JPH0528019B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0528019B2 JPH0528019B2 JP3346584A JP3346584A JPH0528019B2 JP H0528019 B2 JPH0528019 B2 JP H0528019B2 JP 3346584 A JP3346584 A JP 3346584A JP 3346584 A JP3346584 A JP 3346584A JP H0528019 B2 JPH0528019 B2 JP H0528019B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- signals
- input
- exclusive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 4
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、２値デイジタル信号で周波数変調さ
れた信号を検波する周波数検波器で、特に集積回
路化に適した周波数検波器に関する。
れた信号を検波する周波数検波器で、特に集積回
路化に適した周波数検波器に関する。
（従来技術とその問題点）
周波数検波器を集積回路によつて実現する方法
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整回路および
アナログ乗算器を必要とするため、集積回路によ
る実現がかなり困難であるという欠点があつた。
すなわち、ダイレクトコンバージヨン方式を用い
た従来の周波数検波器においては、例えば、英国
特許1530602、“Demodulator for FM Signals”
に示されているように、自動利得制御回路および
乗算回路を必要としていたので、回路実現が困難
になるという問題がある。よく知られているよう
に、周波数検波器においては、入力信号の振幅変
動を抑圧する必要がある。この振幅変動は、例え
ば、移動無線通信などにおいては80dB以上の大
きさにわたるため、これを抑圧するための回路の
ダイナミツクレンジが極めて大きくなる。中間周
波数を用いる従来の周波数検波器においては、入
力信号の振幅変動を抑圧する方法として、実現が
容易な振幅制限回路を用いることができた。しか
し、ダイレクトコンバージヨン方式においては、
受信信号を直接ベースバンド帯へ周波数変換する
ために、ベースバンド帯で振幅制限を行うと、高
調波歪みを分離できなくなる。そのため、線形回
路である自動利得制御回路を必要とする。
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整回路および
アナログ乗算器を必要とするため、集積回路によ
る実現がかなり困難であるという欠点があつた。
すなわち、ダイレクトコンバージヨン方式を用い
た従来の周波数検波器においては、例えば、英国
特許1530602、“Demodulator for FM Signals”
に示されているように、自動利得制御回路および
乗算回路を必要としていたので、回路実現が困難
になるという問題がある。よく知られているよう
に、周波数検波器においては、入力信号の振幅変
動を抑圧する必要がある。この振幅変動は、例え
ば、移動無線通信などにおいては80dB以上の大
きさにわたるため、これを抑圧するための回路の
ダイナミツクレンジが極めて大きくなる。中間周
波数を用いる従来の周波数検波器においては、入
力信号の振幅変動を抑圧する方法として、実現が
容易な振幅制限回路を用いることができた。しか
し、ダイレクトコンバージヨン方式においては、
受信信号を直接ベースバンド帯へ周波数変換する
ために、ベースバンド帯で振幅制限を行うと、高
調波歪みを分離できなくなる。そのため、線形回
路である自動利得制御回路を必要とする。
しかし、この回路は、振幅制限回路に比べて実
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
（発明の目的）
本発明は、検波する対象を周波数変調波のう
ち、特に、２値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することを目的とする。
ち、特に、２値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することを目的とする。
（発明の構成）
本発明によれば、２値デイジタル信号によつて
周波数変調された信号（変調信号）を入力とし
て、該変調信号の中心周波数にほぼ等しい周波数
を有する局部発振器を少くとも含み、位相が互い
に異なる2N個のベースバンド信号を出力する周
波数変換手段と、前記2N個のベースバンド信号
を２値化して得られる2N個の２値化信号を作る
手段と、該２値化信号を入力とする第１の排他的
論理和回路と、これより得られる信号を第１の信
号とし、前記2N個の２値化信号をその位相が
180゜を法とする順番になるように並べたとき、こ
れらの信号を順に１個おきにとつた信号の全体を
