JPH05164609A

JPH05164609A - 測光装置

Info

Publication number: JPH05164609A
Application number: JP35165891A
Authority: JP
Inventors: Isao Tazawa; 勇夫田澤
Original assignee: Nippon Mining Co Ltd; Nikko Kyodo Co Ltd
Current assignee: Eneos Corp
Priority date: 1991-12-12
Filing date: 1991-12-12
Publication date: 1993-06-29
Anticipated expiration: 2010-03-29
Also published as: JPH0726872B2

Abstract

(57)【要約】【目的】照度−周波数変換の特性を安定化させ、信頼
性を高めると共に、小型化、コストダウンが可能な測光
装置を提供する。【構成】フォトダイオードＰＤと直列にコンデンサＣ
を接続し、入射光に比例してフォトダイオードから出力
される電流Ｉ_P をコンデンサＣに蓄積し、電圧Ｖ_C に変
換する。コンデンサＣの充電電圧Ｖ_C をＣ−ＭＯＳ型の
第１のシュミットインバータ２４に入力し、パルス出力
電圧を発生させる。また、アナログのオン・オフスイッ
チ３０の可動接点ｘをフォトダイオードＰＤとコンデン
サＣとの接続部に接続し、その固定接点ｘ₀ を放電用抵
抗Ｒに接続する。このアナログスイッチ３０は、制御線
２４ａを通じて第１のシュミットインバータ２４から高
レベル出力電圧Ｖ_H が印加されたときには、オフ状態に
あり、逆に低レベル出力電圧Ｖ_L が印加されたときに
は、オン状態になるように構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般的には照度（光量）
−周波数変換方式の電子的測光装置に関し、限定するも
のではないが、特に、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子、この光検出素子からの電流を蓄積する静
電容量型の負荷等の一部の素子を除き、ディジタル化し
た高信頼性かつ小型の電子的測光装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、電子的測光装置にはフォ
トダイオード、フォトトランジスタ等の光検出素子が使
用されているが、例えば、フォトダイオードを使用した
照度（光量）−周波数変換方式の従来の測光装置の基本
回路構成を図５に示す。光検出素子としてのフォトダイ
オードＰＤを静電容量型の負荷、本例ではコンデンサＣ
と直列に接続し、入射する光の照度又は光量に比例して
フォトダイオードＰＤから出力される電流Ｉ_P をコンデ
ンサＣに蓄積し、電圧Ｖ_C に変換する。この充電電圧Ｖ
_C を電圧検出部２１で検出して予め設定された基準電圧
と比較し、充電電圧が基準電圧に達すると、電圧検出部
２１は出力信号レベルを変化させる。この信号レベルの
変化により、コンデンサＣに蓄積された電荷を放電さ
せ、再びこのコンデンサＣにフォトダイオードＰＤから
の出力電流Ｉ_P の蓄積を開始させる。

【０００３】一方、演算計測部、本例ではタイマー・カ
ウンタ２２は電圧検出部２１の出力信号レベルの変化を
検出し、この信号レベルの変化によってコンデンサＣが
充電される時間を計測するか、或は一定時間内の信号レ
ベルの変化の回数を計測してフォトダイオードＰＤの出
力電流の大きさを検出し、照度又は光量を求めるもので
ある。

