JPH0453095Y2 - - Google Patents
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- JPH0453095Y2 JPH0453095Y2 JP8027888U JP8027888U JPH0453095Y2 JP H0453095 Y2 JPH0453095 Y2 JP H0453095Y2 JP 8027888 U JP8027888 U JP 8027888U JP 8027888 U JP8027888 U JP 8027888U JP H0453095 Y2 JPH0453095 Y2 JP H0453095Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この考案はビデオテープレコーダ等に使用され
るRFモジユレータの改良に関する。[Detailed description of the invention] "Field of industrial application" This invention relates to improvements in RF modulators used in video tape recorders and the like.
「従来の技術」
従来のRFモジユレータにおいては、第4図に
示すように、搬送波発振器1より搬送波が変調ト
ランスTの1次巻線に供給される。その2次巻線
の一端(P1点)はダイオードD1のカソードに、
他端(P2点)はダイオードD2のアノードにそれ
ぞれ接続され、ダイオードD1のアノード及びダ
イオードD2のカソードは互にP4点で接続され、
そのP4点はコンデンサC2を介して出力端子2に
接続される。トランスTの2次巻線の中点P3点
はコンデンサC1を介して高周波的に接地される
と共に可変抵抗器RVの可動子に接続され、その
可変抵抗器RVの一端に電源電圧+Bが印加さ
れ、他端は接地される。ダイオードD1,D2の接
続点P4はハイインピーダンスの抵抗器Rを介し
て映像信号供給回路4に接続されて、直流電圧
E0とベースバンドのビデオ信号vとの重畳信号
V=v+E0が供給される。"Prior Art" In a conventional RF modulator, a carrier wave is supplied from a carrier wave oscillator 1 to the primary winding of a modulation transformer T, as shown in FIG. One end of the secondary winding (point P 1 ) is connected to the cathode of diode D 1 ,
The other end (P 2 points) is connected to the anode of the diode D 2 , and the anode of the diode D 1 and the cathode of the diode D 2 are connected to each other at the P 4 point.
The P4 point is connected to the output terminal 2 via the capacitor C2. The middle point P3 of the secondary winding of the transformer T is grounded at high frequency via the capacitor C1 and is also connected to the movable element of the variable resistor RV, and the power supply voltage +B is connected to one end of the variable resistor RV. The other end is grounded. The connection point P4 between the diodes D1 and D2 is connected to the video signal supply circuit 4 via a high-impedance resistor R, and the DC voltage is
A superimposed signal V=v+E 0 of E 0 and the baseband video signal v is supplied.
トランスT及びダイオードD1,D2で作る回路
は振幅変調回路で、搬送波がビデオ信号vにより
変調されてRF信号に変換され、コンデンサC2及
び出力端子2を介して負荷(例えば75オーム)に
供給される。コンデンサC2はRF信号(例えば
UHF帯域)に対するインピーダンスは小さく、
ビデオ信号v(例えば0〜6.5MHz)に対しては大
きいように設定される。 The circuit made by the transformer T and the diodes D 1 and D 2 is an amplitude modulation circuit in which the carrier wave is modulated by the video signal v, converted to an RF signal, and sent to the load (for example, 75 ohms) via the capacitor C 2 and the output terminal 2. Supplied. Capacitor C 2 is connected to the RF signal (e.g.
The impedance for UHF band is small,
It is set to be large for a video signal v (for example, 0 to 6.5 MHz).
搬送波発振器1はUHFチユーナによく用いら
れる公知のエミツタ接地直列同調型コルピツツ発
振回路(クラツプ発振回路とも言う)である。発
振用コイルL1の一端は可変コンデンサCV及びコ
ンデンサC3それぞれを介して接地され、他端は
コンデンサC4を介して接地されると共に発振用
トランジスタQのコレクタに接続される。発振用
コイルL1と結合するピツクアツプコイルL2は第
5図に示すように、コ字状に折り曲げた導体で構
成される。発振回路用部品は可変コンデンサCV
を除いて第1プリント基板11に実装されてシー
ルドケース12に収容される。第4図のRFモジ
ユレータは第5図に示すように第2プリント基板
20の両面に実装される。 The carrier wave oscillator 1 is a well-known emitter-grounded series-tuned Colpitts oscillation circuit (also referred to as a Clapp oscillation circuit) often used in UHF tuners. One end of the oscillation coil L1 is grounded through a variable capacitor CV and a capacitor C3 , and the other end is grounded through a capacitor C4 and connected to the collector of an oscillation transistor Q. The pick-up coil L2 coupled to the oscillation coil L1 is composed of a conductor bent into a U-shape, as shown in FIG. The oscillation circuit components are variable capacitor CV
Except for this, it is mounted on the first printed circuit board 11 and housed in the shield case 12. The RF modulator shown in FIG. 4 is mounted on both sides of the second printed circuit board 20 as shown in FIG.
