JPH0486579A - パッシブソーナの広帯域信号受信方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、３次元空間内（水中）を移動する目標が放射
する音波を用いて該目標の探索、位置計測、類別を行う
パッシブソーナ、あるいは目標に向かって音波を当て、
その反射波（エコー）を用いて該目標の探索等を行うア
クティブンーナのうち、パッシブソーナの広帯域信号受
信方法に関するものである。さらに詳しくいえば、本発
明は、船舶等の航走音等といった定常性の高い連続広帯
域信号をセンサアレイで受信し、該センサアレイ出力に
対してビームフォーマによりマルチビームを形成し、該
マルチビームの各ビーム出力の強度（以下、「パワー」
という〉情報を用いて該広帯域信号の検出、及び該信号
の入射方向の検出等を行うパッシブンーナの広帯域信号
受信方法に関するものである。

（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、プロシーディン
グ　オブ　ザ　アイ・イ・イ・イ（ＰＲＯＣＥＥＤＩＮ
ＧＳ　ＯＦ　ＴＨＥ　ＩＥＥＥ　）、旦旦［１１］　（
１９８１−１１＞（米）　Ｗ、Ｃ，ＫＮＩＧｌ−ＩＴ　
ｅｔａｌ　　ｒディジタルシグナル　プロセラシンク　
フォア　ソーナ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｌｇｎａｌ　Ｐｒ
ｏｃｅｓｓｉｎｇ　ｆｏｒ　５ｏｎａｒ）　Ｊ　Ｐ。

１４５１−１５０６に記載されるものがあった。

以下、その構成を図を用いて説明する。

第２図は、前記文献に記載された従来のパッシブソーナ
の広帯域信号受信方法を用いた受信装置の一構成例を示
す機能ブロック図である。

この広帯域信号受信方法は、ビームフォーミング及び二
乗検波を用いた受信方式であり、例えば複数のセンサ素
子１１〜ＩＬからなるセンサアレイ１、複数の増幅器２
、〜２Ｌ、複数の帯域制限フィルタ３１〜３Ｌ、複数の
サンプラ４１〜４Ｌ、ビームフォーマ５、複数の二乗算
出器６１〜６Ｎ、複数の積分器７、〜７Ｎ、及び複数の
出力端子８１〜８Ｎを有する受信装置で、次のように処
理される。

センサアレイ１を構成する各センサ素子１、〜ＩＬは直
線、平面または円筒状等の形状に配列され、目標からの
音波を各センサ素子１、〜ＩＬで受信する。受信された
信号は、増幅器２．〜２Ｌで適正なレベルまで増幅され
、帯域制限フィルタ３１〜３Ｌへ送られる。帯域制限フ
ィルタ３１〜３Ｌは、増幅された信号のうち、広帯域信
号を対象とする周波数の広帯域アナログ信号Ｓ’ｔ　（
ｔ　）Ｓ２（ｔ）、・・・、５Ｌ（ｔ）のみを通過させ
、不用な周波数成分を除去する。広帯域アナログ信号Ｓ
　　（ｔ）〜５Ｌ（ｔ）は、サンプラ４１〜４Ｌにより
、広帯域ティジタル信号５１（ｔ、）、５１（１，ｋ）
、・・・、５Ｌ（ｔｋ）に変換されてビームフォーマ５
へ送られる。

ビームフォーマ５は、各広帯域ディジタル信号Ｓ工（ｔ
ｋ）〜５Ｌ（ｔｋ）に対して時間遅延補償τ１を施し、
該遅延補償後の信号にシャーディング係数（ウエイテン
グ係数ともいう）ａ−を掛け、このようにして得られる
時刻ｔｋにおける広帯域信号ａＩ　ＨＳ　（ｔｋ　ｒｌ
）、　ａつ・Ｓ　（ｔｋ−τ２）ｌ°°゛１１゛ｌ　ａ
Ｌ“５（ｔｋ−τ１）によって Σａρ・Ｓ（を−τρ） ρ−１ を算出する。時間遅延量τβは、形成するビーム主軸方
向θ　によって決まり、一般に、時刻ｔ。

