JPH05276060A - フェーディング防止中波受信機 - Google Patents
フェーディング防止中波受信機Info
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- JPH05276060A JPH05276060A JP4067081A JP6708192A JPH05276060A JP H05276060 A JPH05276060 A JP H05276060A JP 4067081 A JP4067081 A JP 4067081A JP 6708192 A JP6708192 A JP 6708192A JP H05276060 A JPH05276060 A JP H05276060A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 中波受信機におけるフェーディング防止のた
めの従来の自動音量制御（ＡＶＣ）回路では抑え切れな
い比較的速いレベル変動を防止するために、 【構成】 検波出力Ｘと、検波出力を遮断周波数10Hz程
度の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通して得た搬送波の
フェーディングによる低周波レベル変動成分Ｙと、ＡＶ
Ｃ回路の制御出力低周波成分Ｚとのタイミングを揃えて
（Ｚ／Ｙ）・Ｘの演算を行なう演算回路を介して検波出
力を取出し、 【効果】 従来抑え切れなかったフェーディングによる
比較的速いレベル変動や同一チャネル混信による低周波
ビート成分を除去し得るようにする。
めの従来の自動音量制御（ＡＶＣ）回路では抑え切れな
い比較的速いレベル変動を防止するために、 【構成】 検波出力Ｘと、検波出力を遮断周波数10Hz程
度の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）に通して得た搬送波の
フェーディングによる低周波レベル変動成分Ｙと、ＡＶ
Ｃ回路の制御出力低周波成分Ｚとのタイミングを揃えて
（Ｚ／Ｙ）・Ｘの演算を行なう演算回路を介して検波出
力を取出し、 【効果】 従来抑え切れなかったフェーディングによる
比較的速いレベル変動や同一チャネル混信による低周波
ビート成分を除去し得るようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力振幅変調波のフェ
ーディングによる復調出力音量の変動を防止したフェー
ディング防止中波受信機に関し、特に、フェーディング
防止のために従来から備えている自動音量制御（ＡＶ
Ｃ）回路では抑え切れない比較的速い出力音量変動を防
止するようにしたものである。
ーディングによる復調出力音量の変動を防止したフェー
ディング防止中波受信機に関し、特に、フェーディング
防止のために従来から備えている自動音量制御（ＡＶ
Ｃ）回路では抑え切れない比較的速い出力音量変動を防
止するようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】中波帯音声放送の上空波は、昼間は、上
空に生ずる電離層中のＤ層を通過する際に吸収される
が、夜間は、Ｄ層が消滅するので、さらに上空のＥ層や
Ｆ層で反射した上空波がかなり遠方まで到達し、上空波
と地表波との干渉により電界強度が変動する、いわゆる
フェーディングが生じる。この中波帯放送波の電離層反
射に基づく受信電界強度の時間率50％値は、日没２時間
後にほぼ一定となるが、かかるフェーディングによる受
信電界強度の変動は一般にレーリー分布をなしており、
時としては干渉性の変動を呈する場合があり、１Hz以上
の高い周波数のレベル変動成分を含むことになる。ま
た、同一搬送波周波数による同一チャネル混信において
も、搬送波周波数の許容偏差内での周波数差に基づき、
図１に示すように、見掛け上干渉性フェーディングと同
様の受信電界強度の変動を呈することになる。かかるフ
ェーディングによる受信電界強度の変動に基づく復調出
力音量の変動の防止策としては、従来、空間ダイバーシ
ティ受信など受信アンテナの構成配置による手法ととも
に、検波出力により中間周波増幅利得を負帰還制御する
自動音量制御（ＡＶＣ）回路の受信機回路自体による手
法が用いられていた。しかして、中波受信機における選
局時の送信局の相違に基づく大幅の変化など受信電界強
度の変化による受信出力音量の変化を防止するために従
来から用いられている自動音量制御（ＡＶＣ）回路は、
受信出力音声信号には実質的に十数Hz以下の信号成分が
含まれないことを利用し、検波出力信号中の搬送波成分
の強度を表わす直流分を中間周波増幅回路に負帰還して
中間周波増幅利得を自動制御するものである。
空に生ずる電離層中のＤ層を通過する際に吸収される
が、夜間は、Ｄ層が消滅するので、さらに上空のＥ層や
Ｆ層で反射した上空波がかなり遠方まで到達し、上空波
と地表波との干渉により電界強度が変動する、いわゆる
フェーディングが生じる。この中波帯放送波の電離層反
射に基づく受信電界強度の時間率50％値は、日没２時間
後にほぼ一定となるが、かかるフェーディングによる受
信電界強度の変動は一般にレーリー分布をなしており、