次にRFモジユレータの動作を説明しよう。 Next, let's explain the operation of the RF modulator.
(1) 負変調を行う場合
トランスTのP1点又はP2点の対地電圧V1又は
V2は中点P3に与えられる直流電圧Ep3とトランス
TのP1〜P3間又はP2〜P3間に誘導される搬送波
電圧の和であり、第6図Aに示すように、互に交
流分の位相が180度異なつている。中点P3の直流
電圧Ep3は重畳信号Vの最大値Ep+vnaxに等しく
され、またトランスTのP1〜P3間及びP2〜P3間
の搬送波電圧の振幅Δはビデオ信号の最大値vnax
に等しいか又はvnaxよりやや小さく設定される。
ダイオードD1を逆方向に流れる電流をI1とし(従
つてI1は通常負の値をとる)、ダイオードD2を順
方向に流れる電流をI2とする。ここで簡単化のた
め、ビデオ信号vはv1(=0)<v2<v3<vnaxの4
値を階段的にとる信号であり、またP4点の直流
バイアス電圧E0は一定であるとする。(1) When performing negative modulation The ground voltage V 1 or P 1 or P 2 of the transformer T
V 2 is the sum of the DC voltage E p3 applied to the midpoint P 3 and the carrier voltage induced between P 1 and P 3 or between P 2 and P 3 of the transformer T, as shown in Figure 6A. , the phases of the alternating current components differ by 180 degrees. The DC voltage E p3 at the midpoint P 3 is made equal to the maximum value E p +v nax of the superimposed signal V, and the amplitude Δ of the carrier wave voltage between P 1 and P 3 and between P 2 and P 3 of the transformer T is equal to the video signal. maximum value of v nax
is set equal to or slightly smaller than v nax .
Let the current flowing in the reverse direction through the diode D 1 be I 1 (therefore, I 1 usually takes a negative value), and the current flowing in the forward direction through the diode D 2 be I 2 . Here, for simplification, the video signal v is expressed as 4 where v 1 (=0) < v 2 < v 3 < v nax .
It is assumed that this is a signal that takes values stepwise, and that the DC bias voltage E 0 at the 4 points P is constant.
(a) 期間t1
ビデオ信号はv=v1=0で、V1>E0,V2>E0、
またダイオードD1、及びD2には大きさEp3−E0の
それぞれ逆方向及び順方向の直流バイアス電圧が
印加される。その大きさEp3−E0はダイオード
D1,D2の飽和電圧VF(例えば0.7ボルト)程度又
はそれ以下に選ばれる。ダイオードD1のカソー
ド電圧V1はアノードの電圧V=E0より常に大き
いので、ダイオードD1はオフであり電流は流れ
ない。一方、ダイオードD2のカノード電圧V2は
カソードの電圧V=E0より常に大きいので、ダ
イオードD2には順電圧が印加され、その両端電
圧V1−E0に対応した大きさの電流I2が流れる
(第6図B)。この電流の交流分がコンデンサC2、
出力端2を介して負荷RLに流れ、出力端子2に
はその負荷電流と対応した出力電圧が発生する
(第6図D)。(a) The period t 1 video signal is v=v 1 =0, V 1 >E 0 , V 2 >E 0 ,
Further, reverse and forward DC bias voltages of magnitude E p3 −E 0 are applied to the diodes D 1 and D 2 , respectively. Its size E p3 −E 0 is a diode
The saturation voltage of D 1 and D 2 is selected to be approximately V F (for example, 0.7 volts) or lower. Since the cathode voltage V 1 of the diode D 1 is always greater than the anode voltage V=E 0 , the diode D 1 is off and no current flows. On the other hand, since the cathode voltage V 2 of the diode D 2 is always larger than the cathode voltage V = E 0 , a forward voltage is applied to the diode D 2 , and a current I corresponding to the voltage V 1 −E 0 across the diode D 2 is applied. 2 flows (Figure 6B). The alternating current component of this current is the capacitor C 2 ,
The current flows to the load R L via the output terminal 2, and an output voltage corresponding to the load current is generated at the output terminal 2 (FIG. 6D).
