JPH048170A - Ｐｗｍインバータの繰り返し制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの繰り返し制御方法Info
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- JPH048170A JPH048170A JP2110896A JP11089690A JPH048170A JP H048170 A JPH048170 A JP H048170A JP 2110896 A JP2110896 A JP 2110896A JP 11089690 A JP11089690 A JP 11089690A JP H048170 A JPH048170 A JP H048170A
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- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 title claims abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 8
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 claims abstract description 14
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 4
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- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明はＰＷＭインバータの繰り返し制御方法に関し
、詳しくは、ＵＰＳ（無停電電源装置）等に用いられる
ＰＷＭインバータの出力電圧における波形補償を行うた
めのＰＷＭ制御方法に関する。
、詳しくは、ＵＰＳ（無停電電源装置）等に用いられる
ＰＷＭインバータの出力電圧における波形補償を行うた
めのＰＷＭ制御方法に関する。
（従来の技術）
従来から提案されているこの種の制御方法を第２図及び
第３図に基づいて説明する。まず、第２図はＰＷＭイン
バータシステム全体の構成図であり、図において１はＰ
ＷＭインバータ、２はＬＣフィルタ、３は整流器負荷等
の負荷、４は直流電源電圧Ｅをアナログ／ディジタル変
換するＡ／Ｄ変換器、５は後述するマイコン７との間で
信号の授受を行い、インバータ１の各スイッチング素子
に対するＰＷＭパルスを生成して出力するゲート回路、
６はＬＣフィルタ２の出力電圧■をアナログ／ディジタ
ル変換するＡ／Ｄ変換器、７はＡ／Ｄ変換器４，６から
各電圧Ｅ、Ｖを人力し、これらを所定の周期でサンプリ
ングしたデータに基づいてゲート回路５に加える信号を
演算し８力するマイコンである。
第３図に基づいて説明する。まず、第２図はＰＷＭイン
バータシステム全体の構成図であり、図において１はＰ
ＷＭインバータ、２はＬＣフィルタ、３は整流器負荷等
の負荷、４は直流電源電圧Ｅをアナログ／ディジタル変
換するＡ／Ｄ変換器、５は後述するマイコン７との間で
信号の授受を行い、インバータ１の各スイッチング素子
に対するＰＷＭパルスを生成して出力するゲート回路、
６はＬＣフィルタ２の出力電圧■をアナログ／ディジタ
ル変換するＡ／Ｄ変換器、７はＡ／Ｄ変換器４，６から
各電圧Ｅ、Ｖを人力し、これらを所定の周期でサンプリ
ングしたデータに基づいてゲート回路５に加える信号を
演算し８力するマイコンである。
このような構成において、ＬＣフィルタ２を介したイン
バータ１の出力電圧Ｖの繰り返し制御は次のように行わ
れている。すなわち、負荷３が整流器負荷である場合の
ようにインバータ出力電圧■の変動が周期的に起こる場
合には、出力電圧■の各周期ごとの同一サンプリング点
における目標値と検出値との電圧誤差を求めてこれらを
積算し、次の周期内に発生する八きＰＷＭパルス幅を所
定の演算により求め、このＰＷＭパルスによりインバー
タ１を制御することで出力電圧波形を改善している。
バータ１の出力電圧Ｖの繰り返し制御は次のように行わ
れている。すなわち、負荷３が整流器負荷である場合の
ようにインバータ出力電圧■の変動が周期的に起こる場
合には、出力電圧■の各周期ごとの同一サンプリング点
における目標値と検出値との電圧誤差を求めてこれらを