時としては干渉性の変動を呈する場合があり、１Hz以上
の高い周波数のレベル変動成分を含むことになる。ま
た、同一搬送波周波数による同一チャネル混信において
も、搬送波周波数の許容偏差内での周波数差に基づき、
図１に示すように、見掛け上干渉性フェーディングと同
様の受信電界強度の変動を呈することになる。かかるフ
ェーディングによる受信電界強度の変動に基づく復調出
力音量の変動の防止策としては、従来、空間ダイバーシ
ティ受信など受信アンテナの構成配置による手法ととも
に、検波出力により中間周波増幅利得を負帰還制御する
自動音量制御（ＡＶＣ）回路の受信機回路自体による手
法が用いられていた。しかして、中波受信機における選
局時の送信局の相違に基づく大幅の変化など受信電界強
度の変化による受信出力音量の変化を防止するために従
来から用いられている自動音量制御（ＡＶＣ）回路は、
受信出力音声信号には実質的に十数Hz以下の信号成分が
含まれないことを利用し、検波出力信号中の搬送波成分
の強度を表わす直流分を中間周波増幅回路に負帰還して
中間周波増幅利得を自動制御するものである。
【０００３】かかる自動音量制御回路を用いてフェーデ
ィングを防止するようにした従来の中波受信機の概略構
成を図２に示す。図示の構成による中波受信機において
は、受信アンテナ１からの入力波信号を高周波（ＲＦ）
増幅器２を介してミキサ３に導き、局部発振器４の発振
出力と混合して中間周波信号に変換し、中間周波（Ｉ
Ｆ）増幅器５により増幅したうえで検波器６に導き、そ
の検波出力を、低周波増幅器７を介してスピーカ８に供
給するとともに、ＣＲ時定数回路からなるループフィル
タを有する自動音量制御（ＡＶＣ）回路９にも供給し、
検波出力中の音声信号から分離して、搬送波成分のレベ
ル変化を表わす準直流成分を抽出し、その準直流成分を
中間周波増幅器５に負帰還してその利得制御電圧Ｖc と
し、中間周波増幅利得Ｇ（Ｖｃ）を制御して入力波電界
強度の変化による出力音量の変化、すなわち、フェーデ
ィングを防止している。なお、検波出力中の準直流成分
を抽出するループフィルタには、一般に、時定数0.1 秒
程度のＣＲ低域通過フィルタが用いられているが、この
ＣＲ低域通過フィルタは回路構成が簡単で安価であり、
選局時の受信電界強度変化に対しては良好かつ安定に動
作している。
ィングを防止するようにした従来の中波受信機の概略構
成を図２に示す。図示の構成による中波受信機において
は、受信アンテナ１からの入力波信号を高周波（ＲＦ）
増幅器２を介してミキサ３に導き、局部発振器４の発振
出力と混合して中間周波信号に変換し、中間周波（Ｉ
Ｆ）増幅器５により増幅したうえで検波器６に導き、そ
の検波出力を、低周波増幅器７を介してスピーカ８に供
給するとともに、ＣＲ時定数回路からなるループフィル
タを有する自動音量制御（ＡＶＣ）回路９にも供給し、
検波出力中の音声信号から分離して、搬送波成分のレベ
ル変化を表わす準直流成分を抽出し、その準直流成分を
中間周波増幅器５に負帰還してその利得制御電圧Ｖc と
し、中間周波増幅利得Ｇ（Ｖｃ）を制御して入力波電界
強度の変化による出力音量の変化、すなわち、フェーデ
ィングを防止している。なお、検波出力中の準直流成分
を抽出するループフィルタには、一般に、時定数0.1 秒
程度のＣＲ低域通過フィルタが用いられているが、この
ＣＲ低域通過フィルタは回路構成が簡単で安価であり、
選局時の受信電界強度変化に対しては良好かつ安定に動
作している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、本発明
者らが実際に中波放送をかかる従来の中波受信機で受信
したところでは、夜間にその受信音質がかなり劣化する
ことがあり、この受信音質の劣化は、フェーディングに
よる検波出力中の搬送波成分のレベル変化が準直流成分
のみに留まらず、１Hz乃至数Hzの高い周波数成分をかな
り含んでおり、ＡＶＣ回路がかかる比較的速いレベル変
化に追随して良好に動作していないがため、と認められ
る。
者らが実際に中波放送をかかる従来の中波受信機で受信
したところでは、夜間にその受信音質がかなり劣化する
ことがあり、この受信音質の劣化は、フェーディングに
よる検波出力中の搬送波成分のレベル変化が準直流成分
のみに留まらず、１Hz乃至数Hzの高い周波数成分をかな
り含んでおり、ＡＶＣ回路がかかる比較的速いレベル変
化に追随して良好に動作していないがため、と認められ
る。
【０００５】したがって、この受信音質の劣化を防止す
るためにはＡＶＣ回路の応答速度を速くして高い周波数
成分のレベル変化に即応し得るようにすればよいわけで
ある。しかしながら、従来ＡＶＣ回路に用いられている
ＣＲ低域通過フィルタのＣＲ時定数を小さくしてその応
答速度を速めると、中波放送の音声周波数帯の下限十数
HzまでＡＶＣ回路の負帰還制御が及び、検波出力音質を
さらに劣化させることになるので，ＣＲ時定数は小さく
し得ない。
るためにはＡＶＣ回路の応答速度を速くして高い周波数
成分のレベル変化に即応し得るようにすればよいわけで
ある。しかしながら、従来ＡＶＣ回路に用いられている
ＣＲ低域通過フィルタのＣＲ時定数を小さくしてその応
答速度を速めると、中波放送の音声周波数帯の下限十数
