JPH05252733A - 直流出力電圧を発生する電源 - Google Patents
直流出力電圧を発生する電源Info
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- JPH05252733A JPH05252733A JP4336488A JP33648892A JPH05252733A JP H05252733 A JPH05252733 A JP H05252733A JP 4336488 A JP4336488 A JP 4336488A JP 33648892 A JP33648892 A JP 33648892A JP H05252733 A JPH05252733 A JP H05252733A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/563—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including two stages of regulation at least one of which is output level responsive, e.g. coarse and fine regulation
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力電圧を高帯域幅にわたって調整すること
のできる直流出力電圧を発生する電源を提供する。 【構成】 本発明に係る負荷点電源１０は、直流電源Ｖ
inと共振順方向コンバータ１２との間に線形直列レギュ
レータ１４を用いることにより、高帯域幅を達成すると
共に、磁性部品及びエネルギ蓄積部品を最小にしてい
る。線形直列レギュレータ１４は、高帯域幅にわたって
出力電圧Ｖo を調整するように電源出力電圧によって制
御される。
のできる直流出力電圧を発生する電源を提供する。 【構成】 本発明に係る負荷点電源１０は、直流電源Ｖ
inと共振順方向コンバータ１２との間に線形直列レギュ
レータ１４を用いることにより、高帯域幅を達成すると
共に、磁性部品及びエネルギ蓄積部品を最小にしてい
る。線形直列レギュレータ１４は、高帯域幅にわたって
出力電圧Ｖo を調整するように電源出力電圧によって制
御される。
Description
【０００１】
【関連出願】本出願は、１９９１年に出願されたＲ．
Ｌ．スタイガバルド(Steigerwald) 及びＲ．Ａ．フィッ
シャ(Fisher)の継続中の米国特許出願（出願人控え番号
ＲＤ−２１７３３）に関連する。
Ｌ．スタイガバルド(Steigerwald) 及びＲ．Ａ．フィッ
シャ(Fisher)の継続中の米国特許出願（出願人控え番号
ＲＤ−２１７３３）に関連する。
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には電源に関す
る。更に詳しくは、本発明は、最小の磁性部品及びエネ
ルギ蓄積部品を有しており、高さの低い埋め込み式電源
用途に適する高帯域負荷点電源に関する。
る。更に詳しくは、本発明は、最小の磁性部品及びエネ
ルギ蓄積部品を有しており、高さの低い埋め込み式電源
用途に適する高帯域負荷点電源に関する。
【０００３】
【従来の技術】比較的低電圧（例えば、直流５Ｖ）負荷
を供給する従来の負荷点電源は、スイッチングレギュレ
ータ又は共振コンバータを用いて、出力電圧を調整して
いる。不都合なことに、このような出力電圧調整装置
は、実際のスイッチング周波数において帯域幅が制限さ
れ、低電圧電源の出力に低電圧エネルギ蓄積コンデンサ
を用いる必要がある。負荷点電源の１つの特定のタイプ
は、「配電システムの高周波小体積負荷点電源(A High
Frequency, Low Volume, Point-of-Load Power Supply
for Distributed Power Systems)」、１９８７年、ＩＥ
ＥＥ ＰＥＳＣ、４３９頁〜４５０頁にＬ．Ｆ．ケーシ
イ(Casey) 及びＭ．Ｆ．シュレヒト(Schlecht)によって
記述されているような二重共振順方向コンバータを用い
ている。ケーシイ及びシュレヒトは、スイッチングレギ
ュレータ、即ち単純なバックレギュレータを用いて、二
重共振順方向コンバータに供給される電圧を調整し、出
力電圧を調整している。不都合なことに、このようなス
イッチングレギュレータは電源を複雑にし、価格及び追
加磁性部品を増大させる。更に、スイッチングレギュレ
ータを用いて達成され得る帯域幅は、スイッチング周波
数の何分の一か（例えば、１０％）に制限される。従っ
て、電源の応答特性を改良し、エネルギ蓄積コンデンサ
の大きさを最小にするために、高帯域幅前置レギュレー
タを提供することが要望されている。更に、負荷と共に
埋め込まれ得る密度が高く、高さの低い構造にその電源
が形成されるように、最小数の磁性部品を有している高
帯域幅負荷点電源を提供することが要望されている。
を供給する従来の負荷点電源は、スイッチングレギュレ
ータ又は共振コンバータを用いて、出力電圧を調整して
いる。不都合なことに、このような出力電圧調整装置
は、実際のスイッチング周波数において帯域幅が制限さ
れ、低電圧電源の出力に低電圧エネルギ蓄積コンデンサ
を用いる必要がある。負荷点電源の１つの特定のタイプ
は、「配電システムの高周波小体積負荷点電源(A High