【０００４】図６は図５に示す測光装置の一具体例を示
すもので、光検出素子であるフォトダイオードＰＤと静
電容量型の負荷であるコンデンサＣとをアナログスイッ
チ２３を介して直列に接続し、入射する光の照度又は光
量に比例してフォトダイオードＰＤを流れる電流Ｉ_P を
アナログスイッチ２３を介してコンデンサＣに蓄積し、
電圧Ｖ_C に変換する。このコンデンサＣに蓄積される電
圧Ｖ_C は、例えばＣ−ＭＯＳ型の第１及び第２の２つの
シュミットインバータ２４及び２５を直列に接続した電
圧検出部２１で検出される。第１のシュミットインバー
タ２４は高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THと低レベル
のスレッショルド電圧Ｖ_TLの２つのスレッショルド電圧
を有し、入力電圧が高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_TH
より低いときには高レベルの出力電圧Ｖ_H を発生し、入
力電圧が高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THに達すると
出力電圧が高レベルＶ_H から低レベルＶ_L に切換わり、
かつ入力電圧が低レベルのスレッショルド電圧Ｖ_TLに降
下するまで低レベルの出力電圧Ｖ_L を保持し、入力電圧
が低レベルのスレッショルド電圧Ｖ_TLに降下したときに
出力電圧が低レベルＶ_L から高レベルＶ_H に切換わるよ
うに動作する。従って、フォトダイオードＰＤに光が入
射せず、電流Ｉ_P が流れないときには、即ち、コンデン
サＣに電荷が蓄積されないときには、その出力電圧は高
レベルＶ_H であり、また、コンデンサＣの充電電圧Ｖ_C
が高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THに等しくなると、
シュミットインバータ２４の出力電圧は高レベルから低
レベルＶ_L に切換わる。さらに、コンデンサＣの蓄積電
荷が放電によりシュミットインバータ２４の低レベルの
スレッショルド電圧Ｖ_TLにまで低下すると、シュミット
インバータ２４の出力電圧は低レベルＶ_L から高レベル
Ｖ_H に切換わる。第２のシュミットインバータ２５も高
レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THと低レベルのスレッシ
ョルド電圧Ｖ_TLの２つのスレッショルド電圧を有し、同
様に動作する。即ち、第１のシュミットインバータ２４
から高レベルの電圧信号Ｖ_H が入力されているときには
低レベルの電圧出力Ｖ_L を発生し、低レベルの電圧信号
Ｖ_L が入力されているときには高レベルの電圧出力Ｖ_H
を発生する。

【０００５】一方、アナログスイッチ２３は２つの固定
接点ｘ₀ 及びｘ₁ と１つの可動接点ｘを有し、可動接点
ｘはコンデンサＣに接続され、第１の固定接点ｘ₀ はフ
ォトダイオードＰＤに接続され、そして第２の固定接点
ｘ₁ は放電用抵抗Ｒに接続されている。また、このアナ
ログスイッチ２３の可動接点ｘは、その制御線２４ａを
通じて第１のシュミットインバータ２４から高レベル出
力電圧Ｖ_H が印加されたときには、第１の固定接点ｘ₀
と接続され、逆に低レベル出力電圧Ｖ_L が印加されたと
きには、可動接点ｘは第２の固定接点ｘ₁ と接続される
ように構成されている。

【０００６】上記構成において、フォトダイオードＰＤ
に電流が流れず、従ってコンデンサＣに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第１のシュミットインバータ
２４の出力は高レベルＶ_H にあるから、アナログスイッ
チ２３の可動接点ｘは第１の固定接点ｘ₀ と接続されて
いる。光量の測定が開始されると、フォトダイオードＰ
Ｄに電流Ｉ_P が流れ、コンデンサＣは充電される。コン
デンサＣの充電電圧Ｖ_C がシュミットインバータ２４の
高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THに達すると、このシ
ュミットインバータ２４の出力電圧は高レベルＶ_H から
低レベルＶ_L に切換わる。これによってアナログスイッ
チ２３の可動接点ｘは第２の固定接点ｘ₁ 側に切換わ
り、コンデンサＣの充電電圧Ｖ_C は抵抗Ｒを介して放電
される。放電によってコンデンサＣの充電電圧Ｖ_C がシ
ュミットインバータ２４の低レベルスレッショルド電圧
Ｖ_TLにまで降下すると、シュミットインバータ２４の出
力電圧は低レベルＶ_L から高レベルＶ_H に切換わる。こ
れによってアナログスイッチ２３の可動接点ｘが再び第
１の固定接点ｘ₀ と接続され、コンデンサＣに充電電流
が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第１
のシュミットインバータ２４の出力電圧Ｖ₁ の波形は図
７に示すようになる。

【０００７】今、コンデンサＣに流れ込む電流Ｉ_P が一
定であるとすると、コンデンサＣの充電時間Δｔ（即
ち、出力電圧Ｖ₁ の高レベル出力電圧Ｖ_H の持続時間）
は Δｔ＝（Ｖ_TH−Ｖ_TL）Ｃ／Ｉ_P ・・・（１）となる。かくして、タイマー・カウンタ２２により充電
時間Δｔを計測するか、或は一定時間内のパルス数を計
測し、上記関係式（１）に基づく演算処理を行なうこと
によって、フォトダイオードＰＤの出力電流Ｉ_P の値を
計測することができ、従って、フォトダイオードＰＤに
入射する光の照度又は光量を求めることができる。