(b) 期間t2
ビデオ信号はv=v2で、Ep3−Δ<V<Ep3であ
る。またダイオードD1,D2には大きさEp3−(v2
+E0)のそれぞれ直流逆バイアス電圧及び順バ
イアス電圧が印加される。ダイオードD1には短
時間であるが電圧V1の谷間において順電圧が印
加され、僅かに電流I1が流れる(第6図B)。一
方、ダイオードD2には電圧V2の谷間の上記と同
じ長さの短い時間幅において逆電圧が印加され、
電流I2はゼロとなるが他の大部分の時間では順電
圧V2−(v2+E0)の大きさに応じて電流I2が流れ
る。その順電圧の大きさは期間t1における値より
ビデオ信号v2の大きさだけ小さくなつているの
で、その分だけ電流I2は小さくなる。電流I1,I2
の和は第6図Cに示すように正弦波の両ピーク値
がスライスされた波形となる。(b) The period t 2 video signal is v=v 2 and E p3 −Δ<V<E p3 . In addition, the diodes D 1 and D 2 have a size E p3 − (v 2
+E 0 ), respectively, are applied with a DC reverse bias voltage and a forward bias voltage. A forward voltage is applied to the diode D 1 in the valley of the voltage V 1 for a short time, and a slight current I 1 flows (FIG. 6B). On the other hand, a reverse voltage is applied to the diode D 2 during a short time width of the same length as above between the valleys of the voltage V 2 ,
Although the current I 2 is zero, most of the time the current I 2 flows depending on the magnitude of the forward voltage V 2 −(v 2 +E 0 ). Since the magnitude of the forward voltage is smaller than the value in the period t 1 by the magnitude of the video signal v 2 , the current I 2 becomes smaller by that amount. Current I 1 , I 2
The sum of these results in a waveform in which both peak values of the sine wave are sliced, as shown in FIG. 6C.
(c) 期間t3
ビデオ信号はv=v3で、Ep3−Δ<V<Ep3であ
る。またダイオードD1,D2にはbの場合より小
さい大きさEp3−(v2+E0)のそれぞれ直流逆バイ
アス電圧及び順バイアス電圧が印加される。v3>
v2であるのでダイオードD1に印加される順電圧
の時間幅及び大きさは共にbの場合より大きくな
り、従つて電流I1のピーク値も大きくなる。一
方、ダイオードD2の順電圧の大きさが小さくな
るので電流I2は小さくなると共に逆電圧の印加さ
れる期間(D1の順電圧の印加される期間と時間
幅は等しい)は増える。和電流I1+I2及び出力電
圧の振幅は共にbの場合より小さくなる。(c) Period t 3 The video signal is v=v 3 and E p3 −Δ<V<E p3 . Further, a direct current reverse bias voltage and a forward bias voltage of a magnitude E p3 -(v 2 +E 0 ) smaller than that in the case of b are applied to the diodes D 1 and D 2 , respectively. v3 >
Since v 2 , the time width and magnitude of the forward voltage applied to the diode D 1 are both larger than in case b, and therefore the peak value of the current I 1 is also larger. On the other hand, since the magnitude of the forward voltage of the diode D 2 becomes smaller, the current I 2 becomes smaller and the period during which the reverse voltage is applied (the time width is equal to the period during which the forward voltage of D 1 is applied) increases. Both the sum current I 1 +I 2 and the amplitude of the output voltage are smaller than in case b.
(d) 期間t4
この期間では、ビデオ信号はv=vnaxとされ、
V=vnax+E0=Ep3である。従つてダイオードD1,
D2に印加される直流バイアス電圧はゼロとなる。
V1<Ep3となる搬送波の半サイクルにおいてダイ
オードD1に最も大きな順電圧Ep3−V1(そのピー
ク値はΔに等しい)が印加されて、大きな電流|
I1|が流れる。これと同じ半サイクルにおいてV2
>Ep3となるので、ダイオードD2にも同様に同じ
大きさの順電圧V2−Ep3(=Ep3−V1)が印加され
て、I1と同じ大きさで方向が逆の電流I2が流れ
る。ダイオードD2の順電圧、順電流の大きさは
共にこれまでで最も小さい。搬送波の他の半サイ
クルではダイオードD1,D2に逆電圧V1−Ep3=
Ep3−V2が印加され、共にオフとなる。順電圧が
印加される半サイクルにおいてI1とI2は大きさが
等しく方向が反対であるので和電流I1+I2はゼロ
となり、出力電圧電流は共にゼロとなる。(d) Period t 4In this period, the video signal is v=v nax ,
V= vnax + E0 = Ep3 . Therefore the diode D 1 ,
The DC bias voltage applied to D 2 becomes zero.