Frequency, Low Volume, Point-of-Load Power Supply
for Distributed Power Systems)」、１９８７年、ＩＥ
ＥＥ ＰＥＳＣ、４３９頁〜４５０頁にＬ．Ｆ．ケーシ
イ(Casey) 及びＭ．Ｆ．シュレヒト(Schlecht)によって
記述されているような二重共振順方向コンバータを用い
ている。ケーシイ及びシュレヒトは、スイッチングレギ
ュレータ、即ち単純なバックレギュレータを用いて、二
重共振順方向コンバータに供給される電圧を調整し、出
力電圧を調整している。不都合なことに、このようなス
イッチングレギュレータは電源を複雑にし、価格及び追
加磁性部品を増大させる。更に、スイッチングレギュレ
ータを用いて達成され得る帯域幅は、スイッチング周波
数の何分の一か（例えば、１０％）に制限される。従っ
て、電源の応答特性を改良し、エネルギ蓄積コンデンサ
の大きさを最小にするために、高帯域幅前置レギュレー
タを提供することが要望されている。更に、負荷と共に
埋め込まれ得る密度が高く、高さの低い構造にその電源
が形成されるように、最小数の磁性部品を有している高
帯域幅負荷点電源を提供することが要望されている。
【０００４】
【発明の概要】負荷点電源は直流電源と共振順方向コン
バータとの間に線形直列レギュレータを用いることによ
り、高帯域幅を達成すると共に、磁性部品及びエネルギ
蓄積部品を最小にする。線形直列レギュレータは、高帯
域にわたって出力電圧を調整するように電源出力電圧に
より制御される。
バータとの間に線形直列レギュレータを用いることによ
り、高帯域幅を達成すると共に、磁性部品及びエネルギ
蓄積部品を最小にする。線形直列レギュレータは、高帯
域にわたって出力電圧を調整するように電源出力電圧に
より制御される。
【０００５】一好適実施例では、二重共振順方向コンバ
ータが用いられており、比較的高い電圧のエネルギ蓄積
コンデンサＣe が直流入力電源とコンバータとの間に並
列に接続されている。二重共振順方向コンバータは、エ
ネルギ蓄積コンデンサに並列に接続されている第１のス
イッチングデバイスと第１の変圧器の一次巻線とから成
っている直列組合せ回路を含んでおり、更に、エネルギ
蓄積コンデンサに並列に接続されている第２のスイッチ
ングデバイスと第２の変圧器の一次巻線とから成ってい
る直列組合せ回路とを含んでいる。第１及び第２の変圧
器の各々の二次巻線はそれぞれ別々の整流手段を介し
て、比較的低い電圧の出力フィルタコンデンサに並列に
接続されている。第１及び第２の変圧器は各々、ほぼ同
じ巻数比Ｎを有しており、ここで、Ｎ＝Ｎp ／Ｎs であ
り、Ｎp は一次巻線の巻数、及びＮs は二次巻線の巻数
である。実効等価出力容量Ｃeoは、次式のように表され
る。
ータが用いられており、比較的高い電圧のエネルギ蓄積
コンデンサＣe が直流入力電源とコンバータとの間に並
列に接続されている。二重共振順方向コンバータは、エ
ネルギ蓄積コンデンサに並列に接続されている第１のス
イッチングデバイスと第１の変圧器の一次巻線とから成
っている直列組合せ回路を含んでおり、更に、エネルギ
蓄積コンデンサに並列に接続されている第２のスイッチ
ングデバイスと第２の変圧器の一次巻線とから成ってい
る直列組合せ回路とを含んでいる。第１及び第２の変圧
器の各々の二次巻線はそれぞれ別々の整流手段を介し
て、比較的低い電圧の出力フィルタコンデンサに並列に
接続されている。第１及び第２の変圧器は各々、ほぼ同
じ巻数比Ｎを有しており、ここで、Ｎ＝Ｎp ／Ｎs であ
り、Ｎp は一次巻線の巻数、及びＮs は二次巻線の巻数
である。実効等価出力容量Ｃeoは、次式のように表され
る。
【０００６】Ｃeo＝Ｎ2 Ｃe ＋Ｃo ここで、Ｃo は比較的小さい出力フィルタコンデンサ容
量である。従って、エネルギ蓄積容量Ｃe は巻数比Ｎの
二乗倍されるので、エネルギ蓄積容量Ｃe の値及び大き
さは、蓄積されたエネルギのほぼ同じ値だけ実質的に低
減される。更に、第１及び第２の変圧器は、ほぼ５０％
のデューティサイクルを有するように制御されると共
に、ほぼ１８０゜位相がずれるように制御される。従っ
て、変圧器の一方は常に、出力に接続されており、エネ
ルギはコンバータの相対的に高い電圧側に蓄積され得
る。この結果、必要となるのは、低電圧エネルギ蓄積用
に必要であるものよりも、より小さいエネルギ蓄積コン
デンサとなる。
量である。従って、エネルギ蓄積容量Ｃe は巻数比Ｎの
二乗倍されるので、エネルギ蓄積容量Ｃe の値及び大き
さは、蓄積されたエネルギのほぼ同じ値だけ実質的に低
減される。更に、第１及び第２の変圧器は、ほぼ５０％
のデューティサイクルを有するように制御されると共
に、ほぼ１８０゜位相がずれるように制御される。従っ
て、変圧器の一方は常に、出力に接続されており、エネ
ルギはコンバータの相対的に高い電圧側に蓄積され得
る。この結果、必要となるのは、低電圧エネルギ蓄積用
に必要であるものよりも、より小さいエネルギ蓄積コン
デンサとなる。
【０００７】電源への直流入力電圧が他の集中電源によ
って供給され、直流入力電圧がかなりよく調整されてい
る配電システムにおいては、効率を更に増大するために
低オーバヘッド直列レギュレータが用いられ得る。一好
適実施例によれば、このような低オーバヘッド直列レギ
