JPH05129890A - 判定帰還形等化器 - Google Patents
判定帰還形等化器Info
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- JPH05129890A JPH05129890A JP29181991A JP29181991A JPH05129890A JP H05129890 A JPH05129890 A JP H05129890A JP 29181991 A JP29181991 A JP 29181991A JP 29181991 A JP29181991 A JP 29181991A JP H05129890 A JPH05129890 A JP H05129890A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル移動無線の受信機等で用いられる
入力信号の波形等化器の判定帰還形等化器に関し、従来
形の判定帰還形等化器よりは演算量が少なくて済みプリ
ディクティブ型のタップ数が有限で制御が安定な判定帰
還形等化器の実現を目的とする。 【構成】 プリディクティブ判定帰還形等化器を構成す
るフィードフォワードフィルタ10と線型予測器であるフ
ィードバックフィルタ20の一方又は両方に、直列入力の
信号サンプルy(n)を直列のまま１サンプル毎に適応処理
する適応フィルタ121 又は任意の有限数N のサンプルを
纏めて並列信号に変換したのち該並列出力の Nサンプル
毎の間を抜いた間引き時刻m における出力を、個別に適
応処理するN個の適応フィルタ122 の出力の和である出
力信号a(n)+ b(n)と最終の目標信号を出力する判定器30
の出力d(n)との誤差出力e f (n)により前記適応フィル
タの各タップ係数を適応的に変化させるアダプティブア
ルゴリズム13を具えたＩＩＲ[Infinit Impulse Respons
e]−ＡＤＦ[Adaptive Digital Filter]又はサブバンド
ＡＤＦを用いるように構成する。
入力信号の波形等化器の判定帰還形等化器に関し、従来
形の判定帰還形等化器よりは演算量が少なくて済みプリ
ディクティブ型のタップ数が有限で制御が安定な判定帰
還形等化器の実現を目的とする。 【構成】 プリディクティブ判定帰還形等化器を構成す
るフィードフォワードフィルタ10と線型予測器であるフ
ィードバックフィルタ20の一方又は両方に、直列入力の
信号サンプルy(n)を直列のまま１サンプル毎に適応処理
する適応フィルタ121 又は任意の有限数N のサンプルを
纏めて並列信号に変換したのち該並列出力の Nサンプル
毎の間を抜いた間引き時刻m における出力を、個別に適
応処理するN個の適応フィルタ122 の出力の和である出
力信号a(n)+ b(n)と最終の目標信号を出力する判定器30
の出力d(n)との誤差出力e f (n)により前記適応フィル
タの各タップ係数を適応的に変化させるアダプティブア
ルゴリズム13を具えたＩＩＲ[Infinit Impulse Respons
e]−ＡＤＦ[Adaptive Digital Filter]又はサブバンド
ＡＤＦを用いるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は音声帯域のデータモデム
やディジタル移動無線の受信機等で用いられる信号波形
の等化器の判定帰還形等化器に関する。データ通信端
末，自動車電話端末，携帯電話端末等では、装置の小形
化，低消費電力化が要求されているので、信号処理のた
めの演算量が少ない判定帰還形等化器が必要となってい
る。
やディジタル移動無線の受信機等で用いられる信号波形
の等化器の判定帰還形等化器に関する。データ通信端
末，自動車電話端末，携帯電話端末等では、装置の小形
化，低消費電力化が要求されているので、信号処理のた
めの演算量が少ない判定帰還形等化器が必要となってい
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の判定帰還形等化器には、図７に示
す従来形の判定帰還形等化器と、図８に示すプリディク
ティブ判定帰還形等化器とがある。図７の従来形の判定
帰還形等化器は、入力の信号サンプル y(n) を，初め誤
差b(n)が出るのを承知の上で各タップの係数を適当な値
に定めてビット単位で波形を等化処理し，其の後その誤
差b(n)が少なくなる様に各タップの係数を変化させる処
理をし直すフィードフォワードフィルタ10Aと、該フィ
ードフォワードフィルタ10Aが誤差b(n)を含む出力信号
a(n)+b(n)を出力した時に、該出力信号a(n)+b(n) から
誤差b(n)を差分器60A で順次差し引き、少くなった誤差
を持つ信号a(n)の誤差の程度を知る為にレベルを閾値に
より識別し目標信号d(n)を判定し出力する判定器30A
と、その判定器30Aの出力の目標信号d(n)と入力の少く
なった誤差を持つ信号a(n)との差分器50A における差出
力e(n)を制御信号として前記判定器の出力d(n)を其の各
タップの係数を変化させる処理をして其の処理出力b(n)
を差分器60A の入力に帰還させるフィードバックフィル
タ20Aとから成る。そしてフィードフォワードフィルタ1
0Aとフィードバックフィルタ20A の両フィルタのタップ