第１の信号グループとして、残りの２値化信号を
第２の信号グループとするとき、前記第１の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値０，１のいずれか一方の値を選び、前記
第２の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第１の信号を入力とする第２の排他的論理和
回路と、該第１の排他的論理和回路の出力もしく
は前記基準信号を入力信号として、該入力信号の
状態が変化するのに応じて、この状態変化時刻よ
りも先にあるいは遅れてパルスを発生する手段
と、該パルス信号をクロツクパルス入力として、
前記第２の排他的論理和回路の出力信号を信号入
力とするＤ型フリツプフロツプ回路とを有し、該
Ｄ型フリツプフロツプ回路の出力から得られる信
号を検波出力信号とすることを特徴とする周波数
検波器が得られる。
周波数変調された信号（変調信号）を入力とし
て、該変調信号の中心周波数にほぼ等しい周波数
を有する局部発振器を少くとも含み、位相が互い
に異なる2N個のベースバンド信号を出力する周
波数変換手段と、前記2N個のベースバンド信号
を２値化して得られる2N個の２値化信号を作る
手段と、該２値化信号を入力とする第１の排他的
論理和回路と、これより得られる信号を第１の信
号とし、前記2N個の２値化信号をその位相が
180゜を法とする順番になるように並べたとき、こ
れらの信号を順に１個おきにとつた信号の全体を
第１の信号グループとして、残りの２値化信号を
第２の信号グループとするとき、前記第１の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値０，１のいずれか一方の値を選び、前記
第２の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第１の信号を入力とする第２の排他的論理和
回路と、該第１の排他的論理和回路の出力もしく
は前記基準信号を入力信号として、該入力信号の
状態が変化するのに応じて、この状態変化時刻よ
りも先にあるいは遅れてパルスを発生する手段
と、該パルス信号をクロツクパルス入力として、
前記第２の排他的論理和回路の出力信号を信号入
力とするＤ型フリツプフロツプ回路とを有し、該
Ｄ型フリツプフロツプ回路の出力から得られる信
号を検波出力信号とすることを特徴とする周波数
検波器が得られる。
（実施例）
以下、図面を用いて詳しい説明を行う。第１図
は本発明の第１の実施例を示すブロツク図であ
る。マークあるいはスペースの２値デイジタル信
号で周波数変調された受信波は、入力端子１１に
入力されると、その中心周波数にほぼ等しい発振
周波数を有する局部発振器３０の出力を二分岐
し、その一方をミクサ２２に供給して受信波をベ
ースバンドへ周波数変換し、移相器３５によつて
90゜の位相シフトを与えて得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ２１、に供給し受信波をベ
ースバンドへ周波数変換する。低域通過フイルタ
４１，４２は希望チヤンネルのベースバンド信号
のみを取り出すことと雑音の帯域制限を行うもの
である。ベースバンド信号は各々２値化回路５
１，５２に入力され、２値化された信号Ｉ、Ｑが
得られる。入力される変調信号と局部発振信号の
位相差がミクサ２１，２２においては90゜だけ異
なることにより、信号ＩとＱの間の位相差も90゜
となる。この信号波形は例えば第４図に示すよう
になる。ここで、実線は変調信号がマークの場合
を、破線はスペースの場合を示す。信号Ｉ、Ｑを
排他的論理和回路６０に入力することにより、第
４図に示したような信号IQが得られる。信号Ｉ
およびＱの一部は基準信号発生回路７０に入力さ
れ、後で説明するように、周期がIQのそれに等
しく、かつ信号ＩあるいはＱに対する相対位相が
変調信号がマークかあるいはスペースかによつて
変化しない基準信号Ｚが発生される。基準信号Ｚ
は信号IQとともに、排他的論理和回路６５に入
力される。その出力信号Ｘは第４図に示したよう
に、細いパルスの部分を除いて変調信号がマーク
かあるいはスペースかによつて、論理レベル
“１”（実線）あるいは“０”（破線）となり周波
数検波が行われることが示される。細いパルスの
部分は、排他的論理和回路６５に入力される信号
の変化点がわずかにずれているために生ずるもの
である。この影響は低域通過フイルタを用いて軽
減することができるけれども、その効果は完全で
はない。そのため、本発明ではさらに、パルス発
生回路７５の出力信号DZをクロツク信号として、
信号ＸをＤ型フリツプフロツプ回路８０によつ
て、サンプルホールドすることにより、前記細い
パルスの部分を除去する。信号DZは、信号Ｘの
パルス状の時間部分を避けて時間的に前あるいは
後（ΔT）で発生されるものであればよく、例え
ば遅延回路を従続に接続することによつて発生で
きる。遅延およびパルス発生回路７５の入力信号
は基準信号Ｚである必要はなく、信号IQであつ
てもよいことは、後述するパルス発生回路が信号
