JPH0528019B2 - - Google Patents
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- JPH0528019B2 JPH0528019B2 JP3346584A JP3346584A JPH0528019B2 JP H0528019 B2 JPH0528019 B2 JP H0528019B2 JP 3346584 A JP3346584 A JP 3346584A JP 3346584 A JP3346584 A JP 3346584A JP H0528019 B2 JPH0528019 B2 JP H0528019B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、2値デイジタル信号で周波数変調さ
れた信号を検波する周波数検波器で、特に集積回
路化に適した周波数検波器に関する。
れた信号を検波する周波数検波器で、特に集積回
路化に適した周波数検波器に関する。
(従来技術とその問題点)
周波数検波器を集積回路によつて実現する方法
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整回路および
アナログ乗算器を必要とするため、集積回路によ
る実現がかなり困難であるという欠点があつた。
すなわち、ダイレクトコンバージヨン方式を用い
た従来の周波数検波器においては、例えば、英国
特許1530602、“Demodulator for FM Signals”
に示されているように、自動利得制御回路および
乗算回路を必要としていたので、回路実現が困難
になるという問題がある。よく知られているよう
に、周波数検波器においては、入力信号の振幅変
動を抑圧する必要がある。この振幅変動は、例え
ば、移動無線通信などにおいては80dB以上の大
きさにわたるため、これを抑圧するための回路の
ダイナミツクレンジが極めて大きくなる。中間周
波数を用いる従来の周波数検波器においては、入
力信号の振幅変動を抑圧する方法として、実現が
容易な振幅制限回路を用いることができた。しか
し、ダイレクトコンバージヨン方式においては、
受信信号を直接ベースバンド帯へ周波数変換する
ために、ベースバンド帯で振幅制限を行うと、高
調波歪みを分離できなくなる。そのため、線形回
路である自動利得制御回路を必要とする。
として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方式
が知られている。この方法は、受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号をも復調
できる利点がある反面、自動利得調整回路および
アナログ乗算器を必要とするため、集積回路によ
る実現がかなり困難であるという欠点があつた。
すなわち、ダイレクトコンバージヨン方式を用い
た従来の周波数検波器においては、例えば、英国
特許1530602、“Demodulator for FM Signals”
に示されているように、自動利得制御回路および
乗算回路を必要としていたので、回路実現が困難
になるという問題がある。よく知られているよう
に、周波数検波器においては、入力信号の振幅変
動を抑圧する必要がある。この振幅変動は、例え
ば、移動無線通信などにおいては80dB以上の大
きさにわたるため、これを抑圧するための回路の
ダイナミツクレンジが極めて大きくなる。中間周
波数を用いる従来の周波数検波器においては、入
力信号の振幅変動を抑圧する方法として、実現が
容易な振幅制限回路を用いることができた。しか
し、ダイレクトコンバージヨン方式においては、
受信信号を直接ベースバンド帯へ周波数変換する
ために、ベースバンド帯で振幅制限を行うと、高
調波歪みを分離できなくなる。そのため、線形回
路である自動利得制御回路を必要とする。
しかし、この回路は、振幅制限回路に比べて実
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
現が困難である。また、乗算回路においては、二
つの入力信号に対する線形性を保つことが必要で
あり、その実現が困難であることは、よく知られ
ている事実である。
(発明の目的)
本発明は、検波する対象を周波数変調波のう
ち、特に、2値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することを目的とする。
ち、特に、2値デイジタル信号で変調された信号
に限定することにより、ベースバンド帯において
振幅制限回路を使用可能とするとともに、乗算回
路を不要とし、回路実現を容易な周波数検波器を
提供することを目的とする。
(発明の構成)
本発明によれば、2値デイジタル信号によつて
周波数変調された信号(変調信号)を入力とし
て、該変調信号の中心周波数にほぼ等しい周波数
を有する局部発振器を少くとも含み、位相が互い
に異なる2N個のベースバンド信号を出力する周
波数変換手段と、前記2N個のベースバンド信号
を2値化して得られる2N個の2値化信号を作る
手段と、該2値化信号を入力とする第1の排他的
論理和回路と、これより得られる信号を第1の信
号とし、前記2N個の2値化信号をその位相が
180゜を法とする順番になるように並べたとき、こ
れらの信号を順に1個おきにとつた信号の全体を
第1の信号グループとして、残りの2値化信号を
