JPH046469B2 - - Google Patents
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- JPH046469B2 JPH046469B2 JP58174697A JP17469783A JPH046469B2 JP H046469 B2 JPH046469 B2 JP H046469B2 JP 58174697 A JP58174697 A JP 58174697A JP 17469783 A JP17469783 A JP 17469783A JP H046469 B2 JPH046469 B2 JP H046469B2
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- Japan
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- power supply
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- voltage
- supply voltage
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- 238000003466 welding Methods 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
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- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
- B23K9/073—Stabilising the arc
- B23K9/0731—Stabilising of the arc tension
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、微弱な負荷変動に対しても電源出力
電圧を補償する制御回路に関するものである。
電圧を補償する制御回路に関するものである。
消耗性電極を用いた直流溶接電源においては、
整流素子にサイリスタを用いた整流方式例えば３
相２重星形整流（第１図）あるいはダブル整流付
３相２重星形整流（第２図）が使用されることが
多い。これらの３相２重星形整流方式は、サイリ
スタの点弧角αと出力電圧が比例しない。
整流素子にサイリスタを用いた整流方式例えば３
相２重星形整流（第１図）あるいはダブル整流付
３相２重星形整流（第２図）が使用されることが
多い。これらの３相２重星形整流方式は、サイリ
スタの点弧角αと出力電圧が比例しない。
このため、電源電圧変動に比例してサイリスタ
の点弧角αを変化させると補償誤差が生じる。
の点弧角αを変化させると補償誤差が生じる。
第１図において１は３相変圧器を含む交流電
源、２は相間リアクトル、３はサイリスタ、４は
溶接負荷である。また、第２図において、５はダ
ブル整流用ダイオードである。
源、２は相間リアクトル、３はサイリスタ、４は
溶接負荷である。また、第２図において、５はダ
ブル整流用ダイオードである。
第３図は第１図に示す３相２重星形整流回路の
点弧角αと出力電圧Edの関係を示す図で、電圧
降下を無視すると、両者の関係は次式のようにな
る。
点弧角αと出力電圧Edの関係を示す図で、電圧
降下を無視すると、両者の関係は次式のようにな
る。
Ed＝1.17Ecosα ……(i)
第４図はダブル整流付３相２重星形整流回路の
点弧角αと出力電圧Edの関係を示す図で、電圧
降下を無視すると、両者の関係はα＝30゜を境に
(ii)式、(iii)式のようになる。
点弧角αと出力電圧Edの関係を示す図で、電圧
降下を無視すると、両者の関係はα＝30゜を境に
(ii)式、(iii)式のようになる。
０≦α≦30゜のとき
Ed≒1.17Ecosα ……(ii)
30゜≦α≦150゜のとき
Ed≒1.17E［１／√３｛cos（α＋30゜）＋１｝］……(i
ii) 第５図は従来の電源電圧補償回路を示し、６，
７は抵抗、８はオペアンプ、９は基準バイアス発
生回路、１０は電源電圧検出器、１１は加算点、
１１ａは点弧制御回路を示す。同図において、出
力電圧を設定する基準バイアスと電源電圧に比例
した電圧の差電圧をオペアンプ８で増幅し点弧角
を決める点弧バイアスを出力する。すなわち、電
源電圧が高くなると点弧バイアスが上がり点弧角
αを大きくし、電源電圧が低くなると点弧角αが
小さくなるように調節する。
ii) 第５図は従来の電源電圧補償回路を示し、６，
７は抵抗、８はオペアンプ、９は基準バイアス発
生回路、１０は電源電圧検出器、１１は加算点、
１１ａは点弧制御回路を示す。同図において、出
力電圧を設定する基準バイアスと電源電圧に比例
した電圧の差電圧をオペアンプ８で増幅し点弧角