HzまでＡＶＣ回路の負帰還制御が及び、検波出力音質を
さらに劣化させることになるので，ＣＲ時定数は小さく
し得ない。
【０００６】そこで、検波出力中の搬送波レベルの変化
成分を抽出するＡＶＣ回路の低域通過フィルタの遮断周
波数特性をＣＲ時定数回路の周波数特性より急峻にし、
例えば本発明につき後述するような多極の四端子回路網
による低域通過フィルタを用いると、ＡＶＣ回路の遮断
周波数特性自体は、音声信号成分を除いて搬送波レベル
の変化成分のみを抽出し得るとしても、かかる多極の急
峻な遮断特性のループフィルタにより中間周波増幅回路
の増幅利得を帰還制御すれば、多極のループフィルタに
不可避の位相遅延特性に起因して発振を生ずるなど回路
動作が不安定となる。したがって、中間周波増幅回路の
増幅利得を帰還制御するＡＶＣ回路には、従来どおり、
遮断周波数特性は緩かであるが位相遅延特性も緩かで、
安定にループ制御を行ない得るＣＲ時定数フィルタしか
用い得ないことになる。
成分を抽出するＡＶＣ回路の低域通過フィルタの遮断周
波数特性をＣＲ時定数回路の周波数特性より急峻にし、
例えば本発明につき後述するような多極の四端子回路網
による低域通過フィルタを用いると、ＡＶＣ回路の遮断
周波数特性自体は、音声信号成分を除いて搬送波レベル
の変化成分のみを抽出し得るとしても、かかる多極の急
峻な遮断特性のループフィルタにより中間周波増幅回路
の増幅利得を帰還制御すれば、多極のループフィルタに
不可避の位相遅延特性に起因して発振を生ずるなど回路
動作が不安定となる。したがって、中間周波増幅回路の
増幅利得を帰還制御するＡＶＣ回路には、従来どおり、
遮断周波数特性は緩かであるが位相遅延特性も緩かで、
安定にループ制御を行ない得るＣＲ時定数フィルタしか
用い得ないことになる。
【０００７】さらに、実際に中波放送を受信したところ
では、同一チャネル混信における搬送波周波数の偏差に
基づくビートの発生もかなり受信音質を劣化させてい
る。すなわち、中波放送の搬送波周波数は、世界的に９
kHz 間隔に統一されているが、数Hz以下の周波数偏差が
許容されているので、同一チャネル混信が生じた場合に
は、双方の搬送波周波数偏差の和乃至差に相当する可聴
周波数以下のビートが発生し、比較的速いフェーディン
グと同様の干渉性レベル変化が生ずること前述したとお
りである。
では、同一チャネル混信における搬送波周波数の偏差に
基づくビートの発生もかなり受信音質を劣化させてい
る。すなわち、中波放送の搬送波周波数は、世界的に９
kHz 間隔に統一されているが、数Hz以下の周波数偏差が
許容されているので、同一チャネル混信が生じた場合に
は、双方の搬送波周波数偏差の和乃至差に相当する可聴
周波数以下のビートが発生し、比較的速いフェーディン
グと同様の干渉性レベル変化が生ずること前述したとお
りである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、上述し
た従来の課題を解決し、中波放送帯における夜間の上空
波遠方伝搬に起因する受信電界強度の変化による比較的
速い受信音量のレベル変化、すなわち、いわゆるフェー
ディング、および、フェーディングに準ずる同一チャネ
ル混信時のビートの発生を防止して所望受信音質が劣化
しないようにしたフェーディング防止中波受信機を提供
することにある。
た従来の課題を解決し、中波放送帯における夜間の上空
波遠方伝搬に起因する受信電界強度の変化による比較的
速い受信音量のレベル変化、すなわち、いわゆるフェー
ディング、および、フェーディングに準ずる同一チャネ
ル混信時のビートの発生を防止して所望受信音質が劣化
しないようにしたフェーディング防止中波受信機を提供
することにある。
【０００９】すなわち、本発明フェーディング防止中波
受信機は、前述したＡＶＣ回路によるフェーディング防
止は従来どおりに実施し、従来のＡＶＣ回路では本質的
に応答し得ない比較的速いフェーディングに対する中間
周波増幅回路の増幅利得補償の過不足分を検波出力中か
ら抽出し、その利得補償の過不足による搬送波成分のレ
ベル変化をタイミングを合わせて演算により除去した検
波出力音声信号を受信出力として取出すようにしたもの
であり、入力振幅変調波から変換した中間周波信号を振
幅検波して復調するとともに、時定数回路を備えた自動
音量制御（ＡＶＣ）回路を介し検波出力を中間周波増幅
回路に負帰還して入力波のフェーディングにより変化す
る出力音量をほぼ一定のレベルに自動制御する中波受信
機において、前記検波出力から少なくとも８Hzを遮断周
波数とする低域通過フィルタを介して取出した搬送波
レベルの変動に対応した低周波レベル変動成分Ｙと、前
記低域通過フィルタにおける信号通過の遅延に相当する
遅延時間の遅延回路をそれぞれ介した前記検波出力Ｘお
よび前記ＡＶＣ回路の低周波制御出力Ｚとをそれぞれ導
いて（Ｚ／Ｙ）・Ｘなる演算を行なう演算回路を備え、
当該演算回路の演算出力を当該中波受信機の受信出力と
することを特徴とするものである。
受信機は、前述したＡＶＣ回路によるフェーディング防
止は従来どおりに実施し、従来のＡＶＣ回路では本質的
に応答し得ない比較的速いフェーディングに対する中間