ュレータは、好ましくはｎチャンネル電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）を備えている。変圧器の一方に小さな補
助巻線を用いて、ドレイン電圧よりも高いゲート駆動電
圧をｎチャンネルデバイスに供給し、こうして、非常に
低いオーバヘッド動作を可能にしている。
って供給され、直流入力電圧がかなりよく調整されてい
る配電システムにおいては、効率を更に増大するために
低オーバヘッド直列レギュレータが用いられ得る。一好
適実施例によれば、このような低オーバヘッド直列レギ
ュレータは、好ましくはｎチャンネル電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）を備えている。変圧器の一方に小さな補
助巻線を用いて、ドレイン電圧よりも高いゲート駆動電
圧をｎチャンネルデバイスに供給し、こうして、非常に
低いオーバヘッド動作を可能にしている。
【０００８】他の実施例によれば、二重共振順方向コン
バータの２つのスイッチングデバイスは、コンバータの
スイッチングデバイスのみならず、線形レギュレータと
して作用するように制御され、こうして、電力デバイス
の必要な数を低減している。本発明の特徴及び利点は、
図面を参照した以下の詳しい説明から明らかになるであ
ろう。
バータの２つのスイッチングデバイスは、コンバータの
スイッチングデバイスのみならず、線形レギュレータと
して作用するように制御され、こうして、電力デバイス
の必要な数を低減している。本発明の特徴及び利点は、
図面を参照した以下の詳しい説明から明らかになるであ
ろう。
【０００９】
【実施例の記載】図１は本発明による負荷点電源１０を
示している。スイッチングコンバータ１２は、電圧分離
及びインピーダンス変換を高い周波数において効率的に
行う。線形直列レギュレータ１４が直流電源入力Ｖinの
両端に並列に接続されている入力フィルタコンデンサＣ
inと、共振順方向コンバータ１２との間に接続されてい
る。スイッチングコンバータ１２は、エネルギ蓄積コン
デンサＣe に並列に接続されている第１のスイッチング
デバイスＱa と第１の変圧器Ｔ1 の一次巻線２２とから
成っている直列組合せ回路を含んでいるコンデンサ増倍
二重共振順方向コンバータを備えているものとして示さ
れている。変圧器Ｔ1 の二次巻線２４はダイオード整流
器ＣＲa を介して、小さな高周波出力フィルタコンデン
サＣo に並列に接続されている。更に共振コンバータ１
２は、エネルギ蓄積コンデンサＣe に並列に接続されて
いる第２のスイッチングデバイスＱb と第２の変圧器Ｔ
2 の一次巻線２６とから成っている直列組合せ回路を含
んでいる。変圧器Ｔ2 の二次巻線２８はダイオード整流
器ＣＲb を介して、出力フィルタコンデンサＣo に並列
に接続されている。変圧器Ｔ1 及びＴ2 は、ほぼ同じ巻
数比Ｎを有している。スイッチングデバイスＱa 及びＱ
b はＦＥＴとして示されているが、適当などのような形
式のスイッチングデバイスを用いてもよい。
示している。スイッチングコンバータ１２は、電圧分離
及びインピーダンス変換を高い周波数において効率的に
行う。線形直列レギュレータ１４が直流電源入力Ｖinの
両端に並列に接続されている入力フィルタコンデンサＣ
inと、共振順方向コンバータ１２との間に接続されてい
る。スイッチングコンバータ１２は、エネルギ蓄積コン
デンサＣe に並列に接続されている第１のスイッチング
デバイスＱa と第１の変圧器Ｔ1 の一次巻線２２とから
成っている直列組合せ回路を含んでいるコンデンサ増倍
二重共振順方向コンバータを備えているものとして示さ
れている。変圧器Ｔ1 の二次巻線２４はダイオード整流
器ＣＲa を介して、小さな高周波出力フィルタコンデン
サＣo に並列に接続されている。更に共振コンバータ１
２は、エネルギ蓄積コンデンサＣe に並列に接続されて
いる第２のスイッチングデバイスＱb と第２の変圧器Ｔ
2 の一次巻線２６とから成っている直列組合せ回路を含
んでいる。変圧器Ｔ2 の二次巻線２８はダイオード整流
器ＣＲb を介して、出力フィルタコンデンサＣo に並列
に接続されている。変圧器Ｔ1 及びＴ2 は、ほぼ同じ巻
数比Ｎを有している。スイッチングデバイスＱa 及びＱ
b はＦＥＴとして示されているが、適当などのような形
式のスイッチングデバイスを用いてもよい。
【００１０】線形直列レギュレータ１４は、直列通過デ
バイスＱ1 を備えているものとして示されている。特
に、線形直列デバイス１４はＦＥＴとして示されている
が、他の適当な周知のバイポーラ電力トランジスタのよ
うな線形直列デバイスを用いてもよい。本発明によれ
ば、線形直列レギュレータ１４は、エラー増幅器及び制
御部３０を介した電源出力電圧Ｖo のフィードバックに
より制御される。この結果、従来のスイッチレギュレー
タを用いた電源の帯域幅制限動作よりも、高速線形動作
が高帯域幅にわたって達成される。従って、エネルギ蓄
積コンデンサＣe の必要な大きさは低減する。
バイスＱ1 を備えているものとして示されている。特
に、線形直列デバイス１４はＦＥＴとして示されている
が、他の適当な周知のバイポーラ電力トランジスタのよ
うな線形直列デバイスを用いてもよい。本発明によれ
ば、線形直列レギュレータ１４は、エラー増幅器及び制
御部３０を介した電源出力電圧Ｖo のフィードバックに
より制御される。この結果、従来のスイッチレギュレー