における主軸方向θ　のビーム出力η（ｋｉｎ）を ７７　（ｋｌｎ）＝Σａ、　・Ｓ　（ｔｋ−ｒ（、（θ
ｎ））ρ−１ 但し、ｎ＝１．・・・１Ｎ のように算出する。パッシブソーナに用いられるビーム
フォーマ５は、マルチビームを形成する。

このビームフォーマ５の出力は、Ｎ個のマルチビームη
（ｋ：ｎ＞（但し、ｎ＝１・・・、Ｎ）からなり、二乗
算出器６、〜６Ｎへ送られる。

二乗算出器６．〜６Ｎは、Ｎ個のマルチビームη（ｋ　
：　ｎ＞の二乗値を算出することにより、該広帯域信号
のマルチビームη（ｋ：ｎ）の時刻ｔえにおける強度（
以下、「瞬時パワー」という）Ｐ（ｋ：ｎ＞を求め、積
分器７．〜７Ｎへ送る。

積分器７１〜７Ｎは、瞬時パワーＰ（ｋ：ｎ）を積分す
ることにより、広帯域信号におけるマルチビームη（ｋ
　：　ｎ）の長時間積分パワー（以下、「パワー」とい
う）　Ｐ　（ｋ　：　ｎ＞を求め、出力端子８．〜８Ｎ
からパワー情報として出力する。

そして、出力端子８、〜８Ｎから出力される、時系列デ
ータからなるパワーＰ　（ｋ　：　ｎ）を用いて、例え
ばＢＴＲ表示と呼ばれる横軸をビーム主軸方向（θ　）
、縦軸を時刻（ｔｋ〉にとった２次元表示等により、広
帯域信号の検出及び該広帯域信号の入射方向の推定等が
行われる。

ここで、積分器７．〜７Ｎは、例えば有限インパルス応
答フィルタ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｒ＋ｐｕｌｓｅ　Ｒｅ５
ｐｏｎｓｅｆｉｌｔｅｒ、以下「ＦＩＲフィルタ」とい
う）、あるいは無限インパルス応答フィルタ（Ｉｎｆｉ
ｎｉｔｅ　Ｉｎｐｕｌｓｅ　Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ　ｆｉｌ
ｔｅｒ、以下「■■Ｒフィルタ」という）で構成できる
。広帯域信号を受信する場合、ＦＩＲフィルタを用いる
と、信号処理が複雑になって処理時間も長くなる。そこ
で、通常は■ＩＲフィルタを用いて積分器７、〜７Ｎを
構成し、信号処理の簡単化と、処理速度の高速化を図る
ようにしている。

（発明が解決しようとする課題） しかしなから、従来の受信方法では、次のような課題が
あった。

従来の受信方法では、アクティブソーナ等から送出され
る探信音とも呼ばれる高いレベルのパルス信号ｐｓが、
広帯域信号の受信対象周波数帯域内に存在するとき、積
分等７、〜７ＮにＩＩＲフィルタを用いた場合、広帯域
信号のパワーかパルス信号ｐｓのパワーによって長時間
に渡ってマスキングされるという問題があった。

第３図は、このような問題のより詳細な説明図である。

図中、Ｐｌ（ｔ）は時刻ｔにおける広帯域信号のみの瞬
時パワーを示し、Ｐ２（ｔ）は時刻ｔにおけるパルス信
号ＰＳのみの瞬時パワーを示し、Ｐ（ｔ）は広帯域信号
とパルス信号ＰＳとの加算信号のパワーを示す。なお、
説明を簡単化するため、時間領域上においては全て連続
系で示している。

第３図に示すように、時刻ｔ１からｔ２まて継続するパ
ルス幅ｔｐのパルス信号ｐｓか広帯域信号の受信対象同
波数帯域内に存在するとき、パワーｐ（ｔ）はＩＩＲフ
ィルタを用いる積分器７１〜７Ｎの影響を受け、時刻ｔ
２後も、およそ時刻上３に至る時間Ｔ、の間、影響を受
は続けることになる。

