decrease in the hold voltage can be obtained.
【0007】[0007]
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。図1は本発明の一実施例のブロック図である。図1
において、1はアナログ入力信号Vinのピーク値をホー
ルドするピークホールド回路であり、その出力信号VH
はA/D変換器2に入力されている。3はアナログ入力
信号Vinのピーク値を検出してA/D変換器2にA/D
変換のスタートトリガVsncを出力するピーク検出回路
である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention. Figure 1
1 is a peak hold circuit for holding the peak value of the analog input signal V in , and its output signal V H
Is input to the A / D converter 2. 3 detects the peak value of the analog input signal V in , and the A / D converter 2 receives the A / D signal.
It is a peak detection circuit that outputs a conversion start trigger V snc .
【0008】図2は図1の各部の波形図である。図2に
おいて、実線はアナログ入力信号V inを示している。2
点鎖線は理想的なピークホールド電圧を示し、点線は実
際のピークホールド電圧VHを示している。これら理想
的なピークホールド電圧と実際のピークホールド電圧V
Hとの差がドループ電圧になり、このドループ電圧が小
さい時点でA/D変換を行うことにより誤差の少ない測
定結果が得られる。矩形パルス信号はA/D変換のスタ
ートトリガVsncであり、その立ち上がりでA/D変換
が開始される。図2の例ではドループ電圧が発生する前
にA/D変換が開始されることになり、ドループ電圧に
よる誤差のない測定結果が得られる。FIG. 2 is a waveform diagram of each part of FIG. In Figure 2
The solid line indicates the analog input signal V inIs shown. Two
The dotted line shows the ideal peak hold voltage and the dotted line shows the actual peak hold voltage.
Peak hold voltage VHIs shown. These ideals
Peak hold voltage and actual peak hold voltage V
HIs the droop voltage, and this droop voltage is small.
A / D conversion is performed at
A fixed result is obtained. The rectangular pulse signal is an A / D conversion star
Trigger VsncAnd A / D conversion at the rising edge
Is started. Before the droop voltage is generated in the example of FIG.
A / D conversion will be started at
Therefore, the measurement result without error can be obtained.
【0009】図3は図1で用いるピーク検出回路3の具
体例図である。図3において、トランジスタQ1はスイ
ッチとバッファを兼ねている。トランジスタQrefおよ
びQs rcはカレントミラーよりなるレベルシフト回路を
構成している。A1はコンパレータである。トランジス
タQ1のベースには抵抗Rsを介してアナログ入力信号
Vinが入力され、トランジスタQ1のエミッタはコンデ
ンサCsmplと抵抗Rsmplの並列回路を介して電源−VF
に接続され、トランジスタQ1のコレクタはトランジス
タQ1の動作点の一端を決定するための電流制限用の抵
抗Rdを介してトランジスタQrefのコレクタとベースお
よびトランジスタQsrcのベースに接続されている。ト
ランジスタQref,Qsrcのコレクタは電源+Vに接続さ
れ、トランジスタQsrcのコレクタはコンパレータA1
の一方の入力端子に接続されるとともに抵抗RLを介し
てアースに接続されている。コンパレータA1の他方の
入力端子には比較電圧ΔVを出力する電圧源が接続され
ている。FIG. 3 shows a concrete example of the peak detection circuit 3 used in FIG. In FIG. 3, the transistor Q1 doubles as a switch and a buffer. Transistors Q ref and Q s rc constitutes a level shift circuit composed of a current mirror. A1 is a comparator. The analog input signal V in is input to the base of the transistor Q1 via the resistor R s, and the emitter of the transistor Q1 is connected to the power source −V F via the parallel circuit of the capacitor C smpl and the resistor R smpl.
The collector of the transistor Q1 is connected to the collector and the base of the transistor Q ref and the base of the transistor Q src via a current limiting resistor R d for determining one end of the operating point of the transistor Q1. The collectors of the transistors Q ref and Q src are connected to the power supply + V, and the collector of the transistor Q src is the comparator A1.
Is connected to one of the input terminals and is also connected to the ground via the resistor RL. A voltage source that outputs the comparison voltage ΔV is connected to the other input terminal of the comparator A1.
【0010】図3の回路の動作を図4のシミュレーショ
ン波形図を用いて説明する。図4において、□−□はア
ナログ入力信号Vinの波形を示し、■−■はトランジス
タQ1のエミッタの波形を示し、◇−◇は抵抗RLの端
子電圧すなわちコンパレータA1の一方の入力端子の電
圧波形を示している。そして、(a)はアナログ入力信
号Vinの周波数が100kHzの例であり、(b)はア
ナログ入力信号Vinの周波数が10kHzの例であり、
(c)はアナログ入力信号Vinの周波数が1kHzの例
である。The operation of the circuit of FIG. 3 will be described with reference to the simulation waveform diagram of FIG. 4, □ − □ represents the waveform of the analog input signal V in , ■ − ■ represents the waveform of the emitter of the transistor Q1, and ◇ − ◇ represents the terminal voltage of the resistor RL , that is, one input terminal of the comparator A1. The voltage waveform is shown. Then, (a) is an example in which the frequency of the analog input signal V in is 100 kHz, (b) is an example in which the frequency of the analog input signal V in is 10 kHz,
(C) is an example in which the frequency of the analog input signal V in is 1 kHz.