タを用いた電源の帯域幅制限動作よりも、高速線形動作
が高帯域幅にわたって達成される。従って、エネルギ蓄
積コンデンサＣe の必要な大きさは低減する。
【００１１】二重共振順方向コンバータ１２は、上述し
たＲ．Ｌ．スタイガバルド及びＲ．Ａ．フィッシャの継
続中の米国特許出願（出願人控え番号ＲＤ−２１７３
３）のコンバータに類似した方法で動作する。特に、ス
イッチングデバイスＱa 及びＱb は、５０％のデューテ
ィサイクルで１８０゜位相がずれてゲートされる。この
ため、スイッチングデバイスの一方が常に導通状態にあ
るので、エネルギ蓄積コンデンサＣe は常に、変圧器Ｔ
1 及び整流器ＣＲa の組合せ回路、又は変圧器Ｔ2 及び
整流器ＣＲb の組合せ回路のいずれかを介して、直流出
力に変圧器結合されている。従って、エネルギはコンバ
ータの相対的に高い電圧側に蓄積される。更に、出力フ
ィルタコンデンサＣo は、スイッチングノイズをフィル
タするために用いられているので、従って実質的なエネ
ルギを蓄積するためには必要とされない。このため、出
力フィルタコンデンサＣo はエネルギ蓄積コンデンサＣ
e に比較して、比較的小さい。従って、変圧器動作を介
して、有効出力容量Ｃeoは、次式によって表される。
たＲ．Ｌ．スタイガバルド及びＲ．Ａ．フィッシャの継
続中の米国特許出願（出願人控え番号ＲＤ−２１７３
３）のコンバータに類似した方法で動作する。特に、ス
イッチングデバイスＱa 及びＱb は、５０％のデューテ
ィサイクルで１８０゜位相がずれてゲートされる。この
ため、スイッチングデバイスの一方が常に導通状態にあ
るので、エネルギ蓄積コンデンサＣe は常に、変圧器Ｔ
1 及び整流器ＣＲa の組合せ回路、又は変圧器Ｔ2 及び
整流器ＣＲb の組合せ回路のいずれかを介して、直流出
力に変圧器結合されている。従って、エネルギはコンバ
ータの相対的に高い電圧側に蓄積される。更に、出力フ
ィルタコンデンサＣo は、スイッチングノイズをフィル
タするために用いられているので、従って実質的なエネ
ルギを蓄積するためには必要とされない。このため、出
力フィルタコンデンサＣo はエネルギ蓄積コンデンサＣ
e に比較して、比較的小さい。従って、変圧器動作を介
して、有効出力容量Ｃeoは、次式によって表される。
【００１２】Ｃeo＝Ｎ2 Ｃe ＋Ｃo 高帯域幅を維持しながら比較的高い電圧でエネルギを蓄
積するこのような電源は、レーダ又はＶＬＳＩ負荷のよ
うな高速に立ち上がるパルス式負荷に供給するのに有益
である。典型的なレーダシステムでは、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣe は約１００ボルト以上にあり、出力フィル
タコンデンサＣo は約５ボルトから９ボルトにある。こ
の例の場合、変圧器の巻数比Ｎは１０：１、又はこれよ
り大きい。従って、エネルギ蓄積コンデンサは少なくと
も約１００倍される。更に、エネルギはより高い電圧で
蓄積されるので、エネルギ蓄積コンデンサは同じ値の蓄
積エネルギに対してより小さくなる。
積するこのような電源は、レーダ又はＶＬＳＩ負荷のよ
うな高速に立ち上がるパルス式負荷に供給するのに有益
である。典型的なレーダシステムでは、エネルギ蓄積コ
ンデンサＣe は約１００ボルト以上にあり、出力フィル
タコンデンサＣo は約５ボルトから９ボルトにある。こ
の例の場合、変圧器の巻数比Ｎは１０：１、又はこれよ
り大きい。従って、エネルギ蓄積コンデンサは少なくと
も約１００倍される。更に、エネルギはより高い電圧で
蓄積されるので、エネルギ蓄積コンデンサは同じ値の蓄
積エネルギに対してより小さくなる。
【００１３】配電システムにおいては、直流入力電圧Ｖ
inは典型的には、直流入力電圧がかなりよく調整される
ように他の集中電源（図示せず）から供給される。この
ため、このようなシステムにおける負荷点電源の線形直
列レギュレータは、比較的小さな入力電圧変動（例え
ば、数パーセント）及び何等かの負荷変動を調整するた
めに要求されるのみである。従って、効率を増大するた
めに、非常に低い電圧降下が両端に発生する低オーバヘ
ッド直列レギュレータが用いられ得る。従来の低オーバ
ヘッド直列レギュレータは、低オーバヘッド動作を達成
するために、ＰＮＰバイポーラトランジスタ又はｐチャ
ンネルＦＥＴを備えている。これは、このようなデバイ
スのゲート駆動電圧が入力直流電源電圧よりも低いから
である。一方、ｎチャンネル直列通過デバイスは、入力
直流電源電圧よりも高いゲート駆動電圧が必要とされる
ので、一般には用いられない。しかしながら、不都合な
ことに、ｐチャンネル及びＰＮＰデバイスは、一般には
ＮＰＮ又はｎチャンネルデバイスよりも大きく、且つ帯
域幅が低い。
inは典型的には、直流入力電圧がかなりよく調整される
ように他の集中電源（図示せず）から供給される。この
ため、このようなシステムにおける負荷点電源の線形直
列レギュレータは、比較的小さな入力電圧変動（例え
ば、数パーセント）及び何等かの負荷変動を調整するた
めに要求されるのみである。従って、効率を増大するた
めに、非常に低い電圧降下が両端に発生する低オーバヘ
ッド直列レギュレータが用いられ得る。従来の低オーバ
ヘッド直列レギュレータは、低オーバヘッド動作を達成
するために、ＰＮＰバイポーラトランジスタ又はｐチャ
ンネルＦＥＴを備えている。これは、このようなデバイ
スのゲート駆動電圧が入力直流電源電圧よりも低いから