第2の信号グループとするとき、前記第1の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値0,1のいずれか一方の値を選び、前記
第2の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第1の信号を入力とする第2の排他的論理和
回路と、該第1の排他的論理和回路の出力もしく
は前記基準信号を入力信号として、該入力信号の
状態が変化するのに応じて、この状態変化時刻よ
りも先にあるいは遅れてパルスを発生する手段
と、該パルス信号をクロツクパルス入力として、
前記第2の排他的論理和回路の出力信号を信号入
力とするD型フリツプフロツプ回路とを有し、該
D型フリツプフロツプ回路の出力から得られる信
号を検波出力信号とすることを特徴とする周波数
検波器が得られる。
周波数変調された信号(変調信号)を入力とし
て、該変調信号の中心周波数にほぼ等しい周波数
を有する局部発振器を少くとも含み、位相が互い
に異なる2N個のベースバンド信号を出力する周
波数変換手段と、前記2N個のベースバンド信号
を2値化して得られる2N個の2値化信号を作る
手段と、該2値化信号を入力とする第1の排他的
論理和回路と、これより得られる信号を第1の信
号とし、前記2N個の2値化信号をその位相が
180゜を法とする順番になるように並べたとき、こ
れらの信号を順に1個おきにとつた信号の全体を
第1の信号グループとして、残りの2値化信号を
第2の信号グループとするとき、前記第1の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値0,1のいずれか一方の値を選び、前記
第2の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第1の信号を入力とする第2の排他的論理和
回路と、該第1の排他的論理和回路の出力もしく
は前記基準信号を入力信号として、該入力信号の
状態が変化するのに応じて、この状態変化時刻よ
りも先にあるいは遅れてパルスを発生する手段
と、該パルス信号をクロツクパルス入力として、
前記第2の排他的論理和回路の出力信号を信号入
力とするD型フリツプフロツプ回路とを有し、該
D型フリツプフロツプ回路の出力から得られる信
号を検波出力信号とすることを特徴とする周波数
検波器が得られる。
(実施例)
以下、図面を用いて詳しい説明を行う。第1図
は本発明の第1の実施例を示すブロツク図であ
る。マークあるいはスペースの2値デイジタル信
号で周波数変調された受信波は、入力端子11に
入力されると、その中心周波数にほぼ等しい発振
周波数を有する局部発振器30の出力を二分岐
し、その一方をミクサ22に供給して受信波をベ
ースバンドへ周波数変換し、移相器35によつて
90゜の位相シフトを与えて得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ21、に供給し受信波をベ
ースバンドへ周波数変換する。低域通過フイルタ
41,42は希望チヤンネルのベースバンド信号
のみを取り出すことと雑音の帯域制限を行うもの
である。ベースバンド信号は各々2値化回路5
1,52に入力され、2値化された信号I、Qが
得られる。入力される変調信号と局部発振信号の
位相差がミクサ21,22においては90゜だけ異
なることにより、信号IとQの間の位相差も90゜
となる。この信号波形は例えば第4図に示すよう
になる。ここで、実線は変調信号がマークの場合
を、破線はスペースの場合を示す。信号I、Qを
排他的論理和回路60に入力することにより、第
4図に示したような信号IQが得られる。信号I
およびQの一部は基準信号発生回路70に入力さ
れ、後で説明するように、周期がIQのそれに等
しく、かつ信号IあるいはQに対する相対位相が
変調信号がマークかあるいはスペースかによつて
変化しない基準信号Zが発生される。基準信号Z
は信号IQとともに、排他的論理和回路65に入
力される。その出力信号Xは第4図に示したよう
に、細いパルスの部分を除いて変調信号がマーク
かあるいはスペースかによつて、論理レベル
“1”(実線)あるいは“0”(破線)となり周波
数検波が行われることが示される。細いパルスの
部分は、排他的論理和回路65に入力される信号
の変化点がわずかにずれているために生ずるもの
である。この影響は低域通過フイルタを用いて軽
減することができるけれども、その効果は完全で
はない。そのため、本発明ではさらに、パルス発
生回路75の出力信号DZをクロツク信号として、
信号XをD型フリツプフロツプ回路80によつ
て、サンプルホールドすることにより、前記細い
パルスの部分を除去する。信号DZは、信号Xの
パルス状の時間部分を避けて時間的に前あるいは
後(ΔT)で発生されるものであればよく、例え
ば遅延回路を従続に接続することによつて発生で
きる。遅延およびパルス発生回路75の入力信号
は基準信号Zである必要はなく、信号IQであつ
てもよいことは、後述するパルス発生回路が信号
の変化点でパルスを発生させる動作を行い、さら
に、信号IQと信号Zの状態変化が一対一に対応
していることから容易に理解できることである。
は本発明の第1の実施例を示すブロツク図であ
る。マークあるいはスペースの2値デイジタル信
号で周波数変調された受信波は、入力端子11に
入力されると、その中心周波数にほぼ等しい発振
周波数を有する局部発振器30の出力を二分岐
し、その一方をミクサ22に供給して受信波をベ