を決める点弧バイアスを出力する。すなわち、電
源電圧が高くなると点弧バイアスが上がり点弧角
αを大きくし、電源電圧が低くなると点弧角αが
小さくなるように調節する。
第６図に電源電圧が＋10％から−10％の間を変
動した場合の３相２重星形方式の電源電圧補償誤
差の発生状況を示す。同図において、実線ａは定
格電源電圧時の点弧角αと出力電圧Edの関係、
破線ｂ，ｃは電源電圧が＋10％と−10％変動した
時のαとEdの関係を示す。また、一点鎖線ｄ，
ｅは電源電圧が＋10％と−10％変動した時の電源
電圧に比例した出力電圧Edを示す。同図に示す
ように、基準バイアスＶを設定し、電源電圧変動
に比例してサイリスタの点弧角αを変化させる
と、電源電圧が＋10％の時にα1、つまり△V1の
補償誤差が生じ、−10％の時にはα2、つまり△V2
の補償誤差が生じる。
動した場合の３相２重星形方式の電源電圧補償誤
差の発生状況を示す。同図において、実線ａは定
格電源電圧時の点弧角αと出力電圧Edの関係、
破線ｂ，ｃは電源電圧が＋10％と−10％変動した
時のαとEdの関係を示す。また、一点鎖線ｄ，
ｅは電源電圧が＋10％と−10％変動した時の電源
電圧に比例した出力電圧Edを示す。同図に示す
ように、基準バイアスＶを設定し、電源電圧変動
に比例してサイリスタの点弧角αを変化させる
と、電源電圧が＋10％の時にα1、つまり△V1の
補償誤差が生じ、−10％の時にはα2、つまり△V2
の補償誤差が生じる。
第７図は、従来の電源電圧補償回路の他の例
で、折線近似によりcos曲線を近似しようとした
ものである。同図において８はオペアンプ、１２
〜１７は抵抗、１８はツエナーダイオード、１９
はフオトトランジスタ・カプラである。第７図に
おいて、基準バイアスが所定値以上になるとツエ
ナーダイオード１８が導通し、フオトトランジス
タ・カプラ１９がオンし、IC３の構成する増幅
回路の増幅率がかわり、電源電圧が変動した時の
点弧角αの変化幅をかえる構成になつている。こ
の例においても、補償誤差は大きく、折点を増や
すと回路が複雑になるということがあつた。
で、折線近似によりcos曲線を近似しようとした
ものである。同図において８はオペアンプ、１２
〜１７は抵抗、１８はツエナーダイオード、１９
はフオトトランジスタ・カプラである。第７図に
おいて、基準バイアスが所定値以上になるとツエ
ナーダイオード１８が導通し、フオトトランジス
タ・カプラ１９がオンし、IC３の構成する増幅
回路の増幅率がかわり、電源電圧が変動した時の
点弧角αの変化幅をかえる構成になつている。こ
の例においても、補償誤差は大きく、折点を増や
すと回路が複雑になるということがあつた。
本発明の目的は上記従来技術の欠点をなくし、
簡単な回路で電源電圧変動を十分に補償する制御
回路を有する溶接機用電源を提供するにある。
簡単な回路で電源電圧変動を十分に補償する制御
回路を有する溶接機用電源を提供するにある。
上記目的を達成するため、本発明においては、
交流電源に接続された位相制御整流素子を有する
溶接機用電源であつて、上記交流電源の電圧を検
出する検出装置と、この検出装置の出力に応じて
上記交流電源の電圧変化に対応する近似曲線を作
成する関数発生装置と、この関数発生装置の出力
と基準電圧とを比較する比較回路とを有し、上記
比較回路の出力に対応して上記位相制御整流素子
の点弧位相を制御することを特徴とする。
交流電源に接続された位相制御整流素子を有する
溶接機用電源であつて、上記交流電源の電圧を検
出する検出装置と、この検出装置の出力に応じて
上記交流電源の電圧変化に対応する近似曲線を作
成する関数発生装置と、この関数発生装置の出力
と基準電圧とを比較する比較回路とを有し、上記
比較回路の出力に対応して上記位相制御整流素子
の点弧位相を制御することを特徴とする。
すなわち、例えば、上記第４図に示した曲線
は、二次遅れ要素のインデイシヤル応答の曲線に
近似できることに着目し、この曲線で近似するよ
うにした。以下、本発明の一実施例を第８図を用
いて詳細に説明する。
は、二次遅れ要素のインデイシヤル応答の曲線に
近似できることに着目し、この曲線で近似するよ
うにした。以下、本発明の一実施例を第８図を用
いて詳細に説明する。
１９は３相変圧器１の２次側巻線で、制御用変
圧器である。２０は４ケのダイオードから成る全
波整流回路、２１（VR1，VR2）は可変抵抗器、
２２は平滑用コンデンサである。２３（S1，S2，
S3）はアナログスイツチ、２４（R1〜R8）は抵
抗器、２５，２６はコンデンサ、２７はオペアン
プ回路、２８はコンパレータである。全波整流回
路２０の出力端には抵抗R1，R2が並列接続され、
抵抗R2には平滑コンデンサ２２が並列接続され
る。抵抗R1と抵抗R2の接続点はアナログスイツ
チS1、抵抗R3、コンデンサC2を介してオペアン
プ２７の負極入力端子に接続される。
圧器である。２０は４ケのダイオードから成る全