である。一方、ｎチャンネル直列通過デバイスは、入力
直流電源電圧よりも高いゲート駆動電圧が必要とされる
ので、一般には用いられない。しかしながら、不都合な
ことに、ｐチャンネル及びＰＮＰデバイスは、一般には
ＮＰＮ又はｎチャンネルデバイスよりも大きく、且つ帯
域幅が低い。
【００１４】図２は本発明による低オーバヘッド線形直
列レギュレータを用いた負荷点電源を示している。イン
ダクタＬo 及びコンデンサＣo2の直列組合せ回路を備え
ている高周波出力フィルタのコンデンサＣo2の両端に発
生する出力電圧Ｖout は、抵抗分圧器Ｒ1 −Ｒ2 を介し
て分路レギュレータＺ1 （テキサスインスツルメント社
によって製造されているタイプＴＬ４３１デバイスのよ
うな分路レギュレータＺ1 ）にフィードバックされる。
この分路レギュレータＺ1 は、サンプルされた出力電圧
Ｖout を分路レギュレータＺ1 によって設定される基準
値と比較する。この結果、図２において調整可能ツェナ
ーダイオードを備えているものとして示されている分路
レギュレータＺ1 は、そのカソード電圧（従って、デバ
イスＱ1のゲートの電圧）を調整して、出力電圧Ｖout
を調整する。直列通過デバイスＱ1 の両端の電圧降下が
低い（例えば、１ボルト以下である）ためには、直列通
過デバイスＱ1 のゲートの電圧は、そのドレインの電圧
よりも高くなければならない。本発明によれば、このゲ
ート電圧は抵抗Ｒ3 を介して、変圧器Ｔ1 の小さな補助
巻線３６によって供給される。補助巻線３６の両端の電
圧は、整流器ＣＲ1によって整流され、フィルタコンデ
ンサＣ1 によってフィルタされる。ツェナーダイオード
Ｚ1 のカソードと、抵抗Ｒ1 及びＲ2 を接続している接
続点との間に接続されているコンデンサＣz は、制御ル
ープ安定化コンデンサである。図２の実施回路におい
て、上述したように５０％のデューティサイクルで１８
０゜位相をずらしてＱa 及びＱb を駆動するゲートドラ
イバ（図示せず）に供給される電力は、変圧器Ｔ2 の補
助巻線３８から得られる。整流器ＣＲ2 は補助巻線３８
の両端の電圧を整流し、コンデンサＣ2 は補助巻線３８
の両端の電圧をフィルタする。
列レギュレータを用いた負荷点電源を示している。イン
ダクタＬo 及びコンデンサＣo2の直列組合せ回路を備え
ている高周波出力フィルタのコンデンサＣo2の両端に発
生する出力電圧Ｖout は、抵抗分圧器Ｒ1 −Ｒ2 を介し
て分路レギュレータＺ1 （テキサスインスツルメント社
によって製造されているタイプＴＬ４３１デバイスのよ
うな分路レギュレータＺ1 ）にフィードバックされる。
この分路レギュレータＺ1 は、サンプルされた出力電圧
Ｖout を分路レギュレータＺ1 によって設定される基準
値と比較する。この結果、図２において調整可能ツェナ
ーダイオードを備えているものとして示されている分路
レギュレータＺ1 は、そのカソード電圧（従って、デバ
イスＱ1のゲートの電圧）を調整して、出力電圧Ｖout
を調整する。直列通過デバイスＱ1 の両端の電圧降下が
低い（例えば、１ボルト以下である）ためには、直列通
過デバイスＱ1 のゲートの電圧は、そのドレインの電圧
よりも高くなければならない。本発明によれば、このゲ
ート電圧は抵抗Ｒ3 を介して、変圧器Ｔ1 の小さな補助
巻線３６によって供給される。補助巻線３６の両端の電
圧は、整流器ＣＲ1によって整流され、フィルタコンデ
ンサＣ1 によってフィルタされる。ツェナーダイオード
Ｚ1 のカソードと、抵抗Ｒ1 及びＲ2 を接続している接
続点との間に接続されているコンデンサＣz は、制御ル
ープ安定化コンデンサである。図２の実施回路におい
て、上述したように５０％のデューティサイクルで１８
０゜位相をずらしてＱa 及びＱb を駆動するゲートドラ
イバ（図示せず）に供給される電力は、変圧器Ｔ2 の補
助巻線３８から得られる。整流器ＣＲ2 は補助巻線３８
の両端の電圧を整流し、コンデンサＣ2 は補助巻線３８
の両端の電圧をフィルタする。
【００１５】都合のよいことに、直列通過レギュレータ
を制御する本発明による方法は、上述したように小さな
ｎチャンネルデバイスＱ1 を用いているので、動作の帯
域幅を増大することができる。更に、このような小さな
ｎチャンネルデバイスは、その製造において必要なシリ
コンが少なく、回路チップに集積化し易い。図３は本発
明による負荷点電源の他の実施例を示しており、この実
施例では、２つのスイッチングデバイスＱa 及びＱb
は、コンバータのスイッチングデバイスのみならず、線
形レギュレータとして作用するように制御されている。
特に、デバイスＱa 及びＱb のゲート駆動電圧レベル
は、制御ブロック４０によって制御され、デバイスＱa
及びＱb の両端の順方向電圧降下は、電源出力電圧Ｖou
tを調整するように制御される。ゲート駆動スイッチン
グデバイスＱga及びＱgbは、デバイスＱa 及びＱb のゲ
ートにそれぞれ接続されており、ほぼ５０％のデューテ
ィサイクルで位相が１８０゜ずれてスイッチングされ、
電力用ＦＥＴＱa 及びＱb を駆動する。しかしながら、
スイッチングデバイスＱa 及びＱb の各々を駆動するゲ
ート駆動電圧の大きさは、直列通過デバイスＱ1 及び分
路レギュレータＺ1 によって制御される。特に、図２に
おいて上述したように、ゲート駆動直列通過デバイスＱ