In the half cycle of the carrier wave where V 1 < E p3 , the largest forward voltage E p3 −V 1 (its peak value is equal to Δ) is applied to the diode D 1 , and a large current |
I 1 | flows. In this same half cycle V 2
>E p3 , so a forward voltage V 2 −E p3 (=E p3 −V 1 ) of the same magnitude is similarly applied to diode D 2 , and a current of the same magnitude as I 1 but in the opposite direction I 2 flows. Both the forward voltage and forward current of diode D2 are the smallest ever. In the other half cycle of the carrier wave, the reverse voltage V 1 −E p3 =
E p3 −V 2 is applied and both are turned off. In the half cycle in which the forward voltage is applied, I 1 and I 2 are equal in magnitude and opposite in direction, so the sum current I 1 +I 2 becomes zero, and both the output voltage and current become zero.
以上の説明から明らかなように、ビデオ信号v
が最大/最小のとき変調器の出力電圧(RF信号
出力)は最小/最大となる。 As is clear from the above explanation, the video signal v
When is maximum/minimum, the modulator output voltage (RF signal output) is minimum/maximum.
(2) 正変調を行う場合
可変抵抗器RVを調整してトランスTの中点の
電圧Ep3を映像信号供給回路4より供給されるP4
点の直流バイアス電圧E0に等しくする(第7図
A)。ダイオードD1,D2にはそれぞれ第7図Bに
示す電流I1,I2が流れる。従つて第7図Cに示す
和電流I1+I2が得られ、第7図Dに示す出力電圧
が得られる。出力電圧のエンベロープはビデオ信
号vがゼロのときゼロとなり、v=vnaxのとき最
大となる。(2) When performing positive modulation Adjust the variable resistor RV to adjust the voltage E p3 at the midpoint of the transformer T to the voltage P4 supplied from the video signal supply circuit 4.
be equal to the DC bias voltage E 0 at the point (Fig. 7A). Currents I 1 and I 2 shown in FIG. 7B flow through the diodes D 1 and D 2 , respectively. Therefore, the sum current I 1 +I 2 shown in FIG. 7C is obtained, and the output voltage shown in FIG. 7D is obtained. The envelope of the output voltage is zero when the video signal v is zero and is maximum when v=v nax .
以上の説明では、被変調波の出力が最小となる
期間、つまり負変調の場合には期間t4において、
また正変調の場合には期間t1において、順電圧が
印加される搬送波の半サイクルの期間にダイオー
ドD1,D2には大きさが等しく方向が反対の半波
正弦電流I1,I2が流れ、逆電圧が印加される他の
半サイクルでは両ダイオードはオフとなりI1=I2
=0であるとした。しかしながらより詳細に観察
すれば、D1,D2がオフに制御された半サイクル
において、ダイオードの端子間には小さな障壁容
量及びダイオードケースまたはリード線による浮
遊容量が存在するため若干の電流が互に反対方向
に流れる。両ダイオードのこれら容量値が同じで
あれば和電流I1+I2はゼロとなり問題にならない
が、現実にはこれの容量までも同じものを選ぶの
は困難であるので、ダイオードD1,D2を流れる
電流I1,I2の大きさは異なり和電流I1+I2はゼロ
にならず、小さな漏れ電圧が出力される。負変調
の場合を第8図に示す。このような漏れ電圧が発
生すると再生した映像信号の直線性が悪化するの
で、次のように押えている。即ち、オフ時の両ダ
イオードの端子間の容量値のバランスをとるため
に、ダイオードD1,D2の接続点P4にバランス調
整用リード線21の一端を接続し、他端をダイオ
ードD1又はD2のトランスT側に延びたリード線
に近づけ、調整用リード線21との間の浮遊容量
ΔC1,ΔC2を変化させて、上記期間t4又はt1にお
ける出力電圧をゼロに調整している。 In the above explanation, in the period when the output of the modulated wave is the minimum, that is, in the case of negative modulation, in the period t4 ,
In addition, in the case of positive modulation, during the period t 1 , half-wave sinusoidal currents I 1 and I 2 of equal magnitude and opposite direction flow in the diodes D 1 and D 2 during the half cycle of the carrier wave to which the forward voltage is applied. flows, and in the other half cycle when the reverse voltage is applied, both diodes are off and I 1 = I 2