係数の更新アルゴリズムとして、処理の収束特性が優れ
た逐次最小２乗法( Recursive Least Squares)のＲＬＳ
アルゴリズムを用いると、図示しないが、演算の際に逆
行列の補助定理により各々がタップ係数の行列である２
つのマトリックスの積を取ることとなるので、演算量が
等化器のタップ数n の２乗に比例する。そのため、フィ
ードフォワードフィルタ10A,フィードバックフィルタ20
Aの各タップ数nが多くなると、ＲＬＳアルゴリズムの演
算量が膨大な量となる。
す従来形の判定帰還形等化器と、図８に示すプリディク
ティブ判定帰還形等化器とがある。図７の従来形の判定
帰還形等化器は、入力の信号サンプル y(n) を，初め誤
差b(n)が出るのを承知の上で各タップの係数を適当な値
に定めてビット単位で波形を等化処理し，其の後その誤
差b(n)が少なくなる様に各タップの係数を変化させる処
理をし直すフィードフォワードフィルタ10Aと、該フィ
ードフォワードフィルタ10Aが誤差b(n)を含む出力信号
a(n)+b(n)を出力した時に、該出力信号a(n)+b(n) から
誤差b(n)を差分器60A で順次差し引き、少くなった誤差
を持つ信号a(n)の誤差の程度を知る為にレベルを閾値に
より識別し目標信号d(n)を判定し出力する判定器30A
と、その判定器30Aの出力の目標信号d(n)と入力の少く
なった誤差を持つ信号a(n)との差分器50A における差出
力e(n)を制御信号として前記判定器の出力d(n)を其の各
タップの係数を変化させる処理をして其の処理出力b(n)
を差分器60A の入力に帰還させるフィードバックフィル
タ20Aとから成る。そしてフィードフォワードフィルタ1
0Aとフィードバックフィルタ20A の両フィルタのタップ
係数の更新アルゴリズムとして、処理の収束特性が優れ
た逐次最小２乗法( Recursive Least Squares)のＲＬＳ
アルゴリズムを用いると、図示しないが、演算の際に逆
行列の補助定理により各々がタップ係数の行列である２
つのマトリックスの積を取ることとなるので、演算量が
等化器のタップ数n の２乗に比例する。そのため、フィ
ードフォワードフィルタ10A,フィードバックフィルタ20
Aの各タップ数nが多くなると、ＲＬＳアルゴリズムの演
算量が膨大な量となる。
【０００３】一方、図８の従来のプリディクティブ判定
帰還形等化器は、直列入力の信号サンプル y(n) を、図
７の10A について前述したと同じ様に処理して誤差b(n)
を含む出力信号a(n)+b(n)を出力するフィードフォワー
ドフィルタ10Bと、其の出力信号a(n)+b(n)から誤差b(n)
を差分器60Bで順次差し引き、少なくなった誤差を持つ
出力信号a(n)の誤差の程度を知る為にレベルを閾値によ
り識別し目標信号d(n)を判定し出力する判定器30B と、
該判定器の出力の目標信号d(n)と入力信号a(n)との差分
器50B における差出力e b (n)を制御信号として前記フ
ィードフォワードフィルタ10B の各タップ係数を処理し
直すとともに，その出力信号a(n)+b(n)と前記判定器30
の出力の目標信号d(n)との差分器70B における差分 e
f(n)を、其のタップ係数を変化処理し予測誤差b(n)を得
る線型予測器(Predictor)であるフイードバックフィル
タ20Bとから成る。そして特に其のフィードフォワード
フィルタ10Bのタップの数が無限大の場合に前述の従来
形の判定帰還形等化器の等化特性と等価な特性となる
が、従来はそのフィードフォワードフィルタ10Bのタッ
プ数を無限大とせず有限の数Nとし所謂ＦＩＲ( Finite
Impulse Response)フィルタとして以後のタップを打切
っているので、其の等化特性は従来形の判定帰還形等化
器の等化特性よりも劣化する。よって其の有限なタップ
数N を余り少ない数にする訳には行かないので、処理の
演算量が多くなる。
帰還形等化器は、直列入力の信号サンプル y(n) を、図
７の10A について前述したと同じ様に処理して誤差b(n)
を含む出力信号a(n)+b(n)を出力するフィードフォワー
ドフィルタ10Bと、其の出力信号a(n)+b(n)から誤差b(n)
を差分器60Bで順次差し引き、少なくなった誤差を持つ
出力信号a(n)の誤差の程度を知る為にレベルを閾値によ
り識別し目標信号d(n)を判定し出力する判定器30B と、
該判定器の出力の目標信号d(n)と入力信号a(n)との差分
器50B における差出力e b (n)を制御信号として前記フ
ィードフォワードフィルタ10B の各タップ係数を処理し
直すとともに，その出力信号a(n)+b(n)と前記判定器30
の出力の目標信号d(n)との差分器70B における差分 e
f(n)を、其のタップ係数を変化処理し予測誤差b(n)を得
る線型予測器(Predictor)であるフイードバックフィル
タ20Bとから成る。そして特に其のフィードフォワード
フィルタ10Bのタップの数が無限大の場合に前述の従来
形の判定帰還形等化器の等化特性と等価な特性となる
が、従来はそのフィードフォワードフィルタ10Bのタッ
プ数を無限大とせず有限の数Nとし所謂ＦＩＲ( Finite
Impulse Response)フィルタとして以後のタップを打切
っているので、其の等化特性は従来形の判定帰還形等化