1 を制御するために、出力電圧Ｖout は抵抗分圧器Ｒ1
−Ｒ2を介して、分路レギュレータＺ1 にフィードバッ
クされる。高周波フィルタコンデンサＣg が、デバイス
Ｑ1 のドレイン端子と直流電源入力Ｖinの負端子との間
に接続されている。ゲート駆動電力は、整流器ＣＲ2 ′
及びフィルタコンデンサＣ2 ′を介してデバイスＱ1 の
ソース端子に接続されている変圧器Ｔ2 の補助巻線３
８′から得られる。図示のように、補助巻線３８′、整
流器ＣＲ2 ′及びコンデンサＣ2 ′から成っている直列
組合せ回路は、直流電源入力Ｖinの負端子に接続されて
いる。こうして、ゲート駆動電圧は直列通過デバイスＱ
1 によって自動的に調整され、スイッチングデバイスＱ
a 及びＱb の両端の電圧降下は、出力電圧Ｖout を調整
するように制御される。
を制御する本発明による方法は、上述したように小さな
ｎチャンネルデバイスＱ1 を用いているので、動作の帯
域幅を増大することができる。更に、このような小さな
ｎチャンネルデバイスは、その製造において必要なシリ
コンが少なく、回路チップに集積化し易い。図３は本発
明による負荷点電源の他の実施例を示しており、この実
施例では、２つのスイッチングデバイスＱa 及びＱb
は、コンバータのスイッチングデバイスのみならず、線
形レギュレータとして作用するように制御されている。
特に、デバイスＱa 及びＱb のゲート駆動電圧レベル
は、制御ブロック４０によって制御され、デバイスＱa
及びＱb の両端の順方向電圧降下は、電源出力電圧Ｖou
tを調整するように制御される。ゲート駆動スイッチン
グデバイスＱga及びＱgbは、デバイスＱa 及びＱb のゲ
ートにそれぞれ接続されており、ほぼ５０％のデューテ
ィサイクルで位相が１８０゜ずれてスイッチングされ、
電力用ＦＥＴＱa 及びＱb を駆動する。しかしながら、
スイッチングデバイスＱa 及びＱb の各々を駆動するゲ
ート駆動電圧の大きさは、直列通過デバイスＱ1 及び分
路レギュレータＺ1 によって制御される。特に、図２に
おいて上述したように、ゲート駆動直列通過デバイスＱ
1 を制御するために、出力電圧Ｖout は抵抗分圧器Ｒ1
−Ｒ2を介して、分路レギュレータＺ1 にフィードバッ
クされる。高周波フィルタコンデンサＣg が、デバイス
Ｑ1 のドレイン端子と直流電源入力Ｖinの負端子との間
に接続されている。ゲート駆動電力は、整流器ＣＲ2 ′
及びフィルタコンデンサＣ2 ′を介してデバイスＱ1 の
ソース端子に接続されている変圧器Ｔ2 の補助巻線３
８′から得られる。図示のように、補助巻線３８′、整
流器ＣＲ2 ′及びコンデンサＣ2 ′から成っている直列
組合せ回路は、直流電源入力Ｖinの負端子に接続されて
いる。こうして、ゲート駆動電圧は直列通過デバイスＱ
1 によって自動的に調整され、スイッチングデバイスＱ
a 及びＱb の両端の電圧降下は、出力電圧Ｖout を調整
するように制御される。
【００１６】本発明の好適実施例について示し、説明し
たが、このような実施例は単なる一例によるものである
ことは明らかであろう。本技術分野に専門知識を有する
者は、本発明から逸脱することなく、多くの変更、変形
及び置き換えを行うことができるであろう。従って、本
発明は、特許請求の範囲の精神及び範囲によってのみ制
限されるものである。
たが、このような実施例は単なる一例によるものである
ことは明らかであろう。本技術分野に専門知識を有する
者は、本発明から逸脱することなく、多くの変更、変形
及び置き換えを行うことができるであろう。従って、本
発明は、特許請求の範囲の精神及び範囲によってのみ制
限されるものである。
【図１】本発明による負荷点電源を示す図である。
【図２】本発明による低オーバヘッド線形直列レギュレ
ータを含んでいる図１の電源の一好適実施例を示す図で
ある。
ータを含んでいる図１の電源の一好適実施例を示す図で
ある。
【図３】本発明による負荷点電源の他の実施例を示す図
である。
である。
１０ 負荷点電源 １２ スイッチングコンバータ １４ 線形直列レギュレータ ２２、２６ 一次巻線 ２４、２８ 二次巻線 Ｃa ダイオード整流器 Ｃe エネルギ蓄積コンデンサ Ｃo 出力フィルタコンデンサ Ｑa 第１のスイッチングデバイス Ｑb 第２のスイッチングデバイス Ｑ1 直列通過デバイス Ｔ1 第１の変圧器 Ｔ2 第２の変圧器
Claims (19)
- 【請求項１】 直流電源電圧に接続されたときに直流出
力電圧を発生する電源であって、 前記直流電源電圧と前記直流出力電圧との間を電圧分離
すると共にインピーダンス変換するスイッチングコンバ
ータ手段と、 前記直流電源電圧と前記スイッチングコンバータ手段と
の間に直列接続されており、前記直流出力電圧を比較的
高い帯域幅にわたって調整する線形レギュレータ手段
と、 前記直流出力電圧を調整するように前記直流出力電圧を
フィードバックすると共に前記線形レギュレータ手段を
制御する制御手段とを備えた電源。 - 【請求項２】 前記線形レギュレータ手段は線形直列通
過デバイスを含んでいる請求項１に記載の電源。 - 【請求項３】 前記線形直列通過デバイスはｎチャンネ
ルトランジスタを含んでおり、前記制御手段は前記線形
直列通過デバイスのゲート電圧が前記線形直列通過デバ
イスのドレイン電圧よりも大きくなるように前記線形直
列通過デバイスの動作を制御している請求項２に記載の