ースバンドへ周波数変換し、移相器35によつて
90゜の位相シフトを与えて得られる信号を局部発
振信号として、ミクサ21、に供給し受信波をベ
ースバンドへ周波数変換する。低域通過フイルタ
41,42は希望チヤンネルのベースバンド信号
のみを取り出すことと雑音の帯域制限を行うもの
である。ベースバンド信号は各々2値化回路5
1,52に入力され、2値化された信号I、Qが
得られる。入力される変調信号と局部発振信号の
位相差がミクサ21,22においては90゜だけ異
なることにより、信号IとQの間の位相差も90゜
となる。この信号波形は例えば第4図に示すよう
になる。ここで、実線は変調信号がマークの場合
を、破線はスペースの場合を示す。信号I、Qを
排他的論理和回路60に入力することにより、第
4図に示したような信号IQが得られる。信号I
およびQの一部は基準信号発生回路70に入力さ
れ、後で説明するように、周期がIQのそれに等
しく、かつ信号IあるいはQに対する相対位相が
変調信号がマークかあるいはスペースかによつて
変化しない基準信号Zが発生される。基準信号Z
は信号IQとともに、排他的論理和回路65に入
力される。その出力信号Xは第4図に示したよう
に、細いパルスの部分を除いて変調信号がマーク
かあるいはスペースかによつて、論理レベル
“1”(実線)あるいは“0”(破線)となり周波
数検波が行われることが示される。細いパルスの
部分は、排他的論理和回路65に入力される信号
の変化点がわずかにずれているために生ずるもの
である。この影響は低域通過フイルタを用いて軽
減することができるけれども、その効果は完全で
はない。そのため、本発明ではさらに、パルス発
生回路75の出力信号DZをクロツク信号として、
信号XをD型フリツプフロツプ回路80によつ
て、サンプルホールドすることにより、前記細い
パルスの部分を除去する。信号DZは、信号Xの
パルス状の時間部分を避けて時間的に前あるいは
後(ΔT)で発生されるものであればよく、例え
ば遅延回路を従続に接続することによつて発生で
きる。遅延およびパルス発生回路75の入力信号
は基準信号Zである必要はなく、信号IQであつ
てもよいことは、後述するパルス発生回路が信号
の変化点でパルスを発生させる動作を行い、さら
に、信号IQと信号Zの状態変化が一対一に対応
していることから容易に理解できることである。
ここで、基準信号発生回路70の構成例を第2
図を用いて説明する。入力端子211および21
2にはそれぞれ信号Q、Iが入力される。これら
の信号はそれぞれパルス発生回路221および2
22に入力され、その出力には、第5図に示すよ
うに、信号I、Qの状態変化点においてパルス信
号DQおよびDIが発生される。パルス信号DQを
セツト入力、信号DIをリセツト入力とすること
によりセツトリセツトフリツプフロツプ回路23
0の出力には、基準信号Zが得られる。この基準
信号Zは、信号I、Qの状態変化時刻にのみ依存
するものであり、変調信号がマークであるかある
いはスペースであるかに関係しない。
図を用いて説明する。入力端子211および21
2にはそれぞれ信号Q、Iが入力される。これら
の信号はそれぞれパルス発生回路221および2
22に入力され、その出力には、第5図に示すよ
うに、信号I、Qの状態変化点においてパルス信
号DQおよびDIが発生される。パルス信号DQを
セツト入力、信号DIをリセツト入力とすること
によりセツトリセツトフリツプフロツプ回路23
0の出力には、基準信号Zが得られる。この基準
信号Zは、信号I、Qの状態変化時刻にのみ依存
するものであり、変調信号がマークであるかある
いはスペースであるかに関係しない。
パルス発生回路221および222は、例え
ば、第3図に示したように実現できる。入力端子
311より入力される信号を二分し、一方のみに
遅延回路320により遅延を与えたのち、排他的
論理和回路330に入力することにより、出力端
子312に信号状態が変化するたびに発生される
パルス信号が得られる。
ば、第3図に示したように実現できる。入力端子
311より入力される信号を二分し、一方のみに
遅延回路320により遅延を与えたのち、排他的
論理和回路330に入力することにより、出力端
子312に信号状態が変化するたびに発生される
パルス信号が得られる。
ここで説明した実施例において、信号I、Qの
間の位相差は90゜に限るものでなく零以外の任意
の値でよいことは、第4図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号、I、
Qの間に位相差を与える方法は、ここで示した実
施例のように局部発振信号の間に位相差を与える
代わりに、二つのミクサに入力される変調信号の
間に位相差を与えてもよい。またセツトリセツト
フリツプフロツプ回路230のセツト端子、リセ
ツト端子に入力される信号I、Qを入れ換えても
よい。これらの組み合わせのいずれを選んでもマ
ークあるいはスペース信号が正しく得られるか、
あるいは、これが入れ換わつた検波信号となるの
みである。後者の場合には、データを反転させる
回路を付加すればよい。
間の位相差は90゜に限るものでなく零以外の任意
の値でよいことは、第4図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号、I、
Qの間に位相差を与える方法は、ここで示した実
施例のように局部発振信号の間に位相差を与える