周波増幅回路の増幅利得補償の過不足分を検波出力中か
ら抽出し、その利得補償の過不足による搬送波成分のレ
ベル変化をタイミングを合わせて演算により除去した検
波出力音声信号を受信出力として取出すようにしたもの
であり、入力振幅変調波から変換した中間周波信号を振
幅検波して復調するとともに、時定数回路を備えた自動
音量制御（ＡＶＣ）回路を介し検波出力を中間周波増幅
回路に負帰還して入力波のフェーディングにより変化す
る出力音量をほぼ一定のレベルに自動制御する中波受信
機において、前記検波出力から少なくとも８Hzを遮断周
波数とする低域通過フィルタを介して取出した搬送波
レベルの変動に対応した低周波レベル変動成分Ｙと、前
記低域通過フィルタにおける信号通過の遅延に相当する
遅延時間の遅延回路をそれぞれ介した前記検波出力Ｘお
よび前記ＡＶＣ回路の低周波制御出力Ｚとをそれぞれ導
いて（Ｚ／Ｙ）・Ｘなる演算を行なう演算回路を備え、
当該演算回路の演算出力を当該中波受信機の受信出力と
することを特徴とするものである。
【００１０】
【作用】したがって、本発明フェーディング防止中波受
信機においては、従来のＡＶＣ回路によるフェーディン
グ防止の作用効果に加えて、従来のＡＶＣ回路では本質
的に抑え切れない速い速度のフェーディングを同様な同
一チャネル混信ビートとともに安定に除去した良好な音
質の受信出力が得られる、という格別の作用効果が得ら
れる。
信機においては、従来のＡＶＣ回路によるフェーディン
グ防止の作用効果に加えて、従来のＡＶＣ回路では本質
的に抑え切れない速い速度のフェーディングを同様な同
一チャネル混信ビートとともに安定に除去した良好な音
質の受信出力が得られる、という格別の作用効果が得ら
れる。
【００１１】
【実施例】以下に図面を参照して実施例につき本発明を
詳細に説明する。本発明フェーディング防止中波受信機
は、上述したように、従来のＡＶＣ回路は、選局時など
の大きい受信入力電界強度の変化による検波出力レベル
の変動を抑える利得制御回路としてそのまま残し、従来
は検波出力中に残存していた速いフェーディングによる
搬送波レベル変動を除去するための演算回路を新たに検
波出力回路に介挿したものである。
詳細に説明する。本発明フェーディング防止中波受信機
は、上述したように、従来のＡＶＣ回路は、選局時など
の大きい受信入力電界強度の変化による検波出力レベル
の変動を抑える利得制御回路としてそのまま残し、従来
は検波出力中に残存していた速いフェーディングによる
搬送波レベル変動を除去するための演算回路を新たに検
波出力回路に介挿したものである。
【００１２】すなわち、図１に示した中波受信機の概略
構成における検波出力回路の点ａと点ｂとの間に、図２
に示す構成の演算回路よりなるフェーディング防止回路
を新たに介挿したものである。図示のフェーディング防
止回路においては、検波器６に接続した端子ａからの検
波出力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）10に導き、例えば
８Hzを超える音声信号成分を遮断して８Hzを超えない搬
送波レベルの変動成分Ｙを抽出し、演算回路13に導くと
ともに、端子ａからの検波出力を、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）10を信号が通過するに要する時間に等しい遅
延時間を有する遅延回路11に導いて搬送波レベル変動成
分Ｙとタイミングを揃えた音声信号を含む遅延検波出力
Ｘを演算回路13に導き、さらに、従来からの自動音量制
御（ＡＶＣ）回路９から取出した準直流成分からなる中
間周波増幅利得制御電圧ＶC を端子ｃから遅延回路11と
同じ遅延時間を有する遅延回路12に導いて搬送波レベル
変動成分Ｙとタイミングを揃えた遅延制御信号Ｚをも演
算回路13に導く。その結果、演算回路13においては、従
来のＡＶＣ回路９からの準直流成分からなる利得制御信
号によっては中間周波増幅利得を補償し切れなかった速
い搬送波レベル変動成分を含んだ検波出力音声信号とタ
イミングを合わせ、従来のＡＶＣ回路９により一応利得
補償を行なった準直流成分Ｚと従来のＡＶＣ回路９によ
っては利得補償を行ない得なかった数Hzの速いレベル変
動成分Ｙとの比よりなり、従来のＡＶＣ回路９による中
間周波増幅利得補償の過不足を再度補償して検波出力音
声信号からフェーディングをほぼ完全に除去し得る搬送
波レベル変動補償信号が得られる。したがって、演算回
路13においては、Ｘ・（Ｚ／Ｙ）からなるアナログ演算
を行なってフェーディングおよび同一チャネル混信によ
り実際に生ずる数Hzに及ぶ搬送波レベル変動をほぼ完全
に除去した良好な音質の検波出力音声信号を、中間周波
増幅利得のループ制御におけるような動作不安定を伴う
ことなく、所望の遮断周波数特性を有する低域通過フィ
ルタを用いて極めて安定に端子６から取出すことが可能
となる。なお、演算回路13の動作レベル範囲は、受信入
力電界強度のフェーディングによる変化範囲に対応し
て、例えば30dBの動作レベル範囲があれば良好な入出力
特性が得られる。
構成における検波出力回路の点ａと点ｂとの間に、図２
に示す構成の演算回路よりなるフェーディング防止回路