= 0. However, if we look more closely, we can see that during the half-cycle when D 1 and D 2 are controlled off, there is a small barrier capacitance between the terminals of the diode and stray capacitance due to the diode case or lead wire, so some currents are mutually distributed. flows in the opposite direction. If the capacitance values of both diodes are the same, the sum current I 1 + I 2 will be zero and there will be no problem. However, in reality, it is difficult to choose diodes with the same capacitance, so the diodes D 1 and D 2 The magnitudes of the currents I 1 and I 2 flowing through the terminals are different, so that the sum current I 1 +I 2 does not become zero, and a small leakage voltage is output. FIG. 8 shows the case of negative modulation. If such leakage voltage occurs, the linearity of the reproduced video signal will deteriorate, so the following precautions are taken. That is, in order to balance the capacitance values between the terminals of both diodes when off, one end of the balance adjustment lead wire 21 is connected to the connection point P4 of the diodes D1 and D2 , and the other end is connected to the diode D1 . Or bring it close to the lead wire extending to the transformer T side of D 2 and change the stray capacitance ΔC 1 and ΔC 2 between it and the adjustment lead wire 21 to adjust the output voltage in the above period t 4 or t 1 to zero. are doing.
「考案が解決しようとする課題」
ビデイオテープレコーダの普及は目をみはるも
のがあるが、その陰ではメーカ間のシアの競争が
一段と激しさを増してきている。コストパーホー
マンスの良さがシアに大きく影響を与え、メーカ
にとつて製品の原価低減が事業の浮沈につなが
る。この考案はこのような状況の鑑みてなされた
もので、RFモジユレータの部品点数を極力抑え
て経済化することを目的としている。``The problem that the invention seeks to solve'' The spread of video tape recorders is remarkable, but behind the scenes competition between manufacturers is becoming even more intense. Good cost performance has a great impact on shear, and for manufacturers, reducing product costs can lead to ups and downs in business. This idea was made in view of this situation, and the purpose is to reduce the number of parts in the RF modulator as much as possible to make it more economical.
「課題を解決するための手段」
この考案のRFモジユレータにおいては、発振
コイルを有する搬送波発振回路が第1プリント基
板に実装されてシールドケースに収容される。上
記発振コイルの近傍の上記第1プリント基板上に
形成された帯状のプリントパターンとその両端よ
り互に平平行導出された第1,第2リード線とに
よりピツクアツプコイルが構成される。上記プリ
ントパターンの中間より第3リード線が上記第
1,第2リード線とほぼ平行に導出され、これら
第1乃至第3リード線は上記シールドケースが実
装されている第2プリント基板のそれぞれ第1,
第2及び第3接続点に接続される。その第3接続
点は第1コンデンサを通じて高周波的に接地され
ると共に直流バイアス電圧の供給を受ける。また
上記第1及び第2接続点はそれぞれ互に逆方向の
第1及び第2ダイオードの一端が接続され、それ
らの各他端は共通の第4接続点に接続される。そ
の第4接続点は搬送波を変調するための映像信号
供給回路に接続されると共に第2コンデンサの一
端に接続され、その他端よりRF変調出力が取り
出される。上記第3リード線の中間部を上記第1
又は第2リード線の一方に近付けることにより変
調部の平衡調整が行われる。"Means for Solving the Problems" In the RF modulator of this invention, a carrier wave oscillation circuit having an oscillation coil is mounted on a first printed circuit board and housed in a shield case. A pickup coil is constituted by a strip-shaped printed pattern formed on the first printed circuit board in the vicinity of the oscillation coil, and first and second lead wires led out parallel to each other from both ends of the strip-shaped printed pattern. A third lead wire is led out from the middle of the printed pattern almost parallel to the first and second lead wires, and these first to third lead wires are connected to the respective leads of the second printed circuit board on which the shield case is mounted. 1,
It is connected to the second and third connection points. The third connection point is grounded at high frequency through the first capacitor and is supplied with a DC bias voltage. Further, the first and second connection points are connected to one ends of first and second diodes in opposite directions, respectively, and the other ends thereof are connected to a common fourth connection point. The fourth connection point is connected to a video signal supply circuit for modulating the carrier wave and also to one end of the second capacitor, and the RF modulation output is taken out from the other end. Connect the middle part of the third lead wire to the first lead wire.