パルス信号ｐｓのパワーに影響を受ける時間Ｔ、は、Ｐ
　　（ｔ）とＰ２（ｔ）の相対レベル、パルス幅Ｔ　、
及び積分器７、〜７Ｎの等価積分時間τによって決まる
。積分器７１〜７Ｎを構成するＩＩＲフィルタの応答関
数として、例えば指数関数を選んだ場合、 １０．１１　ｏｇ　（Ｐ　　（ｉ＞　／Ｐ　１（ｉ＞　
）　−４０ｄＢ、Ｔｐ＝１秒、 τ＝６０秒 のとき、時間Ｔ、はおよそ６０〜８０秒のオーダとなる
。このように長時間に渡って広帯域信号のパワーかマス
キングされると、該広帯域信号のパワーを連続的に検出
することかできず、受信精度が低下し、それを解決する
ことか困難であった。

本発明は前記従来技術か持っていた課題として、広帯域
信号の受信対象周波数帯域内に、相対的に高いレベルの
パルス信号か存在する場合、該パルス信号の継続時間の
終了後も長時間に渡って前記広帯域信号のパワーがマス
キングされて受信精度が低下するという点について解決
したパッシブソーナの広帯域信号受信方法を提供するも
のである。

（課題を解決するための手段） 本発明は前記課題を解決するために、目標からの広帯域
信号をセンサアレイで受信し、前記センサアレイ出力に
基づきビームフォーマによってマルチビームを形成し、
前記マルチビームの各ビーム毎に前記広帯域信号の時刻
ｔｋにおける強度である瞬時パワーを算出し、前記瞬時
パワーを時間領域で積分して長時間積分パワーを求める
パッシブソーナの広帯域信号受信方法において、周波数
分析処理、瞬時パワー密度算出処理、パルス検出処理、
パルス成分除去パラメータ設定処理、及び瞬時パワー算
出処理により、広帯域信号の瞬時パワーＰ　（ｋ　：　
ｎ＞を求めるようにしたものである。

即ち、周波数分析処理では、前記マルチビームの各ビー
ムから出力される広帯域信号η（ｋ　：　ｎ）を狭帯域
成分て（ｋ：ｎ：ｍ＞（但し、ｍ＝１゜Ｍ）に分割し、
その分割結果を瞬時パワー密度算出処理へ与える。瞬時
パワー密度算出処理は、分割された狭帯域成分の各周波
数ｆ　毎に短時間積分パワーである瞬時パワー密度Ｐ（
ｋ：ｎ：ｍ）１＝ｇ　（ｋ　：　ｎ　：ｍ＞１２を算出
し、その算出結果を瞬時パワー算出処理及びパルス検出
処理へ送る。

パルス検出処理では、瞬時パワー密度の時系列データー
＝−，Ｐ（ｋ−１＋ｎ：ｍ＞、Ｐ（ｋ：ｎ：ｍ）を用い
て前記マルチビームの各ビーム毎にかつ前記分割した各
周波数毎にＰ（ｋ：ｎ：ｍ＞に含まれるパルス状信号成
分のみを検出し、その検出結果をパルス成分除去パラメ
ータ設定処理へ与える。パルス成分除去パラメータ設定
処理では、検出されたパルス状信号成分のビーム及び周
波数において除去開始時刻ｔ　　　　　と除去解除時ｓ
、　　ｍ、　　ｎ 間ｔ　　　　　（但し、ｍ−１，・・・７Ｍは前記分ｐ
、　　ｍ、　　ｎ 割された周波数の番号、ｎ＝１．・・・、Ｎは前記マル
チビームのビームの番号、）を設定し、その設定値を瞬
時パワー算出処理へ送る。瞬時パワー算出処理では、パ
ルス除去パラメータ設定処理の処理結果に基づき、時刻
ｔｋにおいてｔｓ　　ｍ　　ｎ−に−ｐ、ｍ、ｎの条件
を満す第ｎ番目ビー＜１　　＜１ ムの第ｍ番目周波数の瞬時パワー密度Ｐ（ｋ：ｎ：ｍ）
を除外して前記瞬時パワー密度を前記マルチビームの各
ビーム毎に周波数領域で加算し、パーシバルの法則に従
って、従来の二乗算出器の出力である瞬時パフ−Ｐ（ｋ
：ｎ）とほぼ同等な、時刻ｔｋにおけるビーム主軸方位
θ。の瞬時パワーＰ　　（ｋ：ｎ）＝　ΣＰ（ｋ：ｎ：
ｍ）ａｍ＝１ を算出する。