【0011】図3の回路において、コンデンサCsmplは
アナログ入力信号Vinの電圧をホールドする。このコン
デンサCsmplにホールドされた電圧は■−■に示すよう
に抵抗Rsmplにより決定される時定数で放電される。現
在ホールドされている電圧よりも大きな新しいピーク値
が入力されることによりトランジスタQrefを介して充
電電流が流れ、この充電電流に比例した電流がトランジ
スタQsrcで生成される。抵抗RLはコンデンサCsmplへ
の充電電流を◇−◇に示すような電圧に変換する。コン
パレータA1はこの抵抗RLにより変換された電圧を比
較電圧ΔVと比較し、その比較結果信号をピークトリガ
として出力する。In the circuit of FIG. 3, the capacitor C smpl holds the voltage of the analog input signal V in . The voltage held in the capacitor C smpl is discharged with a time constant determined by the resistor R smpl as shown by (1)-(4). By inputting a new peak value larger than the voltage currently held, a charging current flows through the transistor Q ref , and a current proportional to this charging current is generated in the transistor Q src . The resistor R L converts the charging current to the capacitor C smpl into a voltage as shown by ◇-◇. The comparator A1 compares the voltage converted by the resistor R L with the comparison voltage ΔV and outputs the comparison result signal as a peak trigger.
【0012】これにより、ピーク値の位置近傍でピーク
トリガがスタートトリガVsncとしてA/D変換器2に
出力されることになる。ところが図3の回路は抵抗R
smplにより決定されるコンデンサCsmplの放電時定数が
固定化されていることから動作可能周波数範囲が限定さ
れ、図4(a),(b)のような周波数に適応する定数
では(c)のようにピーク値位置に対してピークトリガ
の出力位置が遅れてしまうという問題が出てくる。この
ような動作可能周波数範囲が限定されるという問題は、
抵抗Rsmplを図5のように可変抵抗化することにより解
決できる。As a result, the peak trigger is output to the A / D converter 2 as the start trigger V snc near the position of the peak value. However, the circuit of FIG.
Since the discharge time constant of the capacitor C smpl , which is determined by smpl , is fixed, the operable frequency range is limited, and the constants applicable to the frequencies as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b) are as shown in (c). Thus, there arises a problem that the output position of the peak trigger is delayed with respect to the peak value position. The problem that the operable frequency range is limited is
This can be solved by changing the resistance R smpl to a variable resistance as shown in FIG.
【0013】図5は図3の回路の抵抗Rsmplの代わりに
デプレッション形のFET Jdisを可変抵抗素子とし
て設け、その制御回路として演算増幅器A2で構成され
た積分回路およびその周辺回路を設けたものであり、正
の入力の場合を示している。すなわち、演算増幅器A2
の反転入力端子は抵抗RLを介してトランジスタQsrcお
よびコンパレータA1の一方の入力端子に接続され、演
算増幅器A2の非反転入力端子は電源−VFに接続さ
れ、演算増幅器A2の出力端子は抵抗Rj1を介してJ
disのゲートに接続され、演算増幅器A2の反転入力端
子と出力端子の間には抵抗RiとコンデンサCiの並列回
路が接続されている。また、Jdisのゲートは抵抗Rj2
を介して電源−VFに接続され、Jdisのソースはトラン
ジスタQ1のエミッタに接続され、Jdisのドレインは
抵抗Rj3を介して電源−VFに接続されている。In FIG. 5, a depletion type FET J dis is provided as a variable resistance element in place of the resistance R smpl of the circuit of FIG. 3, and an integrating circuit composed of an operational amplifier A2 and its peripheral circuit are provided as its control circuit. And shows the case of positive input. That is, the operational amplifier A2
Is connected to the transistor Q src and one input terminal of the comparator A1 via the resistor R L , the non-inverting input terminal of the operational amplifier A2 is connected to the power supply −V F, and the output terminal of the operational amplifier A2 is J through resistance R j1
A parallel circuit of a resistor R i and a capacitor C i is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A2, which is connected to the gate of dis . The gate of J dis is resistor R j2.
Is connected to the power supply -V F through the source of the J dis is connected to the emitter of the transistor Q1, the drain of the J dis is connected to the power source -V F via a resistor R j3.
【0014】図5の構成において、演算増幅器A2およ
び抵抗RiとコンデンサCiの並列回路はコンデンサC
smplへの充電電流に比例した電圧の平均値を算出する。
JdisはコンデンサCsmplの放電電流を演算増幅器A2
の出力で制御する。すなわち、演算増幅器A2で構成さ
れた積分回路およびその周辺回路により一種のAGC
(自動利得制御)をかけ、充電電流を検出しやすいレベ
ルになるようにコンデンサCsmplの放電電流を制御する
可変抵抗として機能する。In the configuration of FIG. 5, the parallel circuit of the operational amplifier A2 and the resistor R i and the capacitor C i is the capacitor C.