器の等化特性よりも劣化する。よって其の有限なタップ
数N を余り少ない数にする訳には行かないので、処理の
演算量が多くなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述の如く、図７，図
８の２つの従来の判定帰還形等化器は、何れも処理の演
算量が多くなるので、入力信号を処理するディジタル信
号処理器ＤＳＰ(DigitalSignal Processor)を１チップ
のICで実現することが出来なくなり, 回路の小形化が出
来ない, 消費電力が多い, データの伝送速度が高速にな
るとリアルタイム処理が出来ない等の問題が生じてい
た。本発明の目的は、図７の従来形の判定帰還形等化器
よりは処理の演算量が少なくて済む、図８のプリディク
ティブ型でタップ数が有限で制御が安定な判定帰還形等
化器を実現することにある。
８の２つの従来の判定帰還形等化器は、何れも処理の演
算量が多くなるので、入力信号を処理するディジタル信
号処理器ＤＳＰ(DigitalSignal Processor)を１チップ
のICで実現することが出来なくなり, 回路の小形化が出
来ない, 消費電力が多い, データの伝送速度が高速にな
るとリアルタイム処理が出来ない等の問題が生じてい
た。本発明の目的は、図７の従来形の判定帰還形等化器
よりは処理の演算量が少なくて済む、図８のプリディク
ティブ型でタップ数が有限で制御が安定な判定帰還形等
化器を実現することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この演算量削減の目的を
達成するための本発明の判定帰還形等化器の基本構成
は、図１の原理図に示す如く、フィードフォワードフィ
ルタ10と線型予測器であるフイーバックフィルタ20と目
標信号を出力する判定器30とから成るプリディクティブ
判定帰還形等化器におけるフィードフォワードフィルタ
10とフィードバックフィルタ20の一方又は（演算量を更
に削減するため）両方に、図２の構成図に示すＩＩＲ−
ＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプル y
(n) を直列のまま各サンプルX0,X1─毎に、前後の時間
領域で波形等化するため、複数のタップ（増幅器) の各
係数（利得）を変え、全タップの出力を加算器80で加算
した出力信号a(n)+b(n) と目標信号（判定器30の出力)
との差e f(n)が少なくなる様に適応的に制御する適応ア
ルゴリズム13により、各タップの係数を変化させる適応
フィルタＡＤＦ 121を使用する。又は制御されるタップ
係数の値の安定を目的として、図４の構成図に示す如き
パラレルＩＩＲ−ＡＤＦを使用する。即ち、入力の信号
サンプル y(n) の有限数N のサンプルX0〜X N-1を纏め
て並列変換し各サンプルを個別に出力する11のバンドパ
スフィルタ BPF0〜BPF N-1と其のバンドパスフィルタの
各出力U0(n) 〜U N-1(n)をビット別に複数のタップの係
数を適応制御する122 の適応フィルタADF0〜ADF N-1 と
該適応フィルタ121の出力信号又は122の各出力Y0(n) 〜
Y N-1(n)を加算器80で加算した出力信号a(n)+ b(n)か
ら、図示しない予測器であるフィードバックフィルタ20
の現在より１シンボル前の予測誤差 b(n) を差引いた少
くなった誤差を持つ信号a(n)のレベルを閾値により識別
し誤差の程度を判定して目標信号d(n)を出力する判定器
30の出力の目標信号d(n)との差分器60における出力の誤
差信号e f (n) を前記図２のＩＩＲ−ＡＤＦにおける適
応フィルタ121 のＡＤＦ又は図４のパラレルＩＩＲ−Ａ
ＤＦにおける122の各ADF0〜ADF N-1へ帰還し其のタップ
係数を適応的に変化させる適応アルゴリズム13を具える
ように構成する。
達成するための本発明の判定帰還形等化器の基本構成
は、図１の原理図に示す如く、フィードフォワードフィ
ルタ10と線型予測器であるフイーバックフィルタ20と目
標信号を出力する判定器30とから成るプリディクティブ
判定帰還形等化器におけるフィードフォワードフィルタ
10とフィードバックフィルタ20の一方又は（演算量を更
に削減するため）両方に、図２の構成図に示すＩＩＲ−
ＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプル y
(n) を直列のまま各サンプルX0,X1─毎に、前後の時間
領域で波形等化するため、複数のタップ（増幅器) の各
係数（利得）を変え、全タップの出力を加算器80で加算
した出力信号a(n)+b(n) と目標信号（判定器30の出力)
との差e f(n)が少なくなる様に適応的に制御する適応ア
ルゴリズム13により、各タップの係数を変化させる適応
フィルタＡＤＦ 121を使用する。又は制御されるタップ
係数の値の安定を目的として、図４の構成図に示す如き
パラレルＩＩＲ−ＡＤＦを使用する。即ち、入力の信号
サンプル y(n) の有限数N のサンプルX0〜X N-1を纏め
て並列変換し各サンプルを個別に出力する11のバンドパ
スフィルタ BPF0〜BPF N-1と其のバンドパスフィルタの
各出力U0(n) 〜U N-1(n)をビット別に複数のタップの係
数を適応制御する122 の適応フィルタADF0〜ADF N-1 と