なお、パルス検出されなかったビーム及び周波数におけ
る除去開始時刻ｔ　　　　　及び除去解Ｓ　　ｍ　　ｎ 除時刻ｔ　　　　　は、１　　　　　　＝１ｐ、　　ｍ
、　　ｎ　　　　　　ｓ、　　ｍ、　　ｎ　　　　　ｎ
ｌ　ｍｍとおいて処理すればよい。

（作　用） 本発明によれば、以上のように広帯域信号受信方法を構
成したので、受信された広帯域信号は、ビームフォーマ
の各マルチビームの出力毎に、Ｍ個の狭帯域成分に分割
して各周波数毎に瞬時パワー密度が算出される。さらに
、各ビーム及び各周波数毎に前記パルス信号が検出され
、該検出パルス信号のパラメータから前記瞬時パワー密
度に含まれるパルス信号のパワー成分が除去される。こ
れにより、該パルス信号の影響が除去されて広帯域信号
のパワーが連続的に得られる。従って、前記課題を解決
できるのである。

（実施例〉 第１図は、本発明の実施例を示すもので、パッシブソー
ナの広帯域信号受信方法を用いた受信装置の機能ブロッ
ク図であり、従来の第２図中の要素と共通の要素には共
通の符号が付されている。

この受信装置が従来の第２図のものと異なる点は、第２
図の二乗算出器６□〜６Ｎに代えて、瞬時パワー演算処
理部１０を設けたことである。

瞬時パワー演算処理部１０は、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）等のディジタルフーリエ変換によってＮ個のマルチ
ビームη（ｋｉｎ）（但し、ｎｌ、＝−、Ｎ）をＭ個の
狭帯域成分τ（ｋ：ｎ：ｍ＞（但し、ｍ＝１．・・・、
Ｍ）に分割する周波数分析器１１、〜１１Ｎと、周波数
分析器出力ｒ（ｋｎ：ｍ）から各瞬時パワー密度Ｐ（ｋ
：ｎ：ｍ）を算出する瞬時パワー密度算出器１２□〜１
２Ｎと、瞬時パワー密度算出弱出力等より瞬時パワーＰ
　　（ｋ：ｎ）を算出して積分器７、〜７Ｎへ与える瞬
時パワー算出器１３〜１３Ｎとを、備えでいる。さらに
、瞬時パワー密度算出弱出力よりパルス成分を検出する
パルス検出器１４１〜１４Ｎと、パルス検出器出力より
パルス成分を除去するためのパラメータを設定してその
パラメータを瞬時パワー算出器１３１〜１３Ｎへ与える
パルス成分除去パラメータ設定器１５〜１５Ｎとが、設
けられている。　第４図は、第１図中の各パルス検出器
１４□〜１４Ｎの一構成例を示す機能ブロック図である
。　各パルス検出器１４１〜１４Ｎは、各瞬時パワー密
度算出器１２１〜１２Ｎの出力を入力する入力端子３１
　　〜３１ｎ、１　　　　ｎ、Ｍ （但し、ｎ−１，・・・、Ｎ）を有し、それには積分器
３２　〜３２ □、１　　　　ｎ、Ｍ、スレシュホールド設定器３３　
　〜３３ □、□　　　。１Ｍ、比較器３４ｎ、１〜３４ｎ２Ｍ、
及び各パルス成分除去パラメータ設定器１５〜１５　へ
の出力端子３５ｎ、１〜　　　　Ｎ ３５ｎ　Ｍが接続されている。