積算し、次の周期内に発生する八きＰＷＭパルス幅を所
定の演算により求め、このＰＷＭパルスによりインバー
タ１を制御することで出力電圧波形を改善している。
その具体的な方法としては、第３図に示すように、出力
電圧Ｖの毎周期の所定のサンプリング点（ｋ＋１）にお
ける目標値（図中、破線にて示す）と検出値（図中、実
線にて示す）との電圧誤差ｅｋをマイコン７により次の
（１）式のように積算して次周期におけるサンプリング
点に〜（ｋ＋１）のＰＷＭパルス幅Ｕ （ｋ）を求め、
このパルスによりインバータ１を制御することによって
波形補償を行なっている。
電圧Ｖの毎周期の所定のサンプリング点（ｋ＋１）にお
ける目標値（図中、破線にて示す）と検出値（図中、実
線にて示す）との電圧誤差ｅｋをマイコン７により次の
（１）式のように積算して次周期におけるサンプリング
点に〜（ｋ＋１）のＰＷＭパルス幅Ｕ （ｋ）を求め、
このパルスによりインバータ１を制御することによって
波形補償を行なっている。
Ｌ″（ｋ） ＝ ＣＸ ｅ （ｋ＋１−ｉ−ｎ）
−（１）なお、この（１）式において、Ｃはゲイ
ン、ｎは電源周波数に対するサンプリング周波数の比、
ｉは出力電圧の何周期前のサンプリング点かを示す自然
数である。
−（１）なお、この（１）式において、Ｃはゲイ
ン、ｎは電源周波数に対するサンプリング周波数の比、
ｉは出力電圧の何周期前のサンプリング点かを示す自然
数である。
（発明が解決しようとする課題）
上述した従来の方法によれば、出力電圧波形に毎周期繰
り返し発生する電圧誤差に対しては、第３図に示すよう
に誤差が徐々に解消して良好な波形補償を行ねえること
が知られている。しかるに、第４図に示すように、例え
ば出力電圧Ｖの２周期目に整流器負荷が投入されて生じ
たｅ′のような突発的な電圧変動に対しては、このとき
の電圧誤差も前記（１）式により積算し、次の周期にお
いてこれを補償するようにＰＷＭパルス幅が計算される
結果、次の周期の出力電圧Ｖの波形には第４図ｅ″′の
ような歪みが生じてしまい、波形補償にむしろ悪影響を
与えていた。
り返し発生する電圧誤差に対しては、第３図に示すよう
に誤差が徐々に解消して良好な波形補償を行ねえること
が知られている。しかるに、第４図に示すように、例え
ば出力電圧Ｖの２周期目に整流器負荷が投入されて生じ
たｅ′のような突発的な電圧変動に対しては、このとき
の電圧誤差も前記（１）式により積算し、次の周期にお
いてこれを補償するようにＰＷＭパルス幅が計算される
結果、次の周期の出力電圧Ｖの波形には第４図ｅ″′の
ような歪みが生じてしまい、波形補償にむしろ悪影響を
与えていた。
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
その目的とするところは、出力電圧波形の突発的な変動
が生じた場合にも安定な波形補償が行えるようにしたＰ
ＷＭインバータにおける繰り返し制御方法を提供するこ
とにある。
その目的とするところは、出力電圧波形の突発的な変動
が生じた場合にも安定な波形補償が行えるようにしたＰ
ＷＭインバータにおける繰り返し制御方法を提供するこ
とにある。
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するため、本発明では、出力電圧の２周
期前までの電圧誤差に基づく評価関数を用い、電圧誤差
の発生が周期的に繰り返される現象か突発的な現象かを
判断し、突発的な現象である場合には、そのときの電圧
誤差を積算しないようにしたものである。
期前までの電圧誤差に基づく評価関数を用い、電圧誤差
の発生が周期的に繰り返される現象か突発的な現象かを
判断し、突発的な現象である場合には、そのときの電圧
誤差を積算しないようにしたものである。
（作用）
本発明によれば、整流器負荷のように繰り返し電圧変動
を発生させるものに対しては、従来通り各周期の電圧誤
差を積算してＰＷＭパルス幅を算出し、良好な波形補償
を行う。また、負荷急変等による突発的な電圧変動は所
定の評価関数により検出され、そのときの電圧誤差を（
１）式に代入しないことにより、次の周期の波形に悪影
響を与えず、良好な補償特性を得ることができる。
を発生させるものに対しては、従来通り各周期の電圧誤
差を積算してＰＷＭパルス幅を算出し、良好な波形補償
を行う。また、負荷急変等による突発的な電圧変動は所
定の評価関数により検出され、そのときの電圧誤差を（