電源。 - 【請求項４】 前記スイッチングコンバータ手段は少な
くとも１つのスイッチングデバイスを含んでおり、該少
なくとも１つのスイッチングデバイスは前記線形レギュ
レータ手段を含んでおり、前記スイッチングデバイスの
ゲート駆動電圧は、前記出力電圧を調整するために前記
スイッチングデバイスの両端の順方向電圧降下を調整す
るよう制御されている請求項１に記載の電源。 - 【請求項５】 前記スイッチングコンバータ手段はコン
デンサ増倍コンバータを含んでおり、該コンデンサ増倍
コンバータは前記直流電源電圧に接続されているエネル
ギ蓄積コンデンサＣe と、出力フィルタコンデンサＣo
とを含んでおり、前記コンデンサ増倍コンバータは更
に、前記エネルギ蓄積コンデンサに接続されている少な
くとも１つの変圧器の一次巻線を含んでおり、前記変圧
器は巻数比Ｎを有しており、 前記コンバータの等価出力容量Ｃeoは、 Ｃeo＝Ｎ2 Ｃe ＋Ｃo により与えられている請求項１に記載の電源。 - 【請求項６】 前記線形レギュレータ手段は線形直列通
過デバイスを含んでいる請求項５に記載の電源。 - 【請求項７】 前記コンバータは更に、前記変圧器に補
助巻線を含んでおり、該補助巻線の両端に誘起される電
圧は、前記線形直列通過デバイスにゲート駆動電力を供
給している請求項６に記載の電源。 - 【請求項８】 前記線形直列通過デバイスはｎチャンネ
ルトランジスタを含んでおり、前記制御手段は前記線形
直列通過デバイスのゲート電圧が前記線形直列通過デバ
イスのソース電圧よりも大きくなるように前記線形直列
通過デバイスの動作を制御している請求項６に記載の電
源。 - 【請求項９】 前記コンバータは更に、前記変圧器に補
助巻線を含んでおり、該補助巻線の両端に誘起される電
圧は、前記線形直列通過デバイスにゲート駆動電力を供
給している請求項８に記載の電源。 - 【請求項１０】 前記スイッチングコンバータ手段は共
振コンバータを含んでいる請求項１に記載の電源。 - 【請求項１１】 前記線形レギュレータ手段は線形直列
通過デバイスを含んでいる請求項１０に記載の電源。 - 【請求項１２】 前記線形直列通過デバイスはｎチャン
ネルトラジスタを含んでおり、前記制御手段は前記線形
直列通過デバイスのゲート電圧が前記線形直列通過デバ
イスのドレイン電圧よりも大きくなるように前記線形直
列通過デバイスの動作を制御している請求項１１に記載
の電源。 - 【請求項１３】 前記スイッチングコンバータ手段は少
なくとも１つのスイッチングデバイスを含んでおり、該
少なくとも１つのスイッチングデバイスは前記線形レギ
ュレータ手段を含んでおり、前記スイッチングデバイス
のゲート駆動電圧は、前記出力電圧を調整するために前
記スイッチングデバイスの両端の順方向電圧降下を調整
するよう制御されている請求項１０に記載の電源。 - 【請求項１４】 前記共振コンバータはコンデンサ増倍
二重共振順方向コンバータを含んでおり、該コンデンサ
増倍二重共振順方向コンバータは、 前記直流電源電圧に接続されているエネルギ蓄積コンデ
ンサＣe と、 該エネルギ蓄積コンデンサに並列接続されている、第１
のスイッチングデバイスと第１の変圧器の一次巻線とか
ら成っている直列組合せ回路と、 前記エネルギ蓄積コンデンサに並列接続されている、第
２のスイッチングデバイスと第２の変圧器の一次巻線と
から成っている直列組合せ回路と、 各々がそれぞれ別々の整流手段を介して出力フィルタコ
ンデンサＣo に並列接続されている前記第１の変圧器の
二次巻線及び前記第２の変圧器の二次巻線と、 実質的に５０％のデューティサイクルで互いに関して実
質的に１８０゜位相をずらして前記第１及び第２のスイ
ッチングデバイスを駆動する駆動手段とを備えており、
前記第１及び第２の変圧器の各々は実質的に同じ巻数比
Ｎを有しており、 前記コンバータの等価出力容量Ｃeoは、 Ｃeo＝Ｎ2 Ｃe ＋Ｃo により与えられている請求項１０に記載の電源。 - 【請求項１５】 前記線形レギュレータ手段は線形直列
通過デバイスを含んでいる請求項１４に記載の電源。 - 【請求項１６】 前記コンバータは更に、前記変圧器の
少なくとも一方に補助巻線を含んでおり、該補助巻線の
両端に誘起される電圧は、前記線形直列通過デバイスに
ゲート駆動電力を供給している請求項１５に記載の電
源。 - 【請求項１７】 前記線形直列通過デバイスはｎチャン
ネルトランジスタを含んでおり、前記制御手段は前記線
形直列通過デバイスのゲート電圧が前記線形直列通過デ
バイスのドレイン電圧よりも大きくなるように前記線形
直列通過デバイスの動作を制御している請求項１５に記
載の電源。 - 【請求項１８】 前記コンバータは更に、前記変圧器の
少なくとも一方に補助巻線を含んでおり、該補助巻線の
両端に誘起される電圧は、前記線形直列通過デバイスに
ゲート駆動電力を供給している請求項１７に記載の電
源。 - 【請求項１９】 前記二重共振順方向コンバータの前記
第１及び第２のスイッチングデバイスは、前記線形レギ
ュレータ手段を含んでおり、前記第１及び第２のスイッ
チングデバイスのゲート駆動電圧は、前記出力電圧を調
整するために前記第１及び第２のスイッチングデバイス
の両端の順方向電圧降下を調整するよう制御されている
請求項１４に記載の電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US81163191A | 1991-12-23 | 1991-12-23 | |