の変化点でパルスを発生させる動作を行い、さら
に、信号IQと信号Ｚの状態変化が一対一に対応
していることから容易に理解できることである。
は本発明の第１の実施例を示すブロツク図であ
る。マークあるいはスペースの２値デイジタル信
号で周波数変調された受信波は、入力端子１１に
入力されると、その中心周波数にほぼ等しい発振
周波数を有する局部発振器３０の出力を二分岐
し、その一方をミクサ２２に供給して受信波をベ
ースバンドへ周波数変換し、移相器３５によつて
90゜の位相シフトを与えて得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ２１、に供給し受信波をベ
ースバンドへ周波数変換する。低域通過フイルタ
４１，４２は希望チヤンネルのベースバンド信号
のみを取り出すことと雑音の帯域制限を行うもの
である。ベースバンド信号は各々２値化回路５
１，５２に入力され、２値化された信号Ｉ、Ｑが
得られる。入力される変調信号と局部発振信号の
位相差がミクサ２１，２２においては90゜だけ異
なることにより、信号ＩとＱの間の位相差も90゜
となる。この信号波形は例えば第４図に示すよう
になる。ここで、実線は変調信号がマークの場合
を、破線はスペースの場合を示す。信号Ｉ、Ｑを
排他的論理和回路６０に入力することにより、第
４図に示したような信号IQが得られる。信号Ｉ
およびＱの一部は基準信号発生回路７０に入力さ
れ、後で説明するように、周期がIQのそれに等
しく、かつ信号ＩあるいはＱに対する相対位相が
変調信号がマークかあるいはスペースかによつて
変化しない基準信号Ｚが発生される。基準信号Ｚ
は信号IQとともに、排他的論理和回路６５に入
力される。その出力信号Ｘは第４図に示したよう
に、細いパルスの部分を除いて変調信号がマーク
かあるいはスペースかによつて、論理レベル
“１”（実線）あるいは“０”（破線）となり周波
数検波が行われることが示される。細いパルスの
部分は、排他的論理和回路６５に入力される信号
の変化点がわずかにずれているために生ずるもの
である。この影響は低域通過フイルタを用いて軽
減することができるけれども、その効果は完全で
はない。そのため、本発明ではさらに、パルス発
生回路７５の出力信号DZをクロツク信号として、
信号ＸをＤ型フリツプフロツプ回路８０によつ
て、サンプルホールドすることにより、前記細い
パルスの部分を除去する。信号DZは、信号Ｘの
パルス状の時間部分を避けて時間的に前あるいは
後（ΔT）で発生されるものであればよく、例え
ば遅延回路を従続に接続することによつて発生で
きる。遅延およびパルス発生回路７５の入力信号
は基準信号Ｚである必要はなく、信号IQであつ
てもよいことは、後述するパルス発生回路が信号
の変化点でパルスを発生させる動作を行い、さら
に、信号IQと信号Ｚの状態変化が一対一に対応
していることから容易に理解できることである。
ここで、基準信号発生回路７０の構成例を第２
図を用いて説明する。入力端子２１１および２１
２にはそれぞれ信号Ｑ、Ｉが入力される。これら
の信号はそれぞれパルス発生回路２２１および２
２２に入力され、その出力には、第５図に示すよ
うに、信号Ｉ、Ｑの状態変化点においてパルス信
号DQおよびDIが発生される。パルス信号DQを
セツト入力、信号DIをリセツト入力とすること
によりセツトリセツトフリツプフロツプ回路２３
０の出力には、基準信号Ｚが得られる。この基準
信号Ｚは、信号Ｉ、Ｑの状態変化時刻にのみ依存
するものであり、変調信号がマークであるかある
いはスペースであるかに関係しない。
図を用いて説明する。入力端子２１１および２１
２にはそれぞれ信号Ｑ、Ｉが入力される。これら
の信号はそれぞれパルス発生回路２２１および２
２２に入力され、その出力には、第５図に示すよ
うに、信号Ｉ、Ｑの状態変化点においてパルス信
号DQおよびDIが発生される。パルス信号DQを
セツト入力、信号DIをリセツト入力とすること
によりセツトリセツトフリツプフロツプ回路２３
０の出力には、基準信号Ｚが得られる。この基準
信号Ｚは、信号Ｉ、Ｑの状態変化時刻にのみ依存
するものであり、変調信号がマークであるかある
いはスペースであるかに関係しない。
パルス発生回路２２１および２２２は、例え
ば、第３図に示したように実現できる。入力端子
３１１より入力される信号を二分し、一方のみに
遅延回路３２０により遅延を与えたのち、排他的
論理和回路３３０に入力することにより、出力端
子３１２に信号状態が変化するたびに発生される
パルス信号が得られる。
ば、第３図に示したように実現できる。入力端子
３１１より入力される信号を二分し、一方のみに
遅延回路３２０により遅延を与えたのち、排他的
論理和回路３３０に入力することにより、出力端
子３１２に信号状態が変化するたびに発生される
パルス信号が得られる。
ここで説明した実施例において、信号Ｉ、Ｑの
間の位相差は90゜に限るものでなく零以外の任意
の値でよいことは、第４図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号、Ｉ、
Ｑの間に位相差を与える方法は、ここで示した実