１）式に代入しないことにより、次の周期の波形に悪影
響を与えず、良好な補償特性を得ることができる。
（実施例）
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
なお、この実施例が適用されるＰＷＭインパータンステ
ムの構成は第２図と同一である。
ムの構成は第２図と同一である。
まず、前記第３図において−ｅ （ｋ＋１−２ｎ）は出
力電ＦＥの２周期前のサンプリング点（ｋ＋１）におけ
る電圧誤差、ｅ （ｋ＋１−ｎ）は１周期前のサンプリ
ング点（ｋ＋１）における電圧誤差とする。
力電ＦＥの２周期前のサンプリング点（ｋ＋１）におけ
る電圧誤差、ｅ （ｋ＋１−ｎ）は１周期前のサンプリ
ング点（ｋ＋１）における電圧誤差とする。
この実施例では、これらの電圧誤差に基づき、次の（２
）式の評価関数を導入する。
）式の評価関数を導入する。
そして、この評価関数Ｅ（ｅ）の値と所定の評価係数ε
との大小関係を比較し、 の場合には電圧誤差が繰り返し発生しているものと判断
し、各電圧誤差を前記（１）式に代入して積算すること
により次の（今回の）周期のサンプリング点に〜（ｋ＋
１）間のＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）を演算する。また、評
価関数Ｅ （ｅ）の値がεよりも大きければ電圧誤差が
負荷急変等の突発的現象によるものと判断し、１周期前
の電圧誤差ｅ （ｋ＋１−ｎ）を（１）式の積算項から
除外し、他の各周期前の電圧誤差のみを積算してＰＷＭ
パルス幅Ｕ （ｋ）を演算する。
との大小関係を比較し、 の場合には電圧誤差が繰り返し発生しているものと判断
し、各電圧誤差を前記（１）式に代入して積算すること
により次の（今回の）周期のサンプリング点に〜（ｋ＋
１）間のＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）を演算する。また、評
価関数Ｅ （ｅ）の値がεよりも大きければ電圧誤差が
負荷急変等の突発的現象によるものと判断し、１周期前
の電圧誤差ｅ （ｋ＋１−ｎ）を（１）式の積算項から
除外し、他の各周期前の電圧誤差のみを積算してＰＷＭ
パルス幅Ｕ （ｋ）を演算する。
例えば、指令電圧２００■の正弦波を電圧精度０．５％
（ＩＶ誤差）で制御していた時、評価係数Ｓ＝０゜９で
あるとすると、現時点での電圧誤差の許容値は１．９ｖ
までとなる。すなわち、 であり、１．９ｖ以上の電圧誤差が発生した場合には（
１）式における繰り返し制御の積算項にならない。
（ＩＶ誤差）で制御していた時、評価係数Ｓ＝０゜９で
あるとすると、現時点での電圧誤差の許容値は１．９ｖ
までとなる。すなわち、 であり、１．９ｖ以上の電圧誤差が発生した場合には（
１）式における繰り返し制御の積算項にならない。
ここで例えば、３周期前、２周期前、１周期前の電圧誤
差がそれぞれｌＶ、３０Ｖ、２７Ｖであるとすると、評
価関数Ｅ （ｅ）の値は、 となる。この場合、１回目の電圧変動の時は、Ｅ（＝
２９）＞ ０．９であるため、３０Ｖの電圧誤差は繰り
返し制御の積算項にならないが、２回目の電圧変動では
ε（＝ ０．１）＜０．９であるため２７Ｖの電圧誤差
は繰り返し制御の積算項になる。
差がそれぞれｌＶ、３０Ｖ、２７Ｖであるとすると、評
価関数Ｅ （ｅ）の値は、 となる。この場合、１回目の電圧変動の時は、Ｅ（＝
２９）＞ ０．９であるため、３０Ｖの電圧誤差は繰り
返し制御の積算項にならないが、２回目の電圧変動では
ε（＝ ０．１）＜０．９であるため２７Ｖの電圧誤差
は繰り返し制御の積算項になる。
このように、本発明では電圧誤差が繰り返し発生してい
るのを確認してから動作するように働くため、本発明に
より、精度良く制御されている時は゛電圧変動値の許容
幅が小さく、電圧誤差が大きい場合は電圧変動値の許容
幅が大きくなる。
るのを確認してから動作するように働くため、本発明に
より、精度良く制御されている時は゛電圧変動値の許容
幅が小さく、電圧誤差が大きい場合は電圧変動値の許容
幅が大きくなる。
例えば、第１＠に示すように、第４図と同様に出力電圧
■の２周期目に整流器負荷が投入されてｅ′のような突
発的な電圧変動が生じた場合でも、このときの電圧誤差
は繰り返し制御の積算対象から除外されるため、３周期
目の出力電圧には悪影響を与えず、良好な波形補償を行
うことができる。
■の２周期目に整流器負荷が投入されてｅ′のような突