次に、以上のような受信装置を用いた広帯域信号受信方
法について説明する。

第１図において、目標からの広帯域信号は、センサアレ
イ１で受信され、そのセンサアレイ出力が増幅器２□〜
２Ｌで適正なレベルまで増幅される。増幅された受信信
号のうち、不用な周波数成分が帯域制御フィルタ３、〜
３Ｌで除去された後、サンプラ４１〜４Ｌで広帯域ディ
ジタル信号５Ｌ（ｔ、）〜Ｓ　Ｌ　（ｔ　ｋ　）に変換
され、ビームフォーマ５へ送られる。ビームフォーマ５
では、広帯域ディジタル信号Ｓ　　（ｔ　　）〜５Ｌ（
ｔ、、）をｋ 入力し、時間遅延補償τ１等を行ってＮ個のマルチビー
ムη（ｋ：ｎ）を瞬時パワー演算処理部１０内の周波数
分析器１１〜１１Ｎへ出力すす る。

周波数分析器１１１〜１１Ｎでは、Ｎ個のマルチビーム
η（ｋ　：　ｎ＞をＭ個の狭帯域成分「（ｋ：ｎ：ｍ＞
（但し、ｍ−１，・・・、Ｍ＞に分割する。

分割された狭帯域成分子ｆ（ｋ：ｎ：ｍ＞は、Ｍ個づつ
各瞬時パワー密度算出器１２〜１２Ｎに入力され、各々
において瞬時パワー密度 Ｐ（ｋ：ｎ：ｍ＞−１ｒ（ｋ：ｎ：ｍ）１２但し、ｍ−
１，・・・１Ｍ が算出される。瞬時パワー密度Ｐ（ｋ：ｎ：ｍ）は、Ｍ
個づつ各瞬時パワー算出器１３〜１３Ｎ及びパルス検出
器１４１〜１４Ｎに入力される。

各パルス検出器１４１〜１４Ｎでは、瞬時パワー密度の
時系列データ ・・、Ｐ　（ｋ−１：ｎ：ｍ＞、Ｐ　（ｋ＋ｎ：ｍ＞（
但し、ｍ＝１．・・・、Ｍ） を用いて、各周波数毎にＰ（ｋ：ｎ：ｍ）に含まれるパ
ルス成分のみを検出する。

即ち、第４図の各パルス検出器１４　（但し、ｎ＝１．
−−・、Ｎ）において、積分器３２ｎ、１〜３２ｎ　Ｍ
は、検出対象とするパルス信号の最大の時間幅より充分
に長い等価積分時間を持つ積分器であり、入力端子３１
　　〜３１　　　からｎ、　　１　　　　ｎ、　Ｍ の瞬時パワー密度算出弱出力に基づき、パルスを検出す
るためのスレシュホールドを決定するためのパルス以外
の信号成分のレベルを推定し、その推定結果をスレシュ
ホールド設定器３３ｎ、１〜３３　　　へ送る。

ｎ、Ｍ スレシュホールド設定器３３　　〜３３ｎｌ　　　　ｎ ヤは、各積分器３２　　〜３２　　　から出力ｎ１．　
　　　　ｎ、Ｍ されるレベルに、予め定めた一定値を加算することによ
り、時刻ｔｋにおけるスレシュホールド値Ｔ）（（ｔ　
　・ｎ：１）、ＴＨ（ｔｋ：ｎ：２）ｋ・ ・・・、　ＴＨ（ｔ　　−ｎ　：Ｍ＞を比較器３４ｎ　
１〜ｋ。

３４　　　へ出力する。ここで、加算する値は、ｎＭ パルス検出における誤警報確率等で決まるパルス成分除
去の対象とする最小レベルによって設定される。

比較器３４　　〜３４　　　は、スレシュホｎ、１　　
　　ｎＭ −ルド設定器３３　　〜３３　　　から出力さｎ、ｉ　
　　　ｎ、Ｍ れるスレシュホールド値と、入力端子３１ｎ、１〜３１
ｎ　Ｍから入力される時刻ｔｋでの瞬時パワー密度とを
、各周波数毎に比較し、 Ｐ（ｔｋ：ｎ：ｍ＞＞ＴＨ（ｔｋ：ｎ：ｍ）但し、ｍ＝
１．・・・１Ｍ のとき、パルス検出信号を出力端子３５　ｎ　、　　１
〜３５　　　へ出力して第１図のパルス成分除去パＭ ラメータ設定器１５、〜１５Ｎへ与える。