| US811631 | 1991-12-23 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252733A true JPH05252733A (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=25207097
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4336488A Withdrawn JPH05252733A (ja) | 1991-12-23 | 1992-12-17 | 直流出力電圧を発生する電源 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0550167A2 (ja) |
| JP (1) | JPH05252733A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005168277A (ja) * | 2003-08-21 | 2005-06-23 | Marvell World Trade Ltd | デジタル低ドロップアウトレギュレータ |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4426017C2 (de) * | 1994-07-22 | 1998-01-29 | Walter Dr Ing Soehner | Stromversorgungsgerät, insbesondere Batterie-Ladegerät für Elektrofahrzeuge oder dergleichen |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| GB2334600A (en) * | 1998-02-24 | 1999-08-25 | Lucas Ind Plc | Pre-regulated power supplies for ECUs |
| SE514719C2 (sv) * | 1998-07-01 | 2001-04-09 | Emerson Energy Systems Ab | Förfarande och anordning för att optimera uteffekten hos en likriktare innefattande en preregulator och en DC/DC- omvandlare |
| US6975098B2 (en) * | 2002-01-31 | 2005-12-13 | Vlt, Inc. | Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters |
| US6930893B2 (en) | 2002-01-31 | 2005-08-16 | Vlt, Inc. | Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters |
| JP2005168106A (ja) | 2003-11-28 | 2005-06-23 | Toshiba Corp | 電源装置 |
| US20070114981A1 (en) * | 2005-11-21 | 2007-05-24 | Square D Company | Switching power supply system with pre-regulator for circuit or personnel protection devices |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| CN106329939B (zh) * | 2016-09-13 | 2019-06-25 | 北京智芯微电子科技有限公司 | 一种开关电源变换器 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3914287A1 (de) * | 1989-04-29 | 1990-11-08 | Blaupunkt Werke Gmbh | Gleichspannungswandler |
-
1992
- 1992-12-09 EP EP92311194A patent/EP0550167A2/en not_active Withdrawn
- 1992-12-17 JP JP4336488A patent/JPH05252733A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005168277A (ja) * | 2003-08-21 | 2005-06-23 | Marvell World Trade Ltd | デジタル低ドロップアウトレギュレータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0550167A2 (en) | 1993-07-07 |
| EP0550167A3 (ja) | 1994-01-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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