代わりに、二つのミクサに入力される変調信号の
間に位相差を与えてもよい。またセツトリセツト
フリツプフロツプ回路230のセツト端子、リセ
ツト端子に入力される信号I、Qを入れ換えても
よい。これらの組み合わせのいずれを選んでもマ
ークあるいはスペース信号が正しく得られるか、
あるいは、これが入れ換わつた検波信号となるの
みである。後者の場合には、データを反転させる
回路を付加すればよい。
本発明の第2の実施例を第6図に示す。入力端
子11に入力された周波数変調信号は、その中心
周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器30の出力信号を入力とする0゜、45゜、90゜、
135゜の位相差分離回路36によつて、得られる4
つの信号を各々局部発振信号とするミクサ21,
22,23,24によりベースバンドへ周波数変
換される。これらの信号を低域通過フイルタ4
1,42,43,44に通したのち、2値化回路
51,52,53,54に通して得られる信号を
それぞれQ2、I2、Q1、I1としよう。これらの信号
波形は例えば、第7図に示したようになる。ここ
で、実線は変調信号がマーク、破線はスペースの
場合を示す。信号I1、Q1、I2、Q2を排他的論理和
回路60に入力することにより、出力信号IQは
第7図に示したようになる。信号IQは信号I1、
Q1、I2、Q2を入力とする基準信号発生回路70
により発生される基準信号Zとともに、排他的論
理和回路65に入力される。その出力信号Xは第
7図に示したように、細いパルスの部分を除い
て、変調信号がマークかあるいはスペースかによ
つて、論理レベル“1”(実線)あるいは“0”
(破線)となり、周波数検波が行われたことが示
される。細いパルスの部分を除去するために、こ
の実施例でも第1の実施例と同様に、基準信号Z
を遅延およびパルス発生回路75に入力すること
によつて得られるパルス信号をD型フリツプフロ
ツプ回路のクロツク信号として、信号Xをサンプ
ルホールドする。
子11に入力された周波数変調信号は、その中心
周波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振
器30の出力信号を入力とする0゜、45゜、90゜、
135゜の位相差分離回路36によつて、得られる4
つの信号を各々局部発振信号とするミクサ21,
22,23,24によりベースバンドへ周波数変
換される。これらの信号を低域通過フイルタ4
1,42,43,44に通したのち、2値化回路
51,52,53,54に通して得られる信号を
それぞれQ2、I2、Q1、I1としよう。これらの信号
波形は例えば、第7図に示したようになる。ここ
で、実線は変調信号がマーク、破線はスペースの
場合を示す。信号I1、Q1、I2、Q2を排他的論理和
回路60に入力することにより、出力信号IQは
第7図に示したようになる。信号IQは信号I1、
Q1、I2、Q2を入力とする基準信号発生回路70
により発生される基準信号Zとともに、排他的論
理和回路65に入力される。その出力信号Xは第
7図に示したように、細いパルスの部分を除い
て、変調信号がマークかあるいはスペースかによ
つて、論理レベル“1”(実線)あるいは“0”
(破線)となり、周波数検波が行われたことが示
される。細いパルスの部分を除去するために、こ
の実施例でも第1の実施例と同様に、基準信号Z
を遅延およびパルス発生回路75に入力すること
によつて得られるパルス信号をD型フリツプフロ
ツプ回路のクロツク信号として、信号Xをサンプ
ルホールドする。
基準信号発生回路70は例えば、第8図に示し
たような回路で実現できる。この回路の動作はほ
ぼ自明であるので、詳しくは説明しないけれど
も、要するに排他的論理和回路71,73および
遅延回路81により、信号I2およびQ2の立ち上が
りおよび立ち下がり点でパルスを発生させ、この
パルスによつてセツトリセツト回路90をセツト
し、排他的論理和回路72,73および遅延回路
82により、信号I1およびQ1の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
より、セツトリセツト回路90をリセツトするも
のである。第2の実施例は第1の実施例に比べて
構成は複雑であるけれども、位相の変化が小さい
変調波すなわち、変調指数のより小さい変調波に
適用できる効果がある。
たような回路で実現できる。この回路の動作はほ
ぼ自明であるので、詳しくは説明しないけれど
も、要するに排他的論理和回路71,73および
遅延回路81により、信号I2およびQ2の立ち上が
りおよび立ち下がり点でパルスを発生させ、この
パルスによつてセツトリセツト回路90をセツト
し、排他的論理和回路72,73および遅延回路
82により、信号I1およびQ1の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
より、セツトリセツト回路90をリセツトするも
のである。第2の実施例は第1の実施例に比べて
構成は複雑であるけれども、位相の変化が小さい
変調波すなわち、変調指数のより小さい変調波に
適用できる効果がある。
第1および第2の実施例の動作から類推できる
ように、局部発振信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても同様
な検波動作を行わせることができる。またこの実