該適応フィルタ121の出力信号又は122の各出力Y0(n) 〜
Y N-1(n)を加算器80で加算した出力信号a(n)+ b(n)か
ら、図示しない予測器であるフィードバックフィルタ20
の現在より１シンボル前の予測誤差 b(n) を差引いた少
くなった誤差を持つ信号a(n)のレベルを閾値により識別
し誤差の程度を判定して目標信号d(n)を出力する判定器
30の出力の目標信号d(n)との差分器60における出力の誤
差信号e f (n) を前記図２のＩＩＲ−ＡＤＦにおける適
応フィルタ121 のＡＤＦ又は図４のパラレルＩＩＲ−Ａ
ＤＦにおける122の各ADF0〜ADF N-1へ帰還し其のタップ
係数を適応的に変化させる適応アルゴリズム13を具える
ように構成する。
【０００６】又本発明のもう１つの基本構成は、図１の
原理図のプリディクティブ判定帰還形等化器を構成する
フィードフォワードフィルタ10とフィードバックフィル
タ20の一方又は両方に、図３の構成図に示す如きサブバ
ンドＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプル
y(n) を任意個数Nづつ並列信号に変換した並列数Nの出
力Xi(i=0, ─,N-1)の前記任意個数N 毎の間を抜いた間
引き時刻m における出力信号X0(m),Xi(m),X N-1(m)を出
力する第１フィルタバンク101 と、該フィルタバンクの
出力の任意の出力信号Xi(m)を先ず各タップ係数を任意
に固定して処理し、其の処理出力と判定器30の直列出力
d(n)を並列変換する第２フィルタバンク103 の前記間引
き時刻m における出力信号di(m)との誤差出力e fi(m)で
各タップ係数を処理し直すフィードフォワード適応フィ
ルタFF-ADFi 102 と、その誤差出力e fi(m)をタップ処
理し其の処理出力と前記 FF-ADFi 102の出力との誤差ci
(m) と前記第２フィルタバンク103 の間引き時刻m にお
ける出力d i (m)との誤差e bi(m)により処理し直すフィ
ードバック適応フィルタFB-ADFi 201と、前記FB-ADFi 2
01の出力と前記 FF-ADFi 102の出力との誤差c i (m) を
直列信号に変換する第３フィルタバンク202 とを具え、
該第３フィルタバンクの出力の直列信号を前記判定器30
の入力の信号a(n)とする所謂サブバンドＡＤＦを使用す
るように構成する。
原理図のプリディクティブ判定帰還形等化器を構成する
フィードフォワードフィルタ10とフィードバックフィル
タ20の一方又は両方に、図３の構成図に示す如きサブバ
ンドＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプル
y(n) を任意個数Nづつ並列信号に変換した並列数Nの出
力Xi(i=0, ─,N-1)の前記任意個数N 毎の間を抜いた間
引き時刻m における出力信号X0(m),Xi(m),X N-1(m)を出
力する第１フィルタバンク101 と、該フィルタバンクの
出力の任意の出力信号Xi(m)を先ず各タップ係数を任意
に固定して処理し、其の処理出力と判定器30の直列出力
d(n)を並列変換する第２フィルタバンク103 の前記間引
き時刻m における出力信号di(m)との誤差出力e fi(m)で
各タップ係数を処理し直すフィードフォワード適応フィ
ルタFF-ADFi 102 と、その誤差出力e fi(m)をタップ処
理し其の処理出力と前記 FF-ADFi 102の出力との誤差ci
(m) と前記第２フィルタバンク103 の間引き時刻m にお
ける出力d i (m)との誤差e bi(m)により処理し直すフィ
ードバック適応フィルタFB-ADFi 201と、前記FB-ADFi 2
01の出力と前記 FF-ADFi 102の出力との誤差c i (m) を
直列信号に変換する第３フィルタバンク202 とを具え、
該第３フィルタバンクの出力の直列信号を前記判定器30
の入力の信号a(n)とする所謂サブバンドＡＤＦを使用す
るように構成する。
【０００７】又、収束特性の向上を目的として、図５の
構成図に示す如く、フィードフォワードフィルタ10と線
型予測器のフィードバックフィルタ20の両方に、ルジャ
ンドルＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプ
ルy(n)を任意の固定係数αi(i=1,─N)でタップ処理する
1 次ＩＩＲフィルタと其の出力Ui(i=1,─N)を可変係数A
i(i=1,─N)でタップ処理した各出力の和Σと前記判定器
30の出力の目標信号d(n)との差分ef (n) により前記可
変のタップ係数Ai(i=1,─N)を制御するようにしたルジ
ャンドルＡＤＦを使用し、又、予測器のフィードバック
フィルタ20に、前記差分ef (n)を同様に固定係数αi(i=
1,─N)でタップ処理する1 次ＩＩＲフィルタと其の出力
Ui(i=1,─N)を可変係数Ai(i=1,─N)でタップ処理した各
出力の和Σを前記差分ef (n)の１シンボル時間だけ遅延
した出力から差引いた差eb (n)で前記可変のタップ係数
Ai(i=1,─N)を制御するルジャンドルＡＤＦを使用し
て、前記フィードフォワードフィルタ10のルジャンドル