Calculate the average value of the voltage proportional to the charging current to smpl .
J dis is calculates the discharge current of the capacitor C smpl amplifier A2
Controlled by the output of. That is, a kind of AGC is formed by the integrating circuit composed of the operational amplifier A2 and its peripheral circuits.
(Automatic gain control) is applied to function as a variable resistor that controls the discharge current of the capacitor C smpl so that the charge current can be easily detected.
【0015】図6は図5の各部の動作シミュレーション
波形図であり、□−□はアナログ入力信号Vinの波形を
示し、■−■はトランジスタQ1のエミッタの波形を示
し、◇−◇は積分された電圧波形を示している。(a)
はアナログ入力信号Vinの周波数が100kHzの例で
あり、(b)はアナログ入力信号Vinの周波数が10k
Hzの例であり、(c)はアナログ入力信号Vinの周波
数が1kHzの例である。そして、(a)〜(c)の上
段はコンパレータA1の入力電圧波形を示していて、Δ
Vとして700mVを設定している。[0015] Figure 6 is an operation simulation waveform diagram of each part of FIG. 5, □ - □ shows a waveform of the analog input signal V in, ■ - ■ represents the emitter of the waveform of the transistor Q1, ◇ - ◇ is integral 3 shows a generated voltage waveform. (A)
10k is an example of a 100kHz frequency of the analog input signal V in, the frequency of the (b) is an analog input signal V in
(C) is an example in which the frequency of the analog input signal V in is 1 kHz. The upper part of (a) to (c) shows the input voltage waveform of the comparator A1.
The V is set to 700 mV.
【0016】このような図5の構成によればドループレ
ートが可変になり、コンデンサCsm plへの充電電流をア
ナログ入力信号Vinのピーク近傍のみで流すことによっ
て低周波領域に対しても比較的安定したトリガ出力が得
られる。図7は図5の回路を負の入力に適応できるよう
に変更したものであり、詳細な説明は省略する。According to the structure shown in FIG. 5, the droop plate becomes variable, and the charging current to the capacitor C sm pl is made to flow only in the vicinity of the peak of the analog input signal V in , so that the comparison is made even in the low frequency region. A stable trigger output can be obtained. 7 is a modification of the circuit of FIG. 5 so that it can be applied to a negative input, and detailed description thereof will be omitted.
【0017】[0017]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ホールド電圧の低下の影響の少ない測定結果が得られる
ピーク値測定回路を実現できる。As described above, according to the present invention,
It is possible to realize a peak value measurement circuit that can obtain a measurement result that is less affected by a decrease in the hold voltage.
【図1】本発明の一実施例のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention.
【図2】図1の各部の波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram of each part of FIG.
【図3】図1で用いるピーク検出回路の具体例図であ
る。FIG. 3 is a specific example diagram of a peak detection circuit used in FIG.
【図4】図3の各部の波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram of each part of FIG.
【図5】図1で用いるピーク検出回路の他の具体例図で
ある。5 is another specific example diagram of the peak detection circuit used in FIG. 1. FIG.
【図6】図5の各部の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of each part of FIG.
【図7】図1で用いるピーク検出回路の他の具体例図で
ある。7 is another specific example diagram of the peak detection circuit used in FIG. 1. FIG.
1 ピークホールド回路 2 A/D変換器 3 ピーク検出回路 1 Peak hold circuit 2 A / D converter 3 Peak detection circuit
Claims (1)
るピークホールド回路と、 このピークホールド回路にホールドされたアナログ入力
信号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、 アナログ入力信号のピーク値を検出して前記A/D変換
器にA/D変換スタートトリガを出力するピーク検出回
路、 とで構成されたことを特徴とするピーク値測定回路。1. A peak hold circuit for holding a peak value of an analog input signal, an A / D converter for converting an analog input signal held by the peak hold circuit into a digital signal, and a peak value of the analog input signal. A peak value detection circuit which detects and outputs an A / D conversion start trigger to the A / D converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8701692A JPH05291833A (en) | 1992-04-08 | 1992-04-08 | Peak value measurement circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8701692A JPH05291833A (en) | 1992-04-08 | 1992-04-08 | Peak value measurement circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05291833A true JPH05291833A (en) | 1993-11-05 |
Family
ID=13903172
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8701692A Pending JPH05291833A (en) | 1992-04-08 | 1992-04-08 | Peak value measurement circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05291833A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2812169A1 (en) * | 1977-03-21 | 1978-10-05 | Zoecon Corp | NEW ESTERS AND THIOLESTERS OF AMINO ACIDS, THEIR PRODUCTION AND USE |
JP2010011141A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Peak hold circuit |
-
1992
- 1992-04-08 JP JP8701692A patent/JPH05291833A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2812169A1 (en) * | 1977-03-21 | 1978-10-05 | Zoecon Corp | NEW ESTERS AND THIOLESTERS OF AMINO ACIDS, THEIR PRODUCTION AND USE |
JP2010011141A (en) * | 2008-06-27 | 2010-01-14 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Peak hold circuit |
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