波整流回路、２１（VR1，VR2）は可変抵抗器、
２２は平滑用コンデンサである。２３（S1，S2，
S3）はアナログスイツチ、２４（R1〜R8）は抵
抗器、２５，２６はコンデンサ、２７はオペアン
プ回路、２８はコンパレータである。全波整流回
路２０の出力端には抵抗R1，R2が並列接続され、
抵抗R2には平滑コンデンサ２２が並列接続され
る。抵抗R1と抵抗R2の接続点はアナログスイツ
チS1、抵抗R3、コンデンサC2を介してオペアン
プ２７の負極入力端子に接続される。
抵抗R3とコンデンサC2の接続点はアナログス
イツチS3、抵抗R4を介してオペアンプ２７の正
極入力端子に接続されると同時に抵抗R5を介し
てオペアンプ２７の正極入力端子に接続される。
オペアンプ２７の正極入力端子はコンデンサC3
を介して基準線に接続される。全波整流回路２０
の負側が基準線に接続され、この基準線には抵抗
R2、コンデンサ２２（C1）の一端が接続されて
いる。
イツチS3、抵抗R4を介してオペアンプ２７の正
極入力端子に接続されると同時に抵抗R5を介し
てオペアンプ２７の正極入力端子に接続される。
オペアンプ２７の正極入力端子はコンデンサC3
を介して基準線に接続される。全波整流回路２０
の負側が基準線に接続され、この基準線には抵抗
R2、コンデンサ２２（C1）の一端が接続されて
いる。
抵抗R3，R5、アナログスイツチS3の接続点は、
抵抗R6、可変抵抗VR1及びアナログスイツチ２
３（S2）を介して基準線に接続される。オペアン
プ２７の出力端は負極入力端子に接続されるとと
もに抵抗R7を介してコンパレータ２８の一方入
力端子に接続される。コンパレータ２８の他方入
力端には可変抵抗VR2が接続されている。コンパ
レータ２８の出力端には点弧制御回路１１ａが接
続される。２９は充放電信号発生回路で、アナロ
グスイツチS1〜S3に接続され、これらのアナログ
スイツチが作動するタイミング信号を発生する。
抵抗R6、可変抵抗VR1及びアナログスイツチ２
３（S2）を介して基準線に接続される。オペアン
プ２７の出力端は負極入力端子に接続されるとと
もに抵抗R7を介してコンパレータ２８の一方入
力端子に接続される。コンパレータ２８の他方入
力端には可変抵抗VR2が接続されている。コンパ
レータ２８の出力端には点弧制御回路１１ａが接
続される。２９は充放電信号発生回路で、アナロ
グスイツチS1〜S3に接続され、これらのアナログ
スイツチが作動するタイミング信号を発生する。
次にその動作について説明する。第９図は第８
図の動作を説明する為の波形図である。制御変圧
器１９の出力VAのゼロクロス点から位相角30゜の
間だけアナログスイツチS1，S3をON状態に保持
する信号Ｂが充放電信号発生回路２９から出力さ
れる。
図の動作を説明する為の波形図である。制御変圧
器１９の出力VAのゼロクロス点から位相角30゜の
間だけアナログスイツチS1，S3をON状態に保持
する信号Ｂが充放電信号発生回路２９から出力さ
れる。
信号Ｂが高いレベル(H)の期間アナログスイツチ
S1，S3がON状態となり、全波整流回路２０の出
力は抵抗R1，R2により分圧され、電源電圧に比
例した電圧がアナログスイツチS1、オペアンプ２
７の入力にかかり、オペアンプ２７の出力Vcは
コンデンサ２２（C1）の端子電圧VBと同電位に
なる。位相が30゜になると充放電信号発生回路２
９からの信号Ａが高レベルとなり、信号Ｂが低レ
ベルとなる。するとアナログスイツチS1，S3が
OFFとなり、アナログスイツチS2がON状態にな
る。この時の端子電圧Vcは(iv)式のようになる。
S1，S3がON状態となり、全波整流回路２０の出
力は抵抗R1，R2により分圧され、電源電圧に比
例した電圧がアナログスイツチS1、オペアンプ２
７の入力にかかり、オペアンプ２７の出力Vcは
コンデンサ２２（C1）の端子電圧VBと同電位に
なる。位相が30゜になると充放電信号発生回路２
９からの信号Ａが高レベルとなり、信号Ｂが低レ
ベルとなる。するとアナログスイツチS1，S3が
OFFとなり、アナログスイツチS2がON状態にな
る。この時の端子電圧Vcは(iv)式のようになる。
Vc＝VB・e-〓〓nt・sin［ωnt√（１−ξ2）
＋tan-1｛√（１−ξ2｝／ξ｝］／√（１−ξ2）
……(iv) 但し、ξ＝C3｛VR1＋（R6＋R5）｝／２√
｛（VR1＋R6）・R5・C2・C3｝また、ωn＝１／√
｛（VR1＋R6）・R5・C2・C3｝ 点弧角αの範囲は通常0゜〜110゜であるから、こ
の期間での(ii)、(iii)式と(iv)式から(v)式で評価する
。
……(iv) 但し、ξ＝C3｛VR1＋（R6＋R5）｝／２√
｛（VR1＋R6）・R5・C2・C3｝また、ωn＝１／√
｛（VR1＋R6）・R5・C2・C3｝ 点弧角αの範囲は通常0゜〜110゜であるから、こ
の期間での(ii)、(iii)式と(iv)式から(v)式で評価する
。
△VF＝１／ｎ・√｛110
〓n=1
（Ed−Vc）2｝ ……(v)
抵抗及びコンデンサの定数を適切に選んだ場合
例えば、 VR1＝R6＝50KΩ、R4＝10KΩ R5＝100KΩ、R3＝330Ω、 C3＝0.0169μF、C2＝0.0592μF の時、△VFは0.3％程度になる。
例えば、 VR1＝R6＝50KΩ、R4＝10KΩ R5＝100KΩ、R3＝330Ω、 C3＝0.0169μF、C2＝0.0592μF の時、△VFは0.3％程度になる。
また、この時の電源電圧補償誤差を計算する
と、(vi)式のようになる。
と、(vi)式のようになる。
△Ｖ＝1.17E×0.005（Ｖ） ……(vi)
ここで、Ｅは相電圧実効値である。
そして、Ｅ＝50（Ｖ）とした時、△Ｖ≒0.3Vと
なる。
なる。
オペアンプ２７の出力電圧Vcは抵抗R7を介し
てコンパレータ２８の＋側入力端に印加される。
また、コンパレータ２８の他の入力端子（−側）
には可変抵抗VR２により設定された基準電圧VD
が抵抗R8を介して印加される。そしてコンパレ
ータ２８からはVc≧VDの間矩形波状の信号VE
が出力される。なお、第９図中VB，Vcの波形図
において実線ｆ，ｉは電源電圧の定格値の時、一
点鎖線ｇ，ｊは定格値＋10％の時、二点鎖線ｈ，
ｋは定格値−10％の時の状態を示す。また、信号
VEの波形図では電源電圧が定格値から10％変動
した時の矩形波の立下り時間のずれを△α1、△α2
で示す。点弧制御回路１１ａは信号VEの立下り
のタイミングに合せて位相制御整流素子の点弧位
相を制御する。
てコンパレータ２８の＋側入力端に印加される。
また、コンパレータ２８の他の入力端子（−側）
には可変抵抗VR２により設定された基準電圧VD
が抵抗R8を介して印加される。そしてコンパレ
ータ２８からはVc≧VDの間矩形波状の信号VE
が出力される。なお、第９図中VB，Vcの波形図
において実線ｆ，ｉは電源電圧の定格値の時、一
点鎖線ｇ，ｊは定格値＋10％の時、二点鎖線ｈ，
ｋは定格値−10％の時の状態を示す。また、信号
VEの波形図では電源電圧が定格値から10％変動
した時の矩形波の立下り時間のずれを△α1、△α2
で示す。点弧制御回路１１ａは信号VEの立下り
のタイミングに合せて位相制御整流素子の点弧位
相を制御する。
したがつて、電源電圧の変動に伴ない、可変抵
抗VR１、抵抗R6，R5、コンデンサC2，C3および
オペアンプ２７から成る関数発生装置の出力Vc
が変化し、この出力Vcと基準電圧VDとを比較し
て位相制御整流素子の点弧位相を制御することに
より電源電圧の変動分を補償するから、溶接電源
出力が安定となり、良好な溶接を行うことができ
る。
抗VR１、抵抗R6，R5、コンデンサC2，C3および
オペアンプ２７から成る関数発生装置の出力Vc
が変化し、この出力Vcと基準電圧VDとを比較し
て位相制御整流素子の点弧位相を制御することに
より電源電圧の変動分を補償するから、溶接電源
出力が安定となり、良好な溶接を行うことができ
る。
なお、本実施例の説明において、関数発生装置
はオペアンプと抵抗、コンデンサの組合せから成
る回路構成としたが、本実施例に限らず、他の回
路構成を用いることができることは言うまでもな
いことである。更に、この関数発生装置はデイジ
タル回路により構成することもできる。
はオペアンプと抵抗、コンデンサの組合せから成
る回路構成としたが、本実施例に限らず、他の回
路構成を用いることができることは言うまでもな
いことである。更に、この関数発生装置はデイジ
タル回路により構成することもできる。
以上述べた如く本発明は、交流電源電圧の変動
を検出装置により検出し、この検出装置の出力に
応じて関数発生装置により交流電源の電圧変化に
対応する近似曲線を作成し、この関数発生装置の
出力と基準電圧とを比較し、比較した結果に基づ
いて位相制御整流素子の点弧位相を制御するよう
にした溶接機用電源であるから、電源電圧の変動
に際しても十分に補償された出力が得られ、安定
した溶接ができるという効果がある。
を検出装置により検出し、この検出装置の出力に
応じて関数発生装置により交流電源の電圧変化に
対応する近似曲線を作成し、この関数発生装置の
出力と基準電圧とを比較し、比較した結果に基づ
いて位相制御整流素子の点弧位相を制御するよう
にした溶接機用電源であるから、電源電圧の変動
に際しても十分に補償された出力が得られ、安定
した溶接ができるという効果がある。
第１図は３相２重星形整流回路を使用した溶接
機電源回路図、第２図はダブル整流付３相２重星
形整流回路を使用した溶接機電源回路図である。
第３図は第１図の点弧角と出力電圧との関係を示
す特性図、第４図は第２図の点弧角と出力電圧と
の関係を示す特性図である。第５図は従来の電源
電圧制御回路図、第６図は第５図の点弧角と出力
電圧との関係を示す特性図である。第７図は従来
の他の電源電圧制御回路図である。第８図は本発
明の一実施例を示す制御回路図、第９図は第８図
の動作を説明する波形図である。 １……交流電源、９……基準バイアス発生回
路、１０……電源電圧検出器、１１……加算点、
１１ａ……点弧制御回路、１２〜１７……抵抗
器、１９……制御変圧器、２０……全波整流回
路、２１（VR１，VR２）……可変抵抗器、２
３（S1〜S3）……アナログスイツチ、２４（R1
〜R8）……抵抗器、２５（C2），２６（C3）……
コンデンサ、２７……オペアンプ、２８……コン
パレータ。
機電源回路図、第２図はダブル整流付３相２重星
形整流回路を使用した溶接機電源回路図である。
第３図は第１図の点弧角と出力電圧との関係を示
す特性図、第４図は第２図の点弧角と出力電圧と
の関係を示す特性図である。第５図は従来の電源
電圧制御回路図、第６図は第５図の点弧角と出力
電圧との関係を示す特性図である。第７図は従来
の他の電源電圧制御回路図である。第８図は本発
明の一実施例を示す制御回路図、第９図は第８図
の動作を説明する波形図である。 １……交流電源、９……基準バイアス発生回
路、１０……電源電圧検出器、１１……加算点、
１１ａ……点弧制御回路、１２〜１７……抵抗
器、１９……制御変圧器、２０……全波整流回
路、２１（VR１，VR２）……可変抵抗器、２
３（S1〜S3）……アナログスイツチ、２４（R1
〜R8）……抵抗器、２５（C2），２６（C3）……
コンデンサ、２７……オペアンプ、２８……コン
パレータ。
Claims (1)
- １ 交流電源に接続された位相制御整流素子を有
する溶接機用電源であつて、上記交流電源の電圧
を検出する検出装置と、この検出装置の出力に応
じて上記交流電源の電圧変化に対応する近似曲線
を作成する関数発生装置と、この関数発生装置の
出力と基準電圧とを比較する比較回路とを有し、
上記比較回路の出力に対応して上記位相制御整流
素子の点弧位相を制御することを特徴とする溶接
機用電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17469783A JPS6068161A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 溶接機用電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17469783A JPS6068161A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 溶接機用電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6068161A JPS6068161A (ja) | 1985-04-18 |
| JPH046469B2 true JPH046469B2 (ja) | 1992-02-05 |
Family
ID=15983084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17469783A Granted JPS6068161A (ja) | 1983-09-21 | 1983-09-21 | 溶接機用電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6068161A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01161574A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Hitachi Ltd | 実時間状況監視システム |
| JP4509259B2 (ja) * | 1999-09-07 | 2010-07-21 | 株式会社ダイヘン | 直流アーク加工用電源制御方法及び電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5391042A (en) * | 1977-01-24 | 1978-08-10 | Hitachi Seiko Kk | Arc welding machine |
-
1983
- 1983-09-21 JP JP17469783A patent/JPS6068161A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5391042A (en) * | 1977-01-24 | 1978-08-10 | Hitachi Seiko Kk | Arc welding machine |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6068161A (ja) | 1985-04-18 |
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