パルス成分除去パラメータ設定器１５１〜１５Ｎは、パ
ルス検出器１４〜１４Ｎから出力されす るパルス検出信号を用いて、各周波数毎に除去開始時刻
ｔｓ　　ｎ、ｍ（但し、ｍ＝１．＝−、Ｍ＞と除去解除
時刻ｔ　　　　　（但し、ｍ＝１ｐ、　　ｎ、ｍ Ｍ〉を生成し、瞬時パワー算出器１３、〜１３Ｎへ出力
する。なお、パルス検出器１４１〜１４Ｎにおいて、パ
ルス検出信号の検出されない周波数における除去開始時
刻ｔ　　　　　、及び除去解Ｓ　　ｎ　　ｍ 除時刻ｔ　　　　　は、パルス検出信号のない周ｐ、　
　ｎ、ｍ 波数に対して、例えばｔｓ、ｎ、ｍ　　　ｐ、ｎ。

＝ｔ ｍ　Ｏとおけばよい。

瞬時パワー算出器１３１〜１３Ｎは、瞬時パワー密度算
出器１２〜１２Ｎから出力される瞬時パワー密度Ｐ（ｋ
：ｎ：ｍ＞のうち、ｔｓ、ｎ。

ｍ＜１ｋ＜１．□、□の条件を満たすものを除去し、そ
の除去後の瞬時パワー密度の総和をとることにより、瞬
時パワーＰ　　（ｋ：ｎ）但し、ｔｓ、ｎ、ｍｎｔｋｉ
ｔｐ、ｎ、ｍを満たすＰ（ｋ：ｎ：ｍ）を除く。

を算出し、該Ｐ　　（ｋ：ｎ）を時刻ｔｋのビーム主軸
方位θ　の瞬時パワーとして、積分器７、〜７Ｎへ出力
する。

積分器７、〜７Ｎでは、瞬時パフ−Ｐａ（ｋ：ｎ〉を時
間領域で積分してパワー戸（ｋｉｎ）を算出し、出力端
子８．〜８Ｎへ出力する。そのため、出力端子７、〜７
Ｎから出力されたパワー百（ｋｉｎ）の時系列データを
用いて、広帯域信号及び該広帯域信号の入射方向の推定
等を行える。

第５図は、第１図の動作波形図である。

Ｐ　　（ｋ：ｆ）は時刻ｔｋにおける広帯域信号成分の
みの瞬時パワー密度関数、Ｐ２（ｋ：ｆ）は時刻ｔｋに
おけるパルス信号成分のみの瞬時パワー密度関数を示す
。Ｐ　　（ｋ：ｆ＞は広帯域信号とパルス信号との加算
信号の瞬時パワー密度関数から、スレシュホールドを越
えた成分を除去した瞬時パワー密度関数を示す。なお、
第５図では、説明を簡単にするため、方位成分ｎを省略
すると共に、瞬時パワー密度関数は周波数領域で連続関
数として示しである。

時刻ｔｋにおいてスレシュホールドを越えた周波数ｆｍ
がＦｌとＦ２の間にあったと仮定した場合、Ｆ１≦ｆｍ
≦Ｆ２に属する瞬時パワー密度成分が、瞬時パワー算出
器１３１〜１３Ｎの加算操作から除去され、該Ｐ　　（
ｋ：ｆ）から広帯域信号の瞬時パフ−Ｐ　ａ　（ｋ　：
　ｎ　）が算出されることになる。

そのため、ＩＩＲフィルタで構成される長時間積分機能
を有する積分器７、〜７Ｎを用いた場合でも、長時間に
渡ってパルス信号の干渉を受けることか少なくなる。さ
らに、パルス信号の強い瞬時パワーの存在する周波数帯
域外は、該パルス信号に影響されることなく、連続して
受信されるので、広帯域信号のパワーの情報の欠落を少
なくすることかできる。本実施例の受信方法は、広帯域
信号の受信帯域幅と比べ、パルス信号の帯域幅か相対的
に狭い場合により有効である。

なお、本発明は図示の実施例に限定されず、例えば、第
１図の各ブロックを、ティジタル・シグナル・プロセッ
サ（ＤＳＰ＞やマイクロプロセッサ等で処理することに
よって広帯域信号を受信する等、種々の変形が可能であ
る。