を新たに介挿したものである。図示のフェーディング防
止回路においては、検波器６に接続した端子ａからの検
波出力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）10に導き、例えば
８Hzを超える音声信号成分を遮断して８Hzを超えない搬
送波レベルの変動成分Ｙを抽出し、演算回路13に導くと
ともに、端子ａからの検波出力を、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）10を信号が通過するに要する時間に等しい遅
延時間を有する遅延回路11に導いて搬送波レベル変動成
分Ｙとタイミングを揃えた音声信号を含む遅延検波出力
Ｘを演算回路13に導き、さらに、従来からの自動音量制
御（ＡＶＣ）回路９から取出した準直流成分からなる中
間周波増幅利得制御電圧ＶC を端子ｃから遅延回路11と
同じ遅延時間を有する遅延回路12に導いて搬送波レベル
変動成分Ｙとタイミングを揃えた遅延制御信号Ｚをも演
算回路13に導く。その結果、演算回路13においては、従
来のＡＶＣ回路９からの準直流成分からなる利得制御信
号によっては中間周波増幅利得を補償し切れなかった速
い搬送波レベル変動成分を含んだ検波出力音声信号とタ
イミングを合わせ、従来のＡＶＣ回路９により一応利得
補償を行なった準直流成分Ｚと従来のＡＶＣ回路９によ
っては利得補償を行ない得なかった数Hzの速いレベル変
動成分Ｙとの比よりなり、従来のＡＶＣ回路９による中
間周波増幅利得補償の過不足を再度補償して検波出力音
声信号からフェーディングをほぼ完全に除去し得る搬送
波レベル変動補償信号が得られる。したがって、演算回
路13においては、Ｘ・（Ｚ／Ｙ）からなるアナログ演算
を行なってフェーディングおよび同一チャネル混信によ
り実際に生ずる数Hzに及ぶ搬送波レベル変動をほぼ完全
に除去した良好な音質の検波出力音声信号を、中間周波
増幅利得のループ制御におけるような動作不安定を伴う
ことなく、所望の遮断周波数特性を有する低域通過フィ
ルタを用いて極めて安定に端子６から取出すことが可能
となる。なお、演算回路13の動作レベル範囲は、受信入
力電界強度のフェーディングによる変化範囲に対応し
て、例えば30dBの動作レベル範囲があれば良好な入出力
特性が得られる。
【００１３】つぎに、図３に示したフェーディング防止
回路を構成する各部回路の具体的な詳細構成の例につい
て順次に説明する。
回路を構成する各部回路の具体的な詳細構成の例につい
て順次に説明する。
【００１４】低域通過フィルタ（ＬＰＦ）10 検波出力中の音声信号成分から分離してフェーディング
による搬送波レベル変動成分Ｙを抽出する低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）10の具体的な回路構成の例を図４に示
す。中波受信機において検波出力中の十数Hz以上の音声
信号成分を遮断するとともに、数Hz以下のフェーディン
グ周波数成分を抽出することが必要な低域通過フィルタ
としては、図示のように、遮断周波数８Hz、遅延時間53
mSの定遅延特性を呈する６次のベッセル型アクティブフ
ィルタを用いるのが好適である。
による搬送波レベル変動成分Ｙを抽出する低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ）10の具体的な回路構成の例を図４に示
す。中波受信機において検波出力中の十数Hz以上の音声
信号成分を遮断するとともに、数Hz以下のフェーディン
グ周波数成分を抽出することが必要な低域通過フィルタ
としては、図示のように、遮断周波数８Hz、遅延時間53
mSの定遅延特性を呈する６次のベッセル型アクティブフ
ィルタを用いるのが好適である。
【００１５】遅延回路11, 12 上述した遅延時間53mSの低域通過フィルタ10を通過した
搬送波レベル変動成分Ｙとタイミングを揃えるために遅
延検波出力Ｘおよび遅延制御信号Ｚにそれぞれ53mSの遅
延を与えるための遅延回路11および12としては、図５に
示すように多数の電荷転送素子（ＢＢＤ）を用いて信号
を順次に遅延させる遅延回路と、図６に示すようにディ
ジタルメモリへの書込み、読出しの時間差によって信号
を一挙に遅延させる遅延回路とのいずれかを用いるのが
好適である。
搬送波レベル変動成分Ｙとタイミングを揃えるために遅
延検波出力Ｘおよび遅延制御信号Ｚにそれぞれ53mSの遅
延を与えるための遅延回路11および12としては、図５に
示すように多数の電荷転送素子（ＢＢＤ）を用いて信号
を順次に遅延させる遅延回路と、図６に示すようにディ
ジタルメモリへの書込み、読出しの時間差によって信号
を一挙に遅延させる遅延回路とのいずれかを用いるのが
好適である。
【００１６】図５に示すＢＢＤ使用の遅延回路において
は、例えば4096段のＢＢＤを継続接続したＢＢＤ遅延回
路15および18の前後に、音声周波数までの信号を通過さ
せるようにした低域通過フィルタ（ＬＰＦ）14, 16およ
び17, 19をそれぞれ配置した２系統のＢＢＤ遅延回路を
単一のクロック発振器20からの周波数 38.6kHzの素子間
転送用クロック信号により並列に駆動し、入力端（a)か