Alternatively, the balance adjustment of the modulation section is performed by bringing it closer to one of the second lead wires.
「実施例」
この考案の実施例を第1図及び第2図にそれぞ
れ第3図及び第4図と対応する部分には同じ符号
を付し、重複説明は省略する。この考案のRFモ
ジユレータにおいては従来の変調トランスT及び
バランス調整用リード線21は省略される。また
ピツクアツプコイルL2は発振回路が実装されて
いる第1プリント基板上に形成された帯状のプリ
ントパターン31とその両端より互に平行に導出
された第1,第2リード線1,2とにより構成
される。プリントパターン31の中間より第3リ
ード線3が第1、第2リード線1,2とほぼ
平行に導出され、これら第1乃至第3リード線
1〜3はシールドケース12が実装される第2プ
リント基板20の第1乃至第3接続点P1乃至P3
に接続される。その接続点P3は第1コンデンサ
C1を通じて高周波的に接地されると共に可変抵
抗器VRの可動子に接続される。その可変抵抗器
VRの一端には電源電圧+Bが供給され、他端は
接地される。接続点P1及びP2はそれぞれ互に逆
方向に接続されたダイオードD1及びD2の一端に
接続され、それらの各他端は共通の第4接続点
P4に接続される。``Embodiment'' The embodiment of this invention is shown in FIGS. 1 and 2. Parts corresponding to those in FIGS. 3 and 4 are designated by the same reference numerals, and redundant explanation will be omitted. In the RF modulator of this invention, the conventional modulation transformer T and balance adjustment lead wire 21 are omitted. The pick-up coil L2 is constructed by a strip-shaped printed pattern 31 formed on the first printed circuit board on which the oscillation circuit is mounted, and first and second lead wires 1 and 2 led out in parallel from both ends of the strip-shaped printed pattern 31. configured. A third lead wire 3 is led out from the middle of the printed pattern 31 almost parallel to the first and second lead wires 1 and 2 , and these first to third lead wires
1 to 3 are first to third connection points P 1 to P 3 of the second printed circuit board 20 on which the shield case 12 is mounted.
connected to. Its connection point P 3 is the first capacitor
It is grounded at high frequency through C1 and connected to the movable element of the variable resistor VR. the variable resistor
Power supply voltage +B is supplied to one end of VR, and the other end is grounded. Connection points P 1 and P 2 are connected to one end of diodes D 1 and D 2 connected in opposite directions, respectively, and their respective other ends are connected to a common fourth connection point.
Connected to P 4 .
従来例で述べたように、負変調(第6図)のt4
期間又は正変調(第7図)のt1期間において問題
となつたオフ時のダイオードの端子間の静電容量
の差違により生ずる搬送波の漏れは次のようにし
抑圧される。即ち第3リード線3の中間部を搬
送波の漏れが無くなるように、第1リード線1
又は第2リード線2に近ずける。いま第1,第
2ダイオードD1,D2のオフ時の小さな静電容量
をそれぞれCD1,CD2とし、CD1<CD2であるとす
る。この時第3図Aに示すように第3リード線
3を第2リード線2に近づけると、第1〜第3リ
ード線間の浮遊容量ΔC1より第2〜第3リード線
間の浮遊容量ΔC2は大きくなるため、第1,第3
接続点P1,P3間に発生する搬送波電圧V13は第
2,第3接続点P2,P3間に発生する搬送波電圧
V23より振幅が大きくなり、よつてコンデンサ
CD1を介して負荷RLに流れる電流I1はコンデンサ
CD2を介して負荷RLに流れる電流I2と大きさが等
しく、方向が逆となり、出力電圧をゼロに調整で
きるのである。ダイオードD1,D2が共にオンで、
それぞれに同じ大きさの電流I1,I2が流れる搬送
波の半サイクルにおいては、第3図Bに示すよう
に、接続点P1〜P3間及びP2〜P3間には高周波的
にはインピーダンスの小さなダイオードの動作抵
抗rd及びコンデンサC2及び負荷抵抗RL(例えば75
オーム)より成る比較的小さな直列インピーダン
スが接続されているので、大きさの異なる浮遊容
量ΔC1,ΔC2が存在しても、それらの値はもとも
と小さな値であり、それぞれのインピーダンスは
上記直列インピーダンスに比較して極めて大きく
無視することができるので、上記V13及びV23の
大きさに影響を与えることはなく、|V13|=|
V23|と考えてよい。 As mentioned in the conventional example, t 4 of negative modulation (Fig. 6)
The leakage of the carrier wave caused by the difference in capacitance between the terminals of the diode during the OFF period, which is a problem during the period t1 of positive modulation (FIG. 7), can be suppressed as follows. That is, the middle part of the third lead wire 3 is connected to the first lead wire 1 so that there is no carrier wave leakage.