発的な電圧変動が生じた場合でも、このときの電圧誤差
は繰り返し制御の積算対象から除外されるため、３周期
目の出力電圧には悪影響を与えず、良好な波形補償を行
うことができる。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、ＰＷＭパルス幅の
演算にあたって出方電圧の各周期ごとの電圧誤差に応じ
て評価を行うため、突発的な原因による電圧変動がその
後の波形補償に悪影響を与えることがなく、高精度の波
形補償が可能であるという効果を有する。
演算にあたって出方電圧の各周期ごとの電圧誤差に応じ
て評価を行うため、突発的な原因による電圧変動がその
後の波形補償に悪影響を与えることがなく、高精度の波
形補償が可能であるという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例により波形補償されたインバ
ータの呂カ電圧波形図、第２図はこの実施例が適用され
るＰＷＭインバータシステムの構成図、第３図及び第４
図は従来の技術を説明するためのインバータ出方電圧の
波形図である。 第１ｓ 第２図
ータの呂カ電圧波形図、第２図はこの実施例が適用され
るＰＷＭインバータシステムの構成図、第３図及び第４
図は従来の技術を説明するためのインバータ出方電圧の
波形図である。 第１ｓ 第２図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＰＷＭインバータの交流出力電圧に毎周期繰り返して発
生する電圧誤差を検出し、この電圧誤差を積算して前記
出力電圧の波形補償を行うように次周期のＰＷＭパルス
幅を演算してこのＰＷＭパルスによりインバータを制御
する繰り返し制御方法において、 前記出力電圧の２周期前までの同一のサンプリング点に
おける電圧誤差に基づく評価関数の値が所定の評価係数
以下であれば各電圧誤差を積算して次周期のＰＷＭパル
ス幅を演算し、前記評価関数の値が前記評価係数より大
きい場合には１周期前の電圧誤差を積算対象から除外し
て次周期のＰＷＭパルス幅を演算することを特徴とする
ＰＷＭインバータの繰り返し制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2110896A JPH048170A (ja) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Ｐｗｍインバータの繰り返し制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2110896A JPH048170A (ja) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Ｐｗｍインバータの繰り返し制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH048170A true JPH048170A (ja) | 1992-01-13 |
Family
ID=14547435
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2110896A Pending JPH048170A (ja) | 1990-04-25 | 1990-04-25 | Ｐｗｍインバータの繰り返し制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH048170A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109378862A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-02-22 | 东北大学 | 一种基于改进重复控制器的并网逆变器电流控制方法 |
-
1990
- 1990-04-25 JP JP2110896A patent/JPH048170A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109378862A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-02-22 | 东北大学 | 一种基于改进重复控制器的并网逆变器电流控制方法 |
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