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、ビームフ
ォーマの各マルチビーム出力の従来の二乗算出処理を、
周波数分析処理と、瞬時パワー密度算出処理と、瞬時パ
ワー算出処理とで置き換えると共に、瞬時パワー密度算
出処理出力の時系列データを用いて各ビーム及び各周波
数毎にパルス信号の検出を行い、該パルス検出情報に基
づき、瞬時パワー算出処理の加算操作から、パルス信号
により生じる強いパワー成分を除去するようにした。そ
のため、ＩＩＲフィルタを用いた長時間積分処理を行う
場合でも、長時間にわたって該パルスの干渉を受けるこ
とが少なくなると共に、該パルスの強いパワーの存在す
る周波数帯域以外は、該パルスに影響されることなく連
続して用いることができるので、広帯域信号のパワーの
情報の欠落を少なくすることができる。本発明は、広帯
域信号の受信帯域幅と比べ、パルス信号の帯域幅が相対
的に狭い場合に、より有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すパッシブソーナの広帯域
信号受信方法を用いた受信装置の機能ブロック図、第２
図は従来のパッシブソーナの広帯域信号受信方法を用い
た受信装置の機能ブロック図、第３図は従来の受信方法
の問題点の説明図、第４図は第１図中のパルス検出器の
機能ブロック図、第５図は第１図の動作波形図である。 １・・・・・・センサアレイ、４・・・・・・サンプラ
、５・・・ビームフォーマ、７１〜７Ｎ・・・・・・積
分器、１０・・・瞬時パワー演算処理部、１１〜１１Ｎ
・・・・・・周波数分析器、１２〜１２Ｎ・・・・・・
瞬時パワー密度算出器、１３、〜１３Ｎ・・・・・・瞬
時パワー算出器、１４〜１４　・・・・・パルス検出器
、１５１〜１５１　　　　Ｎ“ 、・・・・・・パルス成分除去パラメータ設定器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 目標からの広帯域信号をセンサアレイで受信し、前記セ
   ンサアレイ出力に基づきビームフォーマによってマルチ
   ビームを形成し、前記マルチビームの各ビーム毎に前記
   広帯域信号の時刻ｔ＿ｋにおける強度である瞬時パワー
   を算出し、前記瞬時パワーを時間領域で積分して長時間
   積分パワーを求めるパッシブソーナの広帯域信号受信方
   法において、前記マルチビームの各ビームから出力され
   る広帯域信号を狭帯域成分に分割する周波数分析処理と
   、 前記分割された狭帯域成分の各周波数毎に短時間積分パ
   ワーである瞬時パワー密度を算出する瞬時パワー密度算
   出処理と、 前記瞬時パワー密度の時系列データを用いて前記マルチ
   ビームの各ビーム毎にかつ前記分割した各周波数毎にパ
   ルス状信号成分のみを検出するパルス検出処理と、 前記検出されたパルス状信号成分のビーム及び周波数に
   おいて除去開始時刻ｔ＿ｓ＿，＿ｍ＿，＿ｎと除去解除
   時刻ｔ＿ｐ＿，＿ｍ＿，＿ｎ（但し、ｍ＝１，…，Ｍは
   前記分割された周波数の番号、ｎ＝１，…，Ｎは前記マ
   ルチビームのビームの番号、）を設定するパルス成分除
   去パラメータ設定処理と、 前記パルス除去パラメータ設定処理の処理結果に基づき
   、時刻ｔ＿ｋにおいてｔ＿ｓ＿，＿ｍ＿，＿ｎ≦ｔ＿ｋ
   ≦ｔ＿ｐ＿，＿ｍ＿，＿ｎの条件を満す第ｎ番目ビーム
   の第ｍ番目周波数の瞬時パワー密度を除外して前記瞬時
   パワー密度を前記マルチビームの各ビーム毎に周波数領
   域で加算し、前記広帯域信号の瞬時パワーを算出する瞬
   時パワー算出処理とを、 実行することを特徴とするパッシブ・ソーナの広帯域信
   号受信方法。