ＡＤＦの各出力の和Σの出力信号a(n)+b(n)から前記線
型予測器のフィードバックフィルタ20のルジャンドルＡ
ＤＦの各出力の和Σの誤差b(n)を差引いた出力を前記判
定器30の入力信号a(n)とするルジャンドルＡＤＦを使用
する。
構成図に示す如く、フィードフォワードフィルタ10と線
型予測器のフィードバックフィルタ20の両方に、ルジャ
ンドルＡＤＦを使用する。即ち、直列入力の信号サンプ
ルy(n)を任意の固定係数αi(i=1,─N)でタップ処理する
1 次ＩＩＲフィルタと其の出力Ui(i=1,─N)を可変係数A
i(i=1,─N)でタップ処理した各出力の和Σと前記判定器
30の出力の目標信号d(n)との差分ef (n) により前記可
変のタップ係数Ai(i=1,─N)を制御するようにしたルジ
ャンドルＡＤＦを使用し、又、予測器のフィードバック
フィルタ20に、前記差分ef (n)を同様に固定係数αi(i=
1,─N)でタップ処理する1 次ＩＩＲフィルタと其の出力
Ui(i=1,─N)を可変係数Ai(i=1,─N)でタップ処理した各
出力の和Σを前記差分ef (n)の１シンボル時間だけ遅延
した出力から差引いた差eb (n)で前記可変のタップ係数
Ai(i=1,─N)を制御するルジャンドルＡＤＦを使用し
て、前記フィードフォワードフィルタ10のルジャンドル
ＡＤＦの各出力の和Σの出力信号a(n)+b(n)から前記線
型予測器のフィードバックフィルタ20のルジャンドルＡ
ＤＦの各出力の和Σの誤差b(n)を差引いた出力を前記判
定器30の入力信号a(n)とするルジャンドルＡＤＦを使用
する。
【０００８】
【作用】本発明では、図１の原理図のプリディクティブ
判定帰還形等化器を構成するフィードフォワードフィル
タ10と線型予測器のフィードバックフィルタ20の一方
が、図２に示すＩＩＲ−ＡＤＦの適応フィルタADF 121
又は図３に示すサブバンドＡＤＦのFF-ADFi 102で構成
されるので、入力信号サンプル y(n)の中の各サンプルX
i又は有限個数N のサンプル毎の間引き時刻m に於ける
サンプルXi(m)に対する各タップ係数が、差分器70にお
ける目標信号d(n)との誤差出力e f (n)により適応的に
可変制御される。従って処理の為の演算量を図７の従来
形の判定帰還形等化器より削減することが出来る。ま
た、フィードフォワードフィルタ10,フィードバックフ
ィルタ20の両方が、図２のＩＩＲ−ＡＤＦ又は図３のサ
ブバンドＡＤＦで構成されると、全体の演算量は更に削
減される。そして両フィルタ10,20が、図４のパラレル
ＩＩＲ−ＡＤＦに示す如く、11の並列バンドパスフィル
タBPF0〜BPF N-1 と122 の適応フィルタADF0〜ADF N-1
のパラレルＩＩＲ−ＡＤＦで構成されると、それぞれの
適応フィルタは極を１つだけ持つことになり、その極を
監視することが簡単となるので、適応フィルタADF0〜AD
F N-1で制御されるタップの係数の値の安定性が増大す
る。また、両フィルタ10, 20が、図５に示す如く、ルジ
ャンドルＡＤＦで構成されると、入力信号のインパルス
応答は離散直交関数の線型結合としてモデル化されるの
で、収束特性が更に向上する。
判定帰還形等化器を構成するフィードフォワードフィル
タ10と線型予測器のフィードバックフィルタ20の一方
が、図２に示すＩＩＲ−ＡＤＦの適応フィルタADF 121
又は図３に示すサブバンドＡＤＦのFF-ADFi 102で構成
されるので、入力信号サンプル y(n)の中の各サンプルX
i又は有限個数N のサンプル毎の間引き時刻m に於ける
サンプルXi(m)に対する各タップ係数が、差分器70にお
ける目標信号d(n)との誤差出力e f (n)により適応的に
可変制御される。従って処理の為の演算量を図７の従来
形の判定帰還形等化器より削減することが出来る。ま
た、フィードフォワードフィルタ10,フィードバックフ
ィルタ20の両方が、図２のＩＩＲ−ＡＤＦ又は図３のサ
ブバンドＡＤＦで構成されると、全体の演算量は更に削
減される。そして両フィルタ10,20が、図４のパラレル
ＩＩＲ−ＡＤＦに示す如く、11の並列バンドパスフィル
タBPF0〜BPF N-1 と122 の適応フィルタADF0〜ADF N-1
のパラレルＩＩＲ−ＡＤＦで構成されると、それぞれの
適応フィルタは極を１つだけ持つことになり、その極を
監視することが簡単となるので、適応フィルタADF0〜AD
F N-1で制御されるタップの係数の値の安定性が増大す
る。また、両フィルタ10, 20が、図５に示す如く、ルジ
ャンドルＡＤＦで構成されると、入力信号のインパルス
応答は離散直交関数の線型結合としてモデル化されるの
で、収束特性が更に向上する。
【０００９】
【実施例】図２の請求項１に対応する原理図はそのま
ま、請求項１に対応するＩＩＲ−ＡＤＦをフィードフォ
ワードフィルタ10に実施した実施例を示し、図４の請求
項３に対応する原理図はそのまま、請求項３に対応する
パラレルＩＩＲ−ＡＤＦをフィードフォワードフィルタ
10に実施した実施例を示す。そして図５の請求項４に対
応する原理図はそのまま、請求項４に対応するルジャン
ドルＡＤＦをフィードフォワードフィルタ10と線型予測
器であるフィードバックフィルタ20に実施した実施例を
示す。
ま、請求項１に対応するＩＩＲ−ＡＤＦをフィードフォ
ワードフィルタ10に実施した実施例を示し、図４の請求