施例では、ベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、この間隔が等しく
ない場合にも同様に動作することは容易に確かめ
られる。この場合に必要なことは、以上に説明し
た動作から類推できるように基準信号を発生させ
るのに際して、ベースバンド信号を位相面上で
180゜を法とする順番に並べ、これらの信号を順番
に1個おきにとつた2値化信号の全体を第1のグ
ループとし、残りの信号のグループを第2のグル
ープとするとき、第1のグループのいずれかの信
号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、第2のグループのいずれか
の信号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリ
ツプフロツプをリセツトすることである。
ように、局部発振信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても同様
な検波動作を行わせることができる。またこの実
施例では、ベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、この間隔が等しく
ない場合にも同様に動作することは容易に確かめ
られる。この場合に必要なことは、以上に説明し
た動作から類推できるように基準信号を発生させ
るのに際して、ベースバンド信号を位相面上で
180゜を法とする順番に並べ、これらの信号を順番
に1個おきにとつた2値化信号の全体を第1のグ
ループとし、残りの信号のグループを第2のグル
ープとするとき、第1のグループのいずれかの信
号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、第2のグループのいずれか
の信号の立ち上がり点および立ち下がり点でフリ
ツプフロツプをリセツトすることである。
(発明の効果)
以上、説明したように、ミクサ以降の回路はす
べてベースバンドで動作し、2値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイジ
タル値に変換してから、マイクロプロセツサなど
を用いて、本発明で示した方法による信号処理を
行うことによつても実現できる。さらに、本発明
では、位相の異なるN個のベースバンド信号を得
るために、N個のミクサを使用したけれども、こ
れより少ない個数のミクサを使い、その出力に重
みをつけて加算することにより、他の位相のベー
スバンド信号を得る従来の技術を適用してもよい
ことは明らかである。
べてベースバンドで動作し、2値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は集積回路による実現を容易にする効果があ
る。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイジ
タル値に変換してから、マイクロプロセツサなど
を用いて、本発明で示した方法による信号処理を
行うことによつても実現できる。さらに、本発明
では、位相の異なるN個のベースバンド信号を得
るために、N個のミクサを使用したけれども、こ
れより少ない個数のミクサを使い、その出力に重
みをつけて加算することにより、他の位相のベー
スバンド信号を得る従来の技術を適用してもよい
ことは明らかである。
第1図は本発明の第1の実施例を示すブロツク
図、第2図は本発明に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図、第3図は本発明に使用され
るパルス発生回路を示すブロツク図、第4図は本
発明の第1の実施例の動作を説明するための波形
図、第5図は基準信号発生回路の動作を説明する
ための波形模式図、第6図は本発明の第2の実施
例を示すブロツク図、第7図は本発明の第2の実
施例の動作を説明するための波形図、第8図は本
発明の第2の実施例に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 図において、11は変調信号入力端子、12は
検波信号出力端子、21,22,23,24はミ
クサ、30は局部発振器、35は移相器、36は
位相差分離回路、41,42,43,44は低域
通過フイルタ、51,52,53,54は2値化
回路、60,65,71,72,73,74,3
30は排他的論理和回路、70は基準信号発生回
路、75は遅延およびパルス発生回路、80はD
型フリツプフロツプ回路、90,230はセツト
リセツト回路、211,212,311は入力端
子、213,312は出力端子、221,222
はパルス発生回路、320,81,82は遅延回
路、をそれぞれ示す。
図、第2図は本発明に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図、第3図は本発明に使用され
るパルス発生回路を示すブロツク図、第4図は本
発明の第1の実施例の動作を説明するための波形
図、第5図は基準信号発生回路の動作を説明する
ための波形模式図、第6図は本発明の第2の実施
例を示すブロツク図、第7図は本発明の第2の実
施例の動作を説明するための波形図、第8図は本
発明の第2の実施例に使用される基準信号発生回
路を示すブロツク図である。 図において、11は変調信号入力端子、12は
検波信号出力端子、21,22,23,24はミ
クサ、30は局部発振器、35は移相器、36は