ら直流遮断用コンデンサＣを介して供給した音声信号を
53 mS 遅延させ、遅延検波出力Ｘとして出力端(a) から
取出すとともに、入力端(c) に供給した制御信号を遅延
制御信号Ｚとして出力端(c) から取出す。なお、ＢＢＤ
遅延回路では多段素子間の反復遅延により信号電荷を遅
延させるのでノイズが混入する恐れがある。
は、例えば4096段のＢＢＤを継続接続したＢＢＤ遅延回
路15および18の前後に、音声周波数までの信号を通過さ
せるようにした低域通過フィルタ（ＬＰＦ）14, 16およ
び17, 19をそれぞれ配置した２系統のＢＢＤ遅延回路を
単一のクロック発振器20からの周波数 38.6kHzの素子間
転送用クロック信号により並列に駆動し、入力端（a)か
ら直流遮断用コンデンサＣを介して供給した音声信号を
53 mS 遅延させ、遅延検波出力Ｘとして出力端(a) から
取出すとともに、入力端(c) に供給した制御信号を遅延
制御信号Ｚとして出力端(c) から取出す。なお、ＢＢＤ
遅延回路では多段素子間の反復遅延により信号電荷を遅
延させるのでノイズが混入する恐れがある。
【００１７】一方、図６に示すディジタルメモリ使用の
遅延回路は、図５に示した遅延回路と同様に、入力端
(a) および(c) から供給した検波出力および制御信号を
それぞれ遅延させて出力端(a) および(c) から取出す主
回路21を制御回路22およびクロックパルス発生回路23に
より駆動制御するものである。
遅延回路は、図５に示した遅延回路と同様に、入力端
(a) および(c) から供給した検波出力および制御信号を
それぞれ遅延させて出力端(a) および(c) から取出す主
回路21を制御回路22およびクロックパルス発生回路23に
より駆動制御するものである。
【００１８】主回路21においては、入力端(a) および
(c) からの検波出力および制御信号を増幅器24および25
をそれぞれ介してマルチプレクサ26に供給し、カウンタ
31の制御のもとに順次交互の時系列信号に変換したうえ
で、それぞれ単一のサンプルホンダ（Ｓ／Ｈ）27、アナ
ログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）28、およびバッファ
メモリ29を順次に介し、それぞれサンプリング周波数2
3.8kHz で標本化して12ビットのディジタル信号に変換
し、ランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）30に順次交互
に書込む。ランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）30は,
メモリ・ステージ数1280×２からなり、各メモリ・アド
レスを１ビットの“０”と“１”とにより検波出力Ｘと
制御信号Ｚとに振り分け、各メモリ・アドレスへの書込
み後、カウンタ31によりクロックを計数して設定した53
mS後に読出すことにより各標本値を順次に遅延させる。
ＲＡＭ30から読出した各遅延信号は、それぞれ別個のデ
ィジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）32, 33、音声周波
信号のみを通過させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）34,
35および減衰器36,37 を順次に介して出力端子(a) およ
び(c) からそれぞれ取出す。なお、図５に示したＢＢＤ
遅延回路と図６に示したＲＡＭ遅延回路とを比較すれ
ば、図６に示したＲＡＭ遅延回路の方が、構成は複雑で
あるが、ノイズの混入が少ないだけ良好な結果が得られ
た。
(c) からの検波出力および制御信号を増幅器24および25
をそれぞれ介してマルチプレクサ26に供給し、カウンタ
31の制御のもとに順次交互の時系列信号に変換したうえ
で、それぞれ単一のサンプルホンダ（Ｓ／Ｈ）27、アナ
ログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）28、およびバッファ
メモリ29を順次に介し、それぞれサンプリング周波数2
3.8kHz で標本化して12ビットのディジタル信号に変換
し、ランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）30に順次交互
に書込む。ランダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）30は,
メモリ・ステージ数1280×２からなり、各メモリ・アド
レスを１ビットの“０”と“１”とにより検波出力Ｘと
制御信号Ｚとに振り分け、各メモリ・アドレスへの書込
み後、カウンタ31によりクロックを計数して設定した53
mS後に読出すことにより各標本値を順次に遅延させる。
ＲＡＭ30から読出した各遅延信号は、それぞれ別個のデ
ィジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）32, 33、音声周波
信号のみを通過させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）34,