【０００８】また、コンデンサＣの放電時間Ｔｄ（即
ち、出力電圧Ｖ₁ の低レベル出力電圧Ｖ_L の持続時間）
は次式で表わすことができる。

【０００９】Ｔｄ＝ＣＲｌｏｇ_n ｛（Ｖ_TH−Ｉ_P Ｒ）／（Ｖ_TL−Ｉ_P Ｒ）｝・・（２）

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の測光装置では、アナログスイッチ２３の可動接点ｘ
が固定接点ｘ₁ 側に接続されている場合、即ち、コンデ
ンサＣの放電時には、フォトダイオードＰＤから出力さ
れている電流はその接合容量Ｃ_j やアナログスイッチ２
３の固定接点ｘ₀ の端子容量Ｃ_i を充電しているため、
可動接点ｘが固定接点ｘ₀ 側に切換わったときに、これ
ら容量Ｃ_j 及びＣ_i に蓄積された電荷がコンデンサＣに
放電される。このため実際には、図８に示すように、充
電開始時にはコンデンサＣの電圧がＶ_TLからＶ_TL' （た
だしＶ_TL＜Ｖ_TL' ）に上昇しており、コンデンサＣの充
電はこの上昇した電圧Ｖ_TL' から始まって高レベルのス
レッショルド電圧Ｖ_THになるまでの時間行なわれること
になる。即ち、充電に要する時間が短くなる。その結
果、照度（光量）−周波数変換の特性が不安定となり、
光量計測における誤差が大きくなり、信頼性に欠けると
いう欠点があった。

【００１１】また、アナログスイッチは使用されている
部品の中では比較的高価であり、かつ回路全体を１つの
ＬＳＩにする場合に大きな占有面積を必要とするので、
小型化、低コスト化を図るには限界があるという欠点も
あった。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により種
々の誤差が生じ得るという欠点があった。

【００１２】一方、コンデンサの放電時間Ｔｄを設定す
るには次の制約がある。

【００１３】（１）光量の検知下限を下げて低くするに
はコンデンサＣの容量Ｃをできる限り小さくする必要が
ある。

【００１４】（２）光量の検知上限を上げるためには抵
抗Ｒの抵抗値Ｒをできる限り小さくする必要がある。

【００１５】即ち、上記制約を満足させて所要の光量検
知範囲を得るにはコンデンサの放電時間Ｔｄを非常に小
さくしなければならない。高性能な周波数カウンタが使
用できる場合にはコンデンサの放電時間Ｔｄを非常に小
さくしても殆ど問題が生じないが、上述の電子的測光装
置はかなり安価な装置であるので、高価な周波数カウン
タを使用したのでは装置全体のコストが大幅に上昇する
難点があり、このため、通常はマイクロコンピュータ内
蔵のカウンタや汎用カウンタのようなある程度の性能の
安価なカウンタを使用している。従って、コンデンサの
放電時間Ｔｄ、従って、出力電圧Ｖ₁ の低レベル出力電
圧Ｖ_L の持続時間が非常に短いと計測が不可能になると
いう欠点があり（高レベル出力電圧Ｖ_H の持続時間が非
常に短くても計測不可能になる）、光量検知範囲を制限
しなければならないという欠点があった。

【００１６】従って、本発明の１つの目的は、照度（光
量）−周波数変換の特性を安定化させ、信頼性を高める
と共に、小型化、コストダウンが可能な測光装置を提供
することである。

【００１７】本発明の他の目的は、安価な周波数カウン
タにより高精度な計測が行なえるようにした測光装置を
提供することである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係る
測光装置によって達成される。要約すれば、本発明は、
その一面においては、受光量に応じて出力電流が変化す
る光検出素子と、該光検出素子からの出力電流によって
充電される静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充
電電圧と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧
が基準電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる
電圧検出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変
化によって前記静電容量型の負荷の放電路を形成するス
イッチ手段とを具備し、前記静電容量型の負荷の放電時
に前記光検出素子や前記スイッチ手段が有する容量に前
記光検出素子からの出力電流によって電荷が蓄積されな
いようにしたことを特徴とする測光装置である。

【００１９】また、本発明は、他の面においては、受光
量に応じて出力電流が変化する光検出素子と、該光検出
素子からの出力電流によって充電される静電容量型の負
荷と、該負荷に充電された充電電圧と予め設定された基
準電圧とを比較し、充電電圧が基準電圧に達したとき毎
にパルス信号を発生する電圧検出部と、該電圧検出部か
らのパルス出力信号によって前記光検出素子に入射する
受光量を算出する演算計測部と、前記電圧検出部に設け
られ、発生されたパルス信号の前記静電容量型の負荷の
放電時間に対応する電圧レベルの時間幅を所要の長さに
伸ばす波形整形回路とを具備することを特徴とする測光
装置である。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例について添付図面を参
照して詳細に説明する。

【００２１】図１は本発明による測光装置の第１の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例では光検出素子
としてフォトダイオードＰＤを使用し、このフォトダイ
オードＰＤと直列に静電容量型の負荷、本実施例ではコ
ンデンサＣを接続し、入射する光の照度又は光量に比例
してフォトダイオードＰＤから出力される電流Ｉ_P をコ
ンデンサＣに蓄積し、電圧Ｖ_C に変換する。このコンデ
ンサＣに蓄積される電圧Ｖ_C は、例えばＣ−ＭＯＳ型の
第１のシュミットインバータ２４に入力される。なお、
シュミットインバータ２４の機能、動作態様等は上述し
た通りであるので、ここでは省略する。

【００２２】本実施例はアナログスイッチ３０として１
つの固定接点ｘ₀と１つの可動接点ｘを有するオン・オ
フスイッチを使用し、可動接点ｘをフォトダイオードＰ
ＤとコンデンサＣとの接続部に接続し、固定接点ｘ₀ を
放電用抵抗Ｒに接続したものである。また、このアナロ
グスイッチ３０は、制御線２４ａを通じて第１のシュミ
ットインバータ２４から高レベル出力電圧Ｖ_H が印加さ
れたときには、可動接点ｘが固定接点ｘ₀ と接続されな
い図示のオフ状態にあり、逆に低レベル出力電圧Ｖ_L が
印加されたときには、可動接点ｘが固定接点ｘ₀ と接続
されたオン状態になるように構成されている。

【００２３】上記構成において、フォトダイオードＰＤ
に電流が流れず、従ってコンデンサＣに電荷が蓄積され
ない初期状態においては、第１のシュミットインバータ
２４の出力は高レベルＶ_H にあるから、アナログスイッ
チ３０はオフ状態にあり、コンデンサＣは充電可能状態
にある。光量の測定が開始されると、フォトダイオード
ＰＤに電流Ｉ_P が流れ、コンデンサＣは充電される。コ
ンデンサＣの充電電圧Ｖ_C がシュミットインバータ２４
の高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THに達すると、この
シュミットインバータ２４の出力電圧は高レベルＶ_H か
ら低レベルＶ_Lに切換わる。これによってアナログスイ
ッチ３０の可動接点ｘが固定接点ｘ₀と接続され、オン
状態となるので、コンデンサＣの充電電圧Ｖ_C は抵抗Ｒ
を介して放電される。放電によってコンデンサＣの充電
電圧Ｖ_C がシュミットインバータ２４の低レベルスレッ
ショルド電圧Ｖ_TLにまで降下すると、シュミットインバ
ータ２４の出力電圧は低レベルＶ_L から高レベルＶ_H に
切換わる。これによってアナログスイッチ３０は再びオ
フ状態となり、コンデンサＣに充電電流が流れる。以
下、同様の動作が繰り返される結果、第１のシュミット
インバータ２４の出力電圧Ｖ₁ の波形は前述した図７に
示すようになる。

【００２４】このように、本実施例では簡単な構造のオ
ン・オフスイッチ３０を使用し、コンデンサＣの放電時
にこのスイッチ３０をオンにし、フォトダイオードＰＤ
からの出力電流Ｉ_P によってその接合容量Ｃ_j やアナロ
グスイッチ３０の可動接点或は固定接点の端子容量Ｃ_i
が充電されないようにしたので、コンデンサＣの充電開
始電圧は常にＶ_TLとなり、充電に要する時間が短くなる
ことはなくなる。従って、照度（光量）−周波数変換の
特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるので計測精
度が向上する。また、簡単な構造のアナログスイッチで
あるので比較的安価であり、かつ占有面積も少なくなる
から、小型化、低コスト化を図ることができる。

【００２５】図２は本発明による測光装置の第２の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例でも光検出素子
としてフォトダイオードＰＤを使用し、このフォトダイ
オードＰＤと直列に静電容量型の負荷であるコンデンサ
Ｃを接続し、入射する光の照度又は光量に比例してフォ
トダイオードＰＤから出力される電流Ｉ_P をコンデンサ
Ｃに蓄積し、このコンデンサＣに蓄積される電圧Ｖ_C を
Ｃ−ＭＯＳ型の第１のシュミットインバータ２４に入力
する回路構成は上記第１の実施例と同じであるので、そ
の動作説明はここでは省略する。

【００２６】本実施例ではアナログスイッチの代わりに
ダイオードＤ１を使用し、このダイオードＤ１を、第１
のシュミットインバータ２４の出力と入力間にフォトダ
イオードＰＤとは逆極性で、抵抗Ｒ１を介して接続した
ものである。

【００２７】上記構成において、フォトダイオードＰＤ
に電流が流れず、従って、コンデンサＣに電荷が蓄積さ
れない初期状態においては、第１のシュミットインバー
タ２４の出力電圧は高レベルＶ_H にあるから、ダイオー
ドＤ１は逆方向にバイアスされ、スイッチオフと同じ機
能をなす。それ故、抵抗Ｒ１には電流が流れず、コンデ
ンサＣは充電可能状態にある。光量の測定が開始される
と、フォトダイオードＰＤに電流Ｉ_P が流れ、コンデン
サＣは充電される。コンデンサＣの充電電圧Ｖ_C がシュ
ミットインバータ２４の高レベルのスレッショルド電圧
Ｖ_THに達すると、このシュミットインバータ２４の出力
電圧は高レベルＶ_H から低レベルＶ_L に切換わる。これ
によってダイオードＤ１は順方向にバイアスされ、スイ
ッチオンと同じ機能をなすから、コンデンサＣの充電電
圧Ｖ_C 及びフォトダイオードＰＤの出力電流Ｉ_P は抵抗
Ｒ１及びダイオードＤ１を介して流れ、コンデンサＣの
充電電圧は放電される。放電によってコンデンサＣの充
電電圧Ｖ_C がシュミットインバータ２４の低レベルスレ
ッショルド電圧Ｖ_TLにまで降下すると、シュミットイン
バータ２４の出力電圧は低レベルＶ_L から高レベルＶ_H
に切換わる。これによってダイオードＤ１は再び逆バイ
アスされてオフ状態となるから、コンデンサＣに充電電
流が流れる。以下、同様の動作が繰り返される結果、第
１のシュミットインバータ２４の出力電圧Ｖ₁ の波形は
第１の実施例と同様に前述した図７に示すようになる。

【００２８】このように、本実施例ではアナログスイッ
チの代わりにダイオードＤ１を使用し、コンデンサＣの
放電時に、このダイオードＤ１を順方向にバイアスして
オン状態にし、コンデンサＣの充電電圧を放電させると
共に、フォトダイオードＰＤからの出力電流Ｉ_P をダイ
オードＤ１を通じて流すようにしたので、フォトダイオ
ードＰＤの接合容量Ｃ_j が充電されることがなくなり、
コンデンサＣの充電開始電圧は常にＶ_TLとなる。従っ
て、充電に要する時間が短くなることはなくなり、照度
（光量）−周波数変換の特性が安定となり、信頼性が一
段と高くなるので計測精度が向上する。また、アナログ
スイッチを使用しないので安価であり、かつ占有面積も
かなり少なくなるから、小型化、低コスト化を図ること
ができる。さらに、アナログスイッチのオン抵抗により
種々の誤差が生じ得るという欠点も除去される。

【００２９】図３は本発明による測光装置の第３の実施
例の要部を示す回路図である。本実施例は第１のシュミ
ットインバータ２４の出力側に構成簡単な波形整形回路
を接続し、出力電圧Ｖ₁ を波形整形して出力電圧Ｖ₁ の
低レベル出力電圧Ｖ_L の持続時間、即ち、コンデンサＣ
の放電時間Ｔｄを長くし、汎用カウンタやマイクロコン
ピュータ内蔵のカウンタのような安価なカウンタで出力
波形を十分な精度で計測することができるようにしたも
のである。

【００３０】上記波形整形回路は第１のシュミットイン
バータ２４の出力側に直列に第３のシュミットインバー
タ３１とダイオードＤ２及び第２のシュミットインバー
タ２５を接続し、このダイオードＤ２の出力側と接地間
に抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２を並列に接続した構成を
有し、この波形整形回路で波形整形された出力信号が第
２のシュミットインバータ２５の入力に供給される。

【００３１】次に、上記波形整形回路の動作について簡
単に説明する。第１のシュミットインバータ２４の出力
電圧Ｖ₁ は第３のシュミットインバータ３１によって反
転され、その出力電圧波形は図４の（Ａ）に示すように
なる。この出力波形はその高レベルの部分、即ち、コン
デンサＣの放電時間Ｔｄに対応する部分がダイオードＤ
２を通じてコンデンサＣ２を充電し、低レベルの部分、
即ち、コンデンサＣの充電時間Δｔに対応する部分はダ
イオードＤ２が逆バイアスとなるので阻止される。従っ
て、第３のシュミットインバータ３１の出力波形が高レ
ベルから低レベルになると、コンデンサＣ２に充電され
た電圧は時定数τ＝Ｃ₂ ・Ｒ₂ （ただしＣ₂ はコンデン
サＣ２の容量、Ｒ₂ は抵抗Ｒ２の抵抗値）に従って抵抗
Ｒ２を通じて除々に放電するから、第２のシュミットイ
ンバータ２５の入力に供給される電圧波形は図４の
（Ｂ）に示すようになる。その結果、第２のシュミット
インバータ２５の出力電圧波形は図４の（Ｃ）に示すよ
うになり、コンデンサＣの放電時間Ｔｄよりも長い所要
の時間幅Ｔｄ' を得ることができる。この時間幅Ｔｄ'
は波形整形回路のコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ２の値Ｃ
₂ 、Ｒ₂ を適当に設定することによって所望の任意の値
に設定できるから、汎用カウンタやマイクロコンピュー
タ内蔵のカウンタのようなある程度の性能を有する安価
なカウンタによって確実に計測することができる時間幅
Ｔｄ' に容易に設定することができる。

【００３２】このように、本実施例によれば、光量の検
知範囲の下限を低くして広げるために、また、検知範囲
の上限を上げて広げるために、コンデンサＣの放電時間
Ｔｄを非常に短くした場合に、この非常に短い放電時間
Ｔｄが波形整形回路によって所要の長さの時間幅に伸ば
されるから、マイクロコンピュータ内蔵のカウンタや汎
用カウンタのようなある程度の性能の安価なカウンタで
高精度に波形を計測することができる。従って、安価な
カウンタの使用により光量の検知範囲を広げることがで
きる利点があり、また、高性能な周波数カウンタを使用
する必要がないので、大幅なコストダウンが可能になる
という利点がある。

【００３３】さらに、上記第１の実施例又は第２の実施
例と上記第３の実施例とを組み合わせれば、両実施例の
利点を有効に取り入れた電子的測光装置が構成できるこ
とは明らかである。

【００３４】なお、本発明による電子的測光装置は単に
照度（光量）を測定するだけでなく、種々のオイルの汚
れ或は劣化やオイル以外の光が透過し得る液体、気体等
の汚れ或は劣化を計測できる。例えば自動車のエンジン
オイル等の潤滑油の汚れ或は劣化を検知する装置等に適
用して有用なものである。