位相差分離回路、41,42,43,44は低域
通過フイルタ、51,52,53,54は2値化
回路、60,65,71,72,73,74,3
30は排他的論理和回路、70は基準信号発生回
路、75は遅延およびパルス発生回路、80はD
型フリツプフロツプ回路、90,230はセツト
リセツト回路、211,212,311は入力端
子、213,312は出力端子、221,222
はパルス発生回路、320,81,82は遅延回
路、をそれぞれ示す。
Claims (1)
- 1 2値デイジタル信号によつて周波数変調され
た信号(変調信号)を入力として、該変調信号の
中心周波数にほぼ等しい周波数を有する局部発振
器を少くとも含み、位相が互いに異なる2N個
(ここでNは正の整数)のベースバンド信号を出
力する周波数変換手段と、前記2N個のベースバ
ンド信号を2値化して2N個の2値化信号を得る
手段と、該2N個の2値化信号を入力として排他
的論理和をとり第1の信号を得る第1の排他的論
理和回路と、前記2N個の2値化信号をその位相
が180゜を法とする順番になるように並べたとき、
これらの信号を順に1個おきにとつた信号の全体
を第1の信号グループとし、残りの2値化信号を
第2の信号グループとするとき、前記第1の信号
グループのいずれかの信号の状態が変化するたび
に論理値0,1のいずれか一方の値を選び、前記
第2の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記論理値の他方の値を選ぶことで
発生される基準信号を得る手段と、該基準信号と
前記第1の排他的論理和回路の出力信号を入力と
する第2の排他的論理和回路と、該第1の排他的
論理和回路の出力もしくは前記基準信号を入力信
号として、該入力信号の状態が変化するのに応じ
て、この状態変化時刻よりも先にあるいは遅れて
パルスを発生する手段と、該パルス信号をクロツ
クパルス入力として前記第2の排他的論理和回路
の出力信号を信号入力とするD型フリツプフロツ
プ回路とを有し、該D型フリツプフロツプ回路の
出力から得られる信号を検波出力信号とすること
を特徴とする周波数検波器。
Priority Applications (8)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3346584A JPS60210052A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
US06/687,575 US4651107A (en) | 1984-01-11 | 1984-12-28 | Demodulator for digital FM signals |
AU37350/85A AU567649B2 (en) | 1984-01-11 | 1985-01-07 | Fm demodulator |
CA000471579A CA1258300A (en) | 1984-01-11 | 1985-01-07 | Demodulator for digital fm signals |
DE8585100190T DE3580594D1 (de) | 1984-01-11 | 1985-01-10 | Demodulator fuer digitale, frequenzmodulierte signale. |
EP85100190A EP0151394B1 (en) | 1984-01-11 | 1985-01-10 | Demodulator for ditital fm signals |
SG1194/92A SG119492G (en) | 1984-01-11 | 1992-11-16 | Demodulator for digital fm signals |
HK397/93A HK39793A (en) | 1984-01-11 | 1993-04-22 | Demodulator for ditital fm signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3346584A JPS60210052A (ja) | 1984-02-24 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60210052A JPS60210052A (ja) | 1985-10-22 |
JPH0528019B2 true JPH0528019B2 (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=12387291
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3346584A Granted JPS60210052A (ja) | 1984-01-11 | 1984-02-24 | 周波数検波器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60210052A (ja) |
-
1984
- 1984-02-24 JP JP3346584A patent/JPS60210052A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60210052A (ja) | 1985-10-22 |
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