施例のように局部発振信号の間に位相差を与える
代わりに、二つのミクサに入力される変調信号の
間に位相差を与えてもよい。またセツトリセツト
フリツプフロツプ回路２３０のセツト端子、リセ
ツト端子に入力される信号Ｉ、Ｑを入れ換えても
よい。これらの組み合わせのいずれを選んでもマ
ークあるいはスペース信号が正しく得られるか、
あるいは、これが入れ換わつた検波信号となるの
みである。後者の場合には、データを反転させる
回路を付加すればよい。
間の位相差は90゜に限るものでなく零以外の任意
の値でよいことは、第４図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号、Ｉ、
Ｑの間に位相差を与える方法は、ここで示した実
施例のように局部発振信号の間に位相差を与える
代わりに、二つのミクサに入力される変調信号の
間に位相差を与えてもよい。またセツトリセツト
フリツプフロツプ回路２３０のセツト端子、リセ
ツト端子に入力される信号Ｉ、Ｑを入れ換えても
よい。これらの組み合わせのいずれを選んでもマ
ークあるいはスペース信号が正しく得られるか、
あるいは、これが入れ換わつた検波信号となるの
みである。後者の場合には、データを反転させる
回路を付加すればよい。
本発明の第２の実施例を第６図に示す。入力端
子１１に入力された周波数変調信号は、その中心
周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器３０の出力信号を入力とする0゜、45゜、90゜、
135゜の位相差分離回路３６によつて、得られる４
つの信号を各々局部発振信号とするミクサ２１，
２２，２３，２４によりベースバンドへ周波数変
換される。これらの信号を低域通過フイルタ４
１，４２，４３，４４に通したのち、２値化回路
５１，５２，５３，５４に通して得られる信号を
それぞれQ2、I2、Q1、I1としよう。これらの信号
波形は例えば、第７図に示したようになる。ここ
で、実線は変調信号がマーク、破線はスペースの
場合を示す。信号I1、Q1、I2、Q2を排他的論理和
回路６０に入力することにより、出力信号IQは
第７図に示したようになる。信号IQは信号I1、
Q1、I2、Q2を入力とする基準信号発生回路７０
により発生される基準信号Ｚとともに、排他的論
理和回路６５に入力される。その出力信号Ｘは第
７図に示したように、細いパルスの部分を除い
て、変調信号がマークかあるいはスペースかによ
つて、論理レベル“１”（実線）あるいは“０”
（破線）となり、周波数検波が行われたことが示
される。細いパルスの部分を除去するために、こ
の実施例でも第１の実施例と同様に、基準信号Ｚ
を遅延およびパルス発生回路７５に入力すること
によつて得られるパルス信号をＤ型フリツプフロ
ツプ回路のクロツク信号として、信号Ｘをサンプ
ルホールドする。
子１１に入力された周波数変調信号は、その中心
周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器３０の出力信号を入力とする0゜、45゜、90゜、
135゜の位相差分離回路３６によつて、得られる４
つの信号を各々局部発振信号とするミクサ２１，
２２，２３，２４によりベースバンドへ周波数変
換される。これらの信号を低域通過フイルタ４
１，４２，４３，４４に通したのち、２値化回路
５１，５２，５３，５４に通して得られる信号を
それぞれQ2、I2、Q1、I1としよう。これらの信号
波形は例えば、第７図に示したようになる。ここ
で、実線は変調信号がマーク、破線はスペースの
場合を示す。信号I1、Q1、I2、Q2を排他的論理和
回路６０に入力することにより、出力信号IQは
第７図に示したようになる。信号IQは信号I1、
Q1、I2、Q2を入力とする基準信号発生回路７０
により発生される基準信号Ｚとともに、排他的論
理和回路６５に入力される。その出力信号Ｘは第
７図に示したように、細いパルスの部分を除い
て、変調信号がマークかあるいはスペースかによ
つて、論理レベル“１”（実線）あるいは“０”
（破線）となり、周波数検波が行われたことが示
される。細いパルスの部分を除去するために、こ
の実施例でも第１の実施例と同様に、基準信号Ｚ
を遅延およびパルス発生回路７５に入力すること
によつて得られるパルス信号をＤ型フリツプフロ
ツプ回路のクロツク信号として、信号Ｘをサンプ
ルホールドする。
基準信号発生回路７０は例えば、第８図に示し
たような回路で実現できる。この回路の動作はほ
ぼ自明であるので、詳しくは説明しないけれど
も、要するに排他的論理和回路７１，７３および
遅延回路８１により、信号I2およびQ2の立ち上が
りおよび立ち下がり点でパルスを発生させ、この
パルスによつてセツトリセツト回路９０をセツト
し、排他的論理和回路７２，７３および遅延回路
８２により、信号I1およびQ1の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
より、セツトリセツト回路９０をリセツトするも
のである。第２の実施例は第１の実施例に比べて
構成は複雑であるけれども、位相の変化が小さい