【００３５】また、上記実施例は本発明の単なる例示に
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。例えば、Ｃ−ＭＯＳシュミッ
トインバータ以外のインバータや他の回路素子を使用す
ることもでき、また、フォトダイオード以外の光検出素
子やマイクロコンピュータ以外の素子を使用してもよ
い。さらに、発振回路は方形波パルス以外のパルスを発
生するものでもよい。

【００３６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による測光
装置は、充電された静電容量型の負荷の放電時に、光検
出素子からの出力電流によってその接合容量やアナログ
スイッチの可動接点或は固定接点の端子容量が充電され
ないようにしたので、静電容量型の負荷の充電開始電圧
は常に低レベルの一定電圧となり、充電に要する時間が
短くなることはなくなる。従って、照度（光量）−周波
数変換の特性が安定となり、信頼性が一段と高くなるの
で高精度の計測が行なえる。また、占有面積も少なくな
るから、小型化が可能になる。さらに、静電容量型の負
荷の放電時間を非常に短くして光量の検知範囲を広くし
た場合に、この非常に短い放電時間を波形整形回路によ
って所要の長さの時間幅に伸ばすようにしたので、マイ
クロコンピュータ内蔵のカウンタや汎用カウンタのよう
なある程度の性能の安価なカウンタで高精度に波形を計
測することができる。従って、高性能な周波数カウンタ
を使用する必要がないので、大幅なコストダウンが可能
になる等の多くの顕著な効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による測光装置の第１の実施例の要部を
示す回路図である。

【図２】本発明による測光装置の第２の実施例の要部を
示す回路図である。

【図３】本発明による測光装置の第３の実施例の要部を
示す回路図である。

【図４】図３に示す第３の実施例の各部における電圧出
力を示す波形図である。

【図５】従来の測光装置の基本回路構成を示すブロック
図である。

【図６】図５に示す従来の測光装置の一具体例を示す回
路図である。

【図７】測光装置に使用されているシュミットインバー
タの電圧出力を示す波形図である。

【図８】図６に示す測光装置に使用されているコンデン
サの実際の充放電特性を示す波形図である。

【符号の説明】

２４、２５、３１シュミットインバータ３０アナログスイッチＰＤフォトダイオードＣ、Ｃ１、Ｃ２コンデンサＲ、Ｒ１、Ｒ２抵抗Ｄ、Ｄ１、Ｄ２ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受光量に応じて出力電流が変化する光検
出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電さ
れる静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電圧
と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基準
電圧に達したときに出力信号レベルを変化させる電圧検
出部と、該電圧検出部からの出力信号レベルの変化によ
って前記静電容量型の負荷の放電路を形成するスイッチ
手段とを具備し、前記静電容量型の負荷の放電時に前記
光検出素子や前記スイッチ手段が有する容量に前記光検
出素子からの出力電流によって電荷が蓄積されないよう
にしたことを特徴とする測光装置。
【請求項２】前記電圧検出部は前記充電電圧が前記基
準電圧に達したとき毎にパルス信号を発生するパルス発
振回路であることを特徴とする請求項１の測光装置。
【請求項３】前記電圧検出部が、さらに、発生された
パルス信号の前記静電容量型の負荷の放電時間に対応す
る電圧レベルの時間幅を所要の長さに伸ばす波形整形回
路を備えていることを特徴とする請求項２の測光装置。
【請求項４】前記スイッチ手段がアナログのオン・オ
フスイッチであることを特徴とする請求項１の測光装
置。
【請求項５】前記スイッチ手段がダイオードであるこ
とを特徴とする請求項１の測光装置。
【請求項６】受光量に応じて出力電流が変化する光検
出素子と、該光検出素子からの出力電流によって充電さ
れる静電容量型の負荷と、該負荷に充電された充電電圧
と予め設定された基準電圧とを比較し、充電電圧が基準
電圧に達したとき毎にパルス信号を発生する電圧検出部
と、該電圧検出部からのパルス出力信号によって前記光
検出素子に入射する受光量を算出する演算計測部と、前
記電圧検出部に設けられ、発生されたパルス信号の前記
静電容量型の負荷の放電時間に対応する電圧レベルの時
間幅を所要の長さに伸ばす波形整形回路とを具備するこ
とを特徴とする測光装置。