35および減衰器36,37 を順次に介して出力端子(a) およ
び(c) からそれぞれ取出す。なお、図５に示したＢＢＤ
遅延回路と図６に示したＲＡＭ遅延回路とを比較すれ
ば、図６に示したＲＡＭ遅延回路の方が、構成は複雑で
あるが、ノイズの混入が少ないだけ良好な結果が得られ
た。
【００１９】演算回路13 演算回路13として用いるアナログ演算器の構成例を図７
に示す。図示のアナログ演算器においては、各入力、す
なわち、遅延検波出力Ｘと低域通過フィルタ出力搬送波
レベル変動Ｙおよび遅延制御信号Ｚとを、それぞれ、演
算増幅器Ａ1 とＡ3 およびＡ2 とを介して、エミッタ結
合のトランジスタ対Ｔr1, Ｔr4とＴr2,Ｔr3とにそれぞ
れ導き、トランジスタ対Ｔr2, Ｔr3で行なった（Ｚ／
Ｙ）の演算結果と遅延検波出力との乗算をトランジスタ
対Ｔr1, Ｔr4で行ない、その演算結果を演算増幅器Ａ4
を介し演算出力として取出す。この演算器の動作周波数
領域は10kHz を超え、4.5kHzを上限とした音声周波数帯
を十分に満足しており、また、動作レベル範囲も30dBを
超え、フェーディング防止用として良好に動作する。
に示す。図示のアナログ演算器においては、各入力、す
なわち、遅延検波出力Ｘと低域通過フィルタ出力搬送波
レベル変動Ｙおよび遅延制御信号Ｚとを、それぞれ、演
算増幅器Ａ1 とＡ3 およびＡ2 とを介して、エミッタ結
合のトランジスタ対Ｔr1, Ｔr4とＴr2,Ｔr3とにそれぞ
れ導き、トランジスタ対Ｔr2, Ｔr3で行なった（Ｚ／
Ｙ）の演算結果と遅延検波出力との乗算をトランジスタ
対Ｔr1, Ｔr4で行ない、その演算結果を演算増幅器Ａ4
を介し演算出力として取出す。この演算器の動作周波数
領域は10kHz を超え、4.5kHzを上限とした音声周波数帯
を十分に満足しており、また、動作レベル範囲も30dBを
超え、フェーディング防止用として良好に動作する。
【００２０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、中波受信機における従来のＡＶＣ回路による
フェーディング防止の作用効果に加えて、従来のＡＶＣ
回路では本質的に抑え切れない速い速度のフェーディン
グを、これと同様なレベル変動を生ずる同一チャネル混
信ビートとともに、安定に除去して良好な音質の受信出
力が得られる、という格別顕著な効果を奏することがで
きる。
によれば、中波受信機における従来のＡＶＣ回路による
フェーディング防止の作用効果に加えて、従来のＡＶＣ
回路では本質的に抑え切れない速い速度のフェーディン
グを、これと同様なレベル変動を生ずる同一チャネル混
信ビートとともに、安定に除去して良好な音質の受信出
力が得られる、という格別顕著な効果を奏することがで
きる。
【図１】中波放送帯における同一チャネル混信による受
信電界強度の変動の態様を示す信号波形図である。
信電界強度の変動の態様を示す信号波形図である。
【図２】従来の中波受信機の概略構成を示すブロック線
図である。
図である。
【図３】本発明によるフェーディング防止回路の概略構
成を示すブロック線図である。
成を示すブロック線図である。
【図４】同じくそのフェーディング防止回路における低
域通過フィルタの詳細構成の例を示す回路図である。
域通過フィルタの詳細構成の例を示す回路図である。
【図５】同じくそのフェーディング防止回路における遅
延回路の詳細構成の例を示すブロック線図である。
延回路の詳細構成の例を示すブロック線図である。
【図６】同じくその遅延回路の詳細構成の他の例を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図７】同じくそのフェーディング防止回路における演
算回路の詳細構成の例を示す回路図である。
算回路の詳細構成の例を示す回路図である。
1 受信アンテナ 2 高周波増幅器 3 ミキサ 4 局部発振器 5 中間周波増幅器 6 検波器 7 低周波増幅器 8 スピーカ 9 AVC 回路 10, 14, 16, 17, 19, 34, 35 低域通過フィルタ 11, 12 遅延回路 13 演算回路 15, 18 BBD 回路 20 クロック発振回路 21 主回路 22 制御回路 23 クロックパルス発生回路 24, 25 増幅回路 26 マルチプレクサ 27 サンプル・ホルダ 28 アナログ・ディジタル変換器 29 バッファ・メモリ 30 ランダムアクセス・メモリ 31 カウンタ 32, 33 ディジタル・アナログ変換器 36, 37 減衰器
Claims (1)
- 【請求項１】 入力振幅変調波から変換した中間周波信
号を振幅検波して復調するとともに、時定数回路を備え
た自動音量制御（ＡＶＣ）回路を介し検波出力を中間周
波増幅回路に負帰還して入力波のフェーディングにより
変化する出力音量をほぼ一定のレベルに自動制御する中
波受信機において、 前記検波出力から少なくとも８Hzを遮断周波数とする低
域通過フィルタを介して取出した搬送波レベルの変動に
対応した低周波レベル変動成分Ｙと、 前記低域通過フィルタにおける信号通過の遅延に相当す
る遅延時間の遅延回路をそれぞれ介した前記検波出力Ｘ
および前記ＡＶＣ回路の低周波制御出力Ｚとをそれぞれ