Or bring it closer to the second lead wire 2 . Let us now assume that the small capacitances of the first and second diodes D 1 and D 2 when they are off are CD1 and CD2, respectively, and that CD1 < CD2 . At this time, as shown in Figure 3A, the third lead wire
3 closer to the second lead wire 2 , the stray capacitance ΔC 2 between the second and third lead wires becomes larger than the stray capacitance ΔC 1 between the first and third lead wires.
The carrier wave voltage V 13 generated between the connection points P 1 and P 3 is the carrier wave voltage generated between the second and third connection points P 2 and P 3 .
The amplitude is larger than V 23 and therefore the capacitor
The current I 1 flowing into the load R L through C D1 is the capacitor
The current I 2 flowing through C D2 to the load R L is equal in magnitude and opposite in direction, and the output voltage can be adjusted to zero. Both diodes D 1 and D 2 are on,
In the half cycle of the carrier wave in which currents I 1 and I 2 of the same magnitude flow respectively , as shown in FIG. is the operating resistance rd of the low impedance diode, the capacitor C 2 and the load resistance R L (e.g. 75
Since a relatively small series impedance consisting of ohms) is connected, even if there are stray capacitances ΔC 1 and ΔC 2 of different sizes, their values are originally small, and their respective impedances are equal to the above series impedance. Since it is extremely large and can be ignored compared to , it does not affect the magnitudes of V 13 and V 23 above, and |V 13 |=|
You can think of it as V 23 |.
「考案の効果」
この考案によれば、搬送波発振回路の第1プリ
ント基板に形成された帯状のプリントパターンと
その両端により導出された第1,第2リード線
1,2とによりピツクアツプコイルL2が構成さ
れ、上記プリントパターンの中間点は第3リード
線3を介して高周波的に接地されると共に直流
バイアス電圧Ep3が供給され、上記第1,第2リ
ード線1,2は互に逆方向の第1,第2ダイオ
ードD1,D2(変調用)に直接接続される。このよ
うにして従来の変調トランスTは省略され、また
上記第3リード線3を第1又は第2リード線
(1又は2)に近ずけることにより変調部の平
衡調整が行われ、第1,第2ダイオードD1,D2
の接続点P4に接続される従来のバランス調整用
リード線21は省略される。このようにこの考案
では変調トランスを省略した分、RFモジユレー
タの減価低減が図られ、同時に小形化が期待でき
る。"Effect of the invention" According to this invention, the strip-shaped printed pattern formed on the first printed circuit board of the carrier wave oscillation circuit and the first and second lead wires led out from both ends of the strip-shaped printed pattern are formed on the first printed circuit board of the carrier wave oscillation circuit.
1 and 2 constitute a pick-up coil L2 , and the midpoint of the printed pattern is grounded at high frequency via the third lead wire 3 and is supplied with a DC bias voltage E p3 . Lead wires 1 and 2 are directly connected to first and second diodes D 1 and D 2 (for modulation) in opposite directions. In this way, the conventional modulation transformer T is omitted, and by bringing the third lead wire 3 closer to the first or second lead wire ( 1 or 2 ), the balance of the modulation section is adjusted. , second diode D 1 , D 2
The conventional balance adjustment lead wire 21 connected to the connection point P4 is omitted. In this way, in this invention, since the modulation transformer is omitted, the depreciation of the RF modulator can be reduced, and at the same time, it can be expected to be made smaller.