項３に対応する原理図はそのまま、請求項３に対応する
パラレルＩＩＲ−ＡＤＦをフィードフォワードフィルタ
10に実施した実施例を示す。そして図５の請求項４に対
応する原理図はそのまま、請求項４に対応するルジャン
ドルＡＤＦをフィードフォワードフィルタ10と線型予測
器であるフィードバックフィルタ20に実施した実施例を
示す。
【００１０】図６は本発明の請求項２に対応する実施例
のサブバンドＡＤＦによるフィードフォワードフィルタ
の構成図である。第１フィルタバンク101は、直列入力
の信号サンプル y(n) を任意個数Nづつ並列信号に変換
し、並列数N の出力Xi(i=0,─,N-1)の中の前記個数N サ
ンプル毎の間引き時刻m における出力信号X0(m),Xi(m),
X N-1(m)を、フィードフォワード適応フィルタ102 の各
ADF0,ADFi,ADFN-1 へ入力する。フィードフォワード適
応フィルタ102 の各 ADF0,ADFi, ADFN-1 は、前記第１
フィルタバンク101の各出力信号X0(m),Xi(m),X N-1(m)
を先ず適当な固定のタップ係数で増幅し各増幅出力を加
算処理して其の処理出力を各差分器70へ出力する。各差
分器70では、図示しない判定器30の直列出力d(n)を並列
変換する第２フィルタバンク103 の出力の前記間引き時
刻m における出力信号d0(m),di(m),d N-1(m)との差を取
り、その差の誤差出力e0(m) ,ei(m) ,e N-1(m)を逐次少
なくする適応アルゴリズム13で各 ADF0,ADFi,ADFN-1 を
処理し直し、其の処理し直した並列出力y0(m) ,yi(m) ,
y N-1(m)を第３フィルタバンク202で直列信号に変換
し、出力信号a(n-T0)+b(n-T0)として出力する。即ち、
入力信号サンプルy(n)の有限個数N のサンプル毎の間引
き時刻m に於けるサンプルXi(m)に対する各タップの係
数が、差分器70における目標信号di(m)との誤差出力e
i ( m)により適応アルゴリズム13で可変制御されるの
で、信号処理の為の演算量を図７の従来形の判定帰還形
等化器より削減することが出来るし、また、適応フィル
タADF0〜ADF N-1 で制御されるタップ係数の値の安定性
が増大する。
のサブバンドＡＤＦによるフィードフォワードフィルタ
の構成図である。第１フィルタバンク101は、直列入力
の信号サンプル y(n) を任意個数Nづつ並列信号に変換
し、並列数N の出力Xi(i=0,─,N-1)の中の前記個数N サ
ンプル毎の間引き時刻m における出力信号X0(m),Xi(m),
X N-1(m)を、フィードフォワード適応フィルタ102 の各
ADF0,ADFi,ADFN-1 へ入力する。フィードフォワード適
応フィルタ102 の各 ADF0,ADFi, ADFN-1 は、前記第１
フィルタバンク101の各出力信号X0(m),Xi(m),X N-1(m)
を先ず適当な固定のタップ係数で増幅し各増幅出力を加
算処理して其の処理出力を各差分器70へ出力する。各差
分器70では、図示しない判定器30の直列出力d(n)を並列
変換する第２フィルタバンク103 の出力の前記間引き時
刻m における出力信号d0(m),di(m),d N-1(m)との差を取
り、その差の誤差出力e0(m) ,ei(m) ,e N-1(m)を逐次少
なくする適応アルゴリズム13で各 ADF0,ADFi,ADFN-1 を
処理し直し、其の処理し直した並列出力y0(m) ,yi(m) ,
y N-1(m)を第３フィルタバンク202で直列信号に変換
し、出力信号a(n-T0)+b(n-T0)として出力する。即ち、
入力信号サンプルy(n)の有限個数N のサンプル毎の間引
き時刻m に於けるサンプルXi(m)に対する各タップの係
数が、差分器70における目標信号di(m)との誤差出力e
i ( m)により適応アルゴリズム13で可変制御されるの
で、信号処理の為の演算量を図７の従来形の判定帰還形
等化器より削減することが出来るし、また、適応フィル
タADF0〜ADF N-1 で制御されるタップ係数の値の安定性
が増大する。
【００１１】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、プ
リデイクティブ判定帰還形等化器の演算量を、従来形の
判定帰還形等化器の演算量よりも削減することが出来る
ので、ディジタル端末の小形化，低消費電力化，リアル
タイム処理を可能にする効果が得られる。
リデイクティブ判定帰還形等化器の演算量を、従来形の
判定帰還形等化器の演算量よりも削減することが出来る
ので、ディジタル端末の小形化，低消費電力化，リアル
タイム処理を可能にする効果が得られる。
【図１】 本発明の判定帰還形等化器の基本構成を示す
原理図
原理図
【図２】 本発明の請求項１に対応する判定帰還形等化
器の原理図
器の原理図
【図３】 本発明の請求項２に対応する判定帰還形等化
器の原理図
器の原理図
【図４】 本発明の請求項３に対応する判定帰還形等化
器の原理図
器の原理図
【図５】 本発明の請求項４に対応する判定帰還形等化
器の原理図
器の原理図
【図６】 本発明の請求項２に対応する実施例のサブバ
ンドＡＤＦによるフィードフォワードフィルタの構成図
ンドＡＤＦによるフィードフォワードフィルタの構成図
【図７】 従来形の判定帰還形等化器のブロック図
【図８】 従来のプリデイクティブ判定帰還形等化器の
ブロック図
ブロック図
10はフィードフォワードフィルタ、101,103 はフィルタ
バンクで S/P変換器、102 はフィードフォワード適応フ
ィルタFF-ADFi 、121,122 は適応フィルタ、13は適応ア
ルゴリズム、20はフィードバックフィルタ、201 はフィ
ードバック適応フィルタ FB-ADFi、202 はフィルタバン
クで P/S変換器、30は判定器である。
バンクで S/P変換器、102 はフィードフォワード適応フ
ィルタFF-ADFi 、121,122 は適応フィルタ、13は適応ア
ルゴリズム、20はフィードバックフィルタ、201 はフィ
ードバック適応フィルタ FB-ADFi、202 はフィルタバン
クで P/S変換器、30は判定器である。
Claims (4)
- 【請求項１】 直列入力の信号サンプル[y(n)]を初め各
タップの係数を適当に定めて加算処理した信号[a(n)]と
誤差[b(n)]との和の出力信号[a(n)+b(n)] と最終の目標
信号[d(n)]との差の誤差信号[ef (n)]により前記各タッ
プの係数を変えて処理し直すフィードフォワードフィル
タ[10]と、其の誤差信号[ef (n)]を同様にタップ処理し
て予測誤差[b(n)]を得る予測器[Predictor]であるフィ
ードバックフィルタ[20]と、其の予測誤差[b(n)]を前記
フィードフォワードフィルタの出力信号[a(n)+b(n)]か
ら順次差し引いた少ない誤差を持つ信号[a(n)]を入力と
し其の誤差の程度を知る為に入力レベルを閾値で識別し
て判定し最終の目標信号[d(n)]を得る判定器[30]とから
成り、該判定器の出力の目標信号[d(n)]と前記少ない誤
差を持つ入力信号[a(n)]との差[eb(n)]を制御信号とし
て前記フイードバックフィルタ[20]の各タップの係数を
変化させ加算処理し前記予測誤差[b(n)]が少なくなるよ
うに制御するプリディクティブ型の判定帰還形等化器に
おいて、該フィードフォワードフィルタ[10]とフィード
バックフィルタ[20]の一方又は両方に、前記直列入力の
信号サンプル[y(n)]を直列のまま１サンプル毎に適応的
に処理する適応フィルタ[121] であって該適応フィルタ
の出力[a(n)+ b(n)]から前記判定器[30]の出力の目標信
号[d(n)]を差引いた誤差[ef (n)]が最終的に無くなるよ
うに該フィルタ[121]の各タップの係数を変化させる適
応アルゴリズム[13]を具えて、入力信号に対しインパル
ス応答が無限に続く適応フィルタ(ＩＩＲ−ＡＤＦ)を使
用したことを特徴とする判定帰還形等化器。 - 【請求項２】 前記プリディクティブ型の判定帰還形等
化器のフィードフォワードフィルタ[10]とフィードバッ
クフィルタ[20]の一方又は両方に、前記直列入力の信号
サンプル[y(n)]を任意個数[N]づつ並列信号に変換し該
出力信号[Xi(i=0,─,N-1)]の前記任意個数[N]のサンプ
ル毎の間を抜いた間引き時刻(m)における出力信号[X
0(m),Xi(m),X N-1(m)]を出力する第１フィルタバンク[1
01]と、該フィルタバンクの任意の出力信号[Xi(m)]をタ
ップ処理し其の処理出力と前記判定器[30]の出力d(n)を
並列変換する第２フィルタバンク[103]の前記間引き時
刻[m]における出力信号[d i(m)]との誤差出力[e fi(m)]
により処理し直すフィードフォワード適応フィルタ[1
02, FF-ADFi]と、その誤差出力[e fi(m)]をタップ処理
した出力と前記フィードフォワード適応フィルタ[102]
の出力との誤差[ ci (m)]と前記第２フィルタバンク[10
3]の前記間引き時刻[ m]における出力[ d i (m)]との差
分[e bi(m)]により処理し直すフィードバック適応フィ
ルタ[201, FB-ADFi]と、該フィードバック適応フィルタ
[201]の出力と前記フィードフォワード適応フィルタ[10
2]の出力との誤差[c i (m)]を直列信号に変換する第３
フィルタバンク[202]とを具え、該第３フィルタバンク
の出力の直列信号を前記判定器(30)の入力信号[a(n)]と
するサブバンドＡＤＦを用いることを特徴とした判定帰
還形等化器。 - 【請求項３】 前記判定帰還形等化器のフィードフォワ
ードフィルタ[10]とフィードバックフィルタ[20]の一方
又は両方のＩＩＲ−ＡＤＦが、前記直列入力の信号サン
プル[y(n)]の任意の有限数[N]を並列変換して各サンプ
ル別に出力するバンドパスフィルタ[11, BPF0〜BPF
N-1]と其のバンドパスフィルタの各出力[U0(n)〜U N-1
(n)]を個別に適応アルゴリズム[13]により処理する適応
フィルタ[122, ADF0〜ADFN-1]をもつパラレルＩＩＲ−
ＡＤＦであることを特徴とした請求項１記載の判定帰還
形等化器。 - 【請求項４】 前記判定帰還形等化器のフィードフォワ
ードフィルタ[10]のＩＩＲ−ＡＤＦが、前記直列入力の
信号サンプル[y(n)]を任意の固定係数 [αi(i=1,─N)]
でタップ処理する1 次ＩＩＲフィルタと其の出力 [Ui(i
=1,─N)]を可変係数[Ai(i=1,─N)]でタップ処理した各
出力の和 [Σ]と前記判定器[30]の出力の目標信号[d
(n)]との差分[ef (n) により前記可変のタップ係数[Ai
(i=1,─N)]を制御するようにしたルジャンドルＡＤＦで
あり、線型予測器のフィードバックフィルタ[20]のＩＩ
Ｒ−ＡＤＦが、前記差分[ef (n)]を同様に固定係数 [α
i(i=1,─N)] でタップ処理する1 次ＩＩＲフィルタと其
の出力 [Ui(i=1,─N)]を可変係数[Ai(i=1,─N)]でタッ
プ処理した各出力の和 [Σ]を前記差分[ef (n)]の１シ
ンボル時間だけ遅延した出力から差引いた差[eb (n)]で
前記可変のタップ係数[Ai(i=1,─N)]を制御するルジャ
ンドルＡＤＦであって、前記フィードフォワードフィル
タ[10]のルジャンドルＡＤＦの各出力の和 [Σ] の信号
[a(n)+b(n)] から前記フィードバックフィルタ[20]のル
ジャンドルＡＤＦの各出力の和 [Σ] の信号[b(n)]を差
引いた出力[a(n)]を前記判定器(30)の入力信号とするこ
とを特徴とした請求項１記載の判定帰還形等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29181991A JPH05129890A (ja) | 1991-11-08 | 1991-11-08 | 判定帰還形等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29181991A JPH05129890A (ja) | 1991-11-08 | 1991-11-08 | 判定帰還形等化器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05129890A true JPH05129890A (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=17773831
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29181991A Withdrawn JPH05129890A (ja) | 1991-11-08 | 1991-11-08 | 判定帰還形等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05129890A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09503113A (ja) * | 1994-02-10 | 1997-03-25 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | マルチユーザ干渉低減のための方法および装置 |
| US6434192B1 (en) | 1997-11-13 | 2002-08-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Adaptive equalizing device |
| JP2018503993A (ja) * | 2014-11-04 | 2018-02-08 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | 出力信号を送信するための送信手段、出力信号を受信するための受信手段およびそれらを送受信するための方法 |
-
1991
- 1991-11-08 JP JP29181991A patent/JPH05129890A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09503113A (ja) * | 1994-02-10 | 1997-03-25 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | マルチユーザ干渉低減のための方法および装置 |
| US6434192B1 (en) | 1997-11-13 | 2002-08-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Adaptive equalizing device |
| JP2018503993A (ja) * | 2014-11-04 | 2018-02-08 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | 出力信号を送信するための送信手段、出力信号を受信するための受信手段およびそれらを送受信するための方法 |
| US10355892B2 (en) | 2014-11-04 | 2019-07-16 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Transmitting means for transmitting an output signal, receiving means for receiving an output signal, and methods for transmitting and receiving the same |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990204 |