変調波すなわち、変調指数のより小さい変調波に
適用できる効果がある。
たような回路で実現できる。この回路の動作はほ
ぼ自明であるので、詳しくは説明しないけれど
も、要するに排他的論理和回路７１，７３および
遅延回路８１により、信号I2およびQ2の立ち上が
りおよび立ち下がり点でパルスを発生させ、この
パルスによつてセツトリセツト回路９０をセツト
し、排他的論理和回路７２，７３および遅延回路
８２により、信号I1およびQ1の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
より、セツトリセツト回路９０をリセツトするも
のである。第２の実施例は第１の実施例に比べて
構成は複雑であるけれども、位相の変化が小さい
変調波すなわち、変調指数のより小さい変調波に
適用できる効果がある。
第１および第２の実施例の動作から類推できる
ように、局部発振信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても同様
な検波動作を行わせることができる。またこの実
施例では、ベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、この間隔が等しく
ない場合にも同様に動作することは容易に確かめ
られる。この場合に必要なことは、以上に説明し
た動作から類推できるように基準信号を発生させ
るのに際して、ベースバンド信号を位相面上で
180゜を法とする順番に並べ、これらの信号を順番
に１個おきにとつた２値化信号の全体を第１のグ
ループとし、残りの信号のグループを第２のグル
ープとするとき、第１のグループのいずれかの信
号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、第２のグループのいずれか
の信号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリ
ツプフロツプをリセツトすることである。
ように、局部発振信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても同様
な検波動作を行わせることができる。またこの実
施例では、ベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、この間隔が等しく
ない場合にも同様に動作することは容易に確かめ
られる。この場合に必要なことは、以上に説明し
た動作から類推できるように基準信号を発生させ
るのに際して、ベースバンド信号を位相面上で
180゜を法とする順番に並べ、これらの信号を順番
に１個おきにとつた２値化信号の全体を第１のグ
ループとし、残りの信号のグループを第２のグル
ープとするとき、第１のグループのいずれかの信
号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、第２のグループのいずれか
の信号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリ
ツプフロツプをリセツトすることである。
（発明の効果）
以上、説明したように、ミクサ以降の回路はす
べてベースバンドで動作し、２値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイジ
タル値に変換してから、マイクロプロセツサなど
を用いて、本発明で示した方法による信号処理を
行うことによつても実現できる。さらに、本発明
では、位相の異なるＮ個のベースバンド信号を得
るために、Ｎ個のミクサを使用したけれども、こ
れより少ない個数のミクサを使い、その出力に重
みをつけて加算することにより、他の位相のベー
スバンド信号を得る従来の技術を適用してもよい
ことは明らかである。
べてベースバンドで動作し、２値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイジ
タル値に変換してから、マイクロプロセツサなど
を用いて、本発明で示した方法による信号処理を
行うことによつても実現できる。さらに、本発明
では、位相の異なるＮ個のベースバンド信号を得
るために、Ｎ個のミクサを使用したけれども、こ
れより少ない個数のミクサを使い、その出力に重
みをつけて加算することにより、他の位相のベー
スバンド信号を得る従来の技術を適用してもよい
ことは明らかである。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図、第２図は本発明に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図、第３図は本発明に使用され
るパルス発生回路を示すブロツク図、第４図は本
発明の第１の実施例の動作を説明するための波形
図、第５図は基準信号発生回路の動作を説明する
ための波形模式図、第６図は本発明の第２の実施
例を示すブロツク図、第７図は本発明の第２の実
施例の動作を説明するための波形図、第８図は本
発明の第２の実施例に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 図において、１１は変調信号入力端子、１２は
検波信号出力端子、２１，２２，２３，２４はミ
クサ、３０は局部発振器、３５は移相器、３６は
位相差分離回路、４１，４２，４３，４４は低域
通過フイルタ、５１，５２，５３，５４は２値化
回路、６０，６５，７１，７２，７３，７４，３
３０は排他的論理和回路、７０は基準信号発生回
路、７５は遅延およびパルス発生回路、８０はＤ
型フリツプフロツプ回路、９０，２３０はセツト
リセツト回路、２１１，２１２，３１１は入力端
子、２１３，３１２は出力端子、２２１，２２２
はパルス発生回路、３２０，８１，８２は遅延回
路、をそれぞれ示す。
図、第２図は本発明に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図、第３図は本発明に使用され
るパルス発生回路を示すブロツク図、第４図は本
発明の第１の実施例の動作を説明するための波形
図、第５図は基準信号発生回路の動作を説明する
ための波形模式図、第６図は本発明の第２の実施
例を示すブロツク図、第７図は本発明の第２の実
施例の動作を説明するための波形図、第８図は本
発明の第２の実施例に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 図において、１１は変調信号入力端子、１２は
検波信号出力端子、２１，２２，２３，２４はミ
クサ、３０は局部発振器、３５は移相器、３６は
位相差分離回路、４１，４２，４３，４４は低域
通過フイルタ、５１，５２，５３，５４は２値化
回路、６０，６５，７１，７２，７３，７４，３
３０は排他的論理和回路、７０は基準信号発生回
路、７５は遅延およびパルス発生回路、８０はＤ
型フリツプフロツプ回路、９０，２３０はセツト
リセツト回路、２１１，２１２，３１１は入力端
子、２１３，３１２は出力端子、２２１，２２２
はパルス発生回路、３２０，８１，８２は遅延回
路、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- １ ２値デイジタル信号によつて周波数変調され
た信号（変調信号）を入力として、該変調信号の
中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振
器を少くとも含み、位相が互いに異なる2N個
（ここでＮは正の整数）のベースバンド信号を出
力する周波数変換手段と、前記2N個のベースバ
ンド信号を２値化して2N個の２値化信号を得る
手段と、該2N個の２値化信号を入力として排他
的論理和をとり第１の信号を得る第１の排他的論
理和回路と、前記2N個の２値化信号をその位相
が180゜を法とする順番になるように並べたとき、
これらの信号を順に１個おきにとつた信号の全体
を第１の信号グループとし、残りの２値化信号を
第２の信号グループとするとき、前記第１の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値０，１のいずれか一方の値を選び、前記
第２の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第１の排他的論理和回路の出力信号を入力と
する第２の排他的論理和回路と、該第１の排他的
論理和回路の出力もしくは前記基準信号を入力信
号として、該入力信号の状態が変化するのに応じ
て、この状態変化時刻よりも先にあるいは遅れて
パルスを発生する手段と、該パルス信号をクロツ
クパルス入力として前記第２の排他的論理和回路
の出力信号を信号入力とするＤ型フリツプフロツ
プ回路とを有し、該Ｄ型フリツプフロツプ回路の
出力から得られる信号を検波出力信号とすること
を特徴とする周波数検波器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3346584A JPS60210052A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
| US06/687,575 US4651107A (en) | 1984-01-11 | 1984-12-28 | Demodulator for digital FM signals |
| AU37350/85A AU567649B2 (en) | 1984-01-11 | 1985-01-07 | Fm demodulator |
| CA000471579A CA1258300A (en) | 1984-01-11 | 1985-01-07 | Demodulator for digital fm signals |
| DE8585100190T DE3580594D1 (de) | 1984-01-11 | 1985-01-10 | Demodulator fuer digitale, frequenzmodulierte signale. |
| EP85100190A EP0151394B1 (en) | 1984-01-11 | 1985-01-10 | Demodulator for ditital fm signals |
| SG1194/92A SG119492G (en) | 1984-01-11 | 1992-11-16 | Demodulator for digital fm signals |
| HK397/93A HK39793A (en) | 1984-01-11 | 1993-04-22 | Demodulator for ditital fm signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3346584A JPS60210052A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60210052A JPS60210052A (ja) | 1985-10-22 |
| JPH0528019B2 true JPH0528019B2 (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=12387291
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3346584A Granted JPS60210052A (ja) | 1984-01-11 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60210052A (ja) |
-
1984
- 1984-02-24 JP JP3346584A patent/JPS60210052A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60210052A (ja) | 1985-10-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4855894A (en) | Frequency converting apparatus | |
| US5172070A (en) | Apparatus for digitally demodulating a narrow band modulated signal | |
| US4974236A (en) | Arrangement for generating an SSB signal | |
| JPH0129469B2 (ja) | ||
| JP3400003B2 (ja) | 複素変復調方式 | |
| JPS60112344A (ja) | 無線受信機及び復調方法 | |
| US5446762A (en) | Data demodulation circuit for FSK modulated RF signal receiver providing wide-band 90° baseband phase shifting | |
| US7177609B1 (en) | Chopper-direct-conversion (CDC) radio architecture | |
| RU2119240C1 (ru) | Способ и устройство восстановления частнотно-модулированного сигнала | |
| JPH0427723B2 (ja) | ||
| JP2918857B2 (ja) | デジタルセンターラインフィルタ | |
| US5586147A (en) | Demodulation method using quadrature modulation | |
| US5067140A (en) | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection | |
| US5345188A (en) | Sigma-delta digital FM demodulator | |
| EP0197708A2 (en) | Digital zero IF circuit | |
| US4651107A (en) | Demodulator for digital FM signals | |
| JP3285920B2 (ja) | 中間周波信号のａ／ｄ変換回路装置付カーラジオ | |
| JPH0528019B2 (ja) | ||
| JPS60241301A (ja) | デジタル信号用デジタルｆｍ検波装置 | |
| US5850161A (en) | Digital FM demodulator using pulse generators | |
| JPH0129341B2 (ja) | ||
| JPH0546736B2 (ja) | ||
| US6563887B1 (en) | Direct conversion receiver for frequency-shift keying modulated signals | |
| US4547751A (en) | System for frequency modulation | |
| JPH07235835A (ja) | 全デジタルｉｆ−ベースバンド信号変換器 |