第1図はこの考案の実施例を示す回路図、第2
図は第1図のRFモジユレータを実装したプリン
ト基板の斜視図、第3図は第1図のRFモジユレ
ータの被変調波出力が最小となる期間に行われる
変調部の平衡調整を説明するための要部の回路
図、第4図は従来のRFモジユレータの回路図、
第5図は第4図のRFモジユレータを実装したプ
リント基板の斜視図、第6図は第4図のRFモジ
ユレータが負変調を行う場合の要部の理想的な動
作波形図、第7図は第4図のRFモジユレータが
正変調を行う場合の要部の理想的な動作波形図、
第8図はRFモジユレータが負変調を行う場合で、
変調部のバランス調整を行う前の、被変調波
(RF信号)出力が最小となる期間t4における要部
の動作波形図である。
Figure 1 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention, Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention.
The figure is a perspective view of a printed circuit board on which the RF modulator of Figure 1 is mounted, and Figure 3 is a diagram for explaining the balance adjustment of the modulation section that is performed during the period when the modulated wave output of the RF modulator of Figure 1 is at its minimum. The circuit diagram of the main part, Figure 4 is the circuit diagram of a conventional RF modulator,
Fig. 5 is a perspective view of a printed circuit board on which the RF modulator shown in Fig. 4 is mounted, Fig. 6 is an ideal operating waveform diagram of the main parts when the RF modulator shown in Fig. 4 performs negative modulation, and Fig. 7 is The ideal operating waveform diagram of the main parts when the RF modulator in Figure 4 performs positive modulation,
Figure 8 shows the case where the RF modulator performs negative modulation.
FIG. 7 is an operational waveform diagram of the main part during a period t4 during which the output of the modulated wave (RF signal) is at its minimum before the balance adjustment of the modulation section is performed.
Claims (1)
ント基板に実装されてシールドケースに収容さ
れ、 上記発振コイルの近傍の上記第1プリント基板
上に形成された帯状のプリントパターンとその両
端より互に平行に導出された第1,第2リード線
とによりピツクアツプコイルが構成され、 上記プリントパターンの中間より第3リード線
が上記第1,第2リード線とほぼ平行に導出さ
れ、これら第1乃至第3リード線は上記シールド
ケースが実装されている第2プリント基板のそれ
ぞれ第1,第2及び第3接続的に接続され、 その第3接続点は第1コンデンサを通じて高周
波的に接地されると共に直流バイアス電圧の供給
を受け、 上記第1及び第2接続点はそれぞれ互に逆方向
の第1及び第2ダイオードの一端が接続され、そ
れらの各他端は共通の第4接続点に接続され、 その第4接続点は搬送波を変調するための映像
信号供給回路に接続されると共に第2コンデンサ
の一端に接続され、その他端よりRF変調出力が
取り出され、 上記第3リード線の中間部を上記第1又は第2
リード線の一方に近付けることにより変調部の平
衡調整を行うようにしたRFモジユレータ。[Claims for Utility Model Registration] A carrier wave oscillation circuit having an oscillation coil is mounted on a first printed circuit board and housed in a shield case, and a strip-shaped printed pattern is formed on the first printed circuit board near the oscillation coil. and first and second lead wires drawn out parallel to each other from both ends of the pick-up coil, and a third lead wire drawn out from the middle of the printed pattern substantially parallel to the first and second lead wires. These first to third lead wires are connected to the first, second, and third connections, respectively, of the second printed circuit board on which the shield case is mounted, and the third connection point is connected to the high frequency signal through the first capacitor. The first and second connection points are connected to one ends of first and second diodes in opposite directions, and the other ends of the diodes are connected to a common diode. The fourth connection point is connected to the video signal supply circuit for modulating the carrier wave, and is also connected to one end of the second capacitor, and the RF modulation output is taken out from the other end. Connect the middle part of the lead wire to the first or second
An RF modulator that adjusts the balance of the modulation section by bringing it close to one side of the lead wire.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8027888U JPH0453095Y2 (en) | 1988-06-16 | 1988-06-16 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8027888U JPH0453095Y2 (en) | 1988-06-16 | 1988-06-16 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH021976U JPH021976U (en) | 1990-01-09 |
JPH0453095Y2 true JPH0453095Y2 (en) | 1992-12-14 |
Family
ID=31305110
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8027888U Expired JPH0453095Y2 (en) | 1988-06-16 | 1988-06-16 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0453095Y2 (en) |
-
1988
- 1988-06-16 JP JP8027888U patent/JPH0453095Y2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH021976U (en) | 1990-01-09 |
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