導いて（Ｚ／Ｙ）・Ｘなる演算を行なう演算回路を備
え、当該演算回路の演算出力を当該中波受信機の受信出
力とすることを特徴とするフェーディング防止中波受信
機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4067081A JPH0773225B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | フェーディング防止中波受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4067081A JPH0773225B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | フェーディング防止中波受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05276060A true JPH05276060A (ja) | 1993-10-22 |
| JPH0773225B2 JPH0773225B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=13334572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4067081A Expired - Lifetime JPH0773225B2 (ja) | 1992-03-25 | 1992-03-25 | フェーディング防止中波受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773225B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008245076A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Clarion Co Ltd | 車載用放送受信装置及びオートプリセット方法 |
| JP2008245075A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Clarion Co Ltd | 自動選局装置、車載用放送受信装置及び自動選局方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277719A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-09 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
| JPH02116227A (ja) * | 1988-10-26 | 1990-04-27 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 伝送歪除去回路 |
| JPH0435543A (ja) * | 1990-05-31 | 1992-02-06 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
-
1992
- 1992-03-25 JP JP4067081A patent/JPH0773225B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6277719A (ja) * | 1985-09-30 | 1987-04-09 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
| JPH02116227A (ja) * | 1988-10-26 | 1990-04-27 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 伝送歪除去回路 |
| JPH0435543A (ja) * | 1990-05-31 | 1992-02-06 | Nec Corp | 干渉波除去装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008245076A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Clarion Co Ltd | 車載用放送受信装置及びオートプリセット方法 |
| JP2008245075A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-10-09 | Clarion Co Ltd | 自動選局装置、車載用放送受信装置及び自動選局方法 |
| JP4724143B2 (ja) * | 2007-03-28 | 2011-07-13 | クラリオン株式会社 | 自動選局装置、車載用放送受信装置及び自動選局方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0773225B2 (ja) | 1995-08-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |