JPH04504936A - デジタル式コード化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 デジタル式コード化方法 技術分野 本発明は、特許請求の範囲第１項の上位概念による音響信号、それも特に音楽信 号を伝送し且つ／又はメモリーするためのデジタル式コード化方法に関する。

公知技術 特許請求の範囲第１項の上位概念によるこの種の方法は、例えばドイツ連邦共和 国特許第３３１０４８０号明細書もしくはＰＣＴ国際公開第８８１０１８１１号 明細書に開示されており、既に公知の技術範鴫に属している。なおこれらの公知 文献の開示内容に関しては、ここで詳述しない全ての概念を説明すべく明確に引 用したものとする。

本発明は、就中、国際公開第８８１０１８１１号明細書で初めて提案されたＯＣ Ｆプロセスに関するもの本発明の課題とするところは、デジタル式コード化方法 、殊に国際公開第８８１０１８１１号明細書から公知となっている○ＣＦプロセ スに改良を加えて、約２ビツト／ＡＴＷ程度のデータ転送率から既にコンパクト ・ディスクに比肩しつる品質による音楽のコード化が行なわれるように、また１ 、５ビツト／ＡＴＷのデータ転送率からは、高効率超短波放送の場合と同等な品 質による音楽のコード化が達成されるようにする点にある。

この課題を解決すべく提案された措置は各特許請求の範囲に開示されている。

図面の簡単な説明 第１図は際立った最大値を有するスペクトルを示したグラフ、 第２図は規定のラスター内におけるコードワードを表示した図、 第３図は規定のラスター内における重要な情報部分の配列形式を示した図、 第４図は「ビットの蓄積部」として用いられるリングバッファを概略的に示した 図、 第５図はスペクトルの頻度分布を示したグラフである。

実施例 次に添付の図面に示した実施例につき本発明の詳細な説明する。

音響信号、特に音楽信号を伝送し且っ／又はメモリーするための一般的なデジタ ル式コード化方法においては、先づ初めに音響信号の走査値がその音響信号のス ペクトル組成を再現する第２の走査値シーケンスに変換される。第２の走査値に おけるこのシーケンス、つまり走査値列は、必要に応じて種々異なった精度で量 子化され、最適エンコーダを用いることにより部分的もしくは完全にコード化さ れる。情報の再生に当っては、適正な解読処理、つまりデコーディング及び逆変 換が行なわれる。

音響信号の走査値を第２の走査値シーケンスとして顕現させるためには、変換又 はフィルターバンクを利用することが可能であり、この場合、必要とされるなら ばフィルターバンクの出力信号が「下位で」走査されるので、ブロック形成は変 換におけるのと同じように行われる。

本発明の請求項１によれば、自体公知の形式によりエンコーダ、つまりコード配 属装置が用いられ、この場合に量子化されるスペクトル係数の出現確率とコード 長とは、スペクトル係数の出現頻度が高ければ高いほどコードワードが短くなる ような相関関係を示すように設定されている。この種のエンコーダは、例えばハ フマンコード（Ｈｕｆｆｍａｎｃｏｄｅ）なる名称で既に公知となっている（請 求項３）。

更に本発明によれば、エンコーダの表示数値を減少させるため、当該シーケンス における複数の要素もしくは１つの数値範囲に１つのコードワードが配属され、 また必要とされる場合には補充コードも配属される。

この場合に共通して行なわれるスペクトル係数のコード化は、種々異なった形式 で実施可能である。例えば、周波数空間もしくは時間軸内でコード化を行なうこ とが可能とされており、その際には同一の各係数が互いに連続した複数のブロッ クから共通してコード化される（請求項６）。更に一種の粗量子化方式によって １つの数値範囲に１つのコードワードを配属することも可能である。また部分範 囲の直接的なコード化も可能であり、この場合は数値範囲の残部に特別な識別子 が設けられ、数値範囲境界のためのオフセットが補足的にコード化される（請求 項２）。

このような実施態様におけるコードは、一般にその長さがコードワードの数に相 応する表から見出される。

平均的なワード長に比して長いワード長を有する多数のコードワードのワード長 が類似している場合には、共通して用いられる識別子と当該使用例に適合された 特別な後続コードとにより、コード化効率損失を低く抑えた状態でこれら全ての コードワードを記録することが出来る。この種の特別なコードとしては、例えば ＰＣＭ（パルスコード変調：　ｐｕｌｓｃｏｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コー ドを用いることか可能である（請求項４）。この形式による方法は、例えばスペ クトル表示による音楽コード化におけるように僅かな数値のみが大きな出現確率 を有している場合に特に効果的に実施される。

以下ではこのことを１つの例で説明するが、この場合、次のような確率分布が与 えられているものとする。

数値　確率 ３・・・１５　全体で５％即ち、各０．３８％この例におけるエントロピー、つ まり可能とされる最も短い平均コード長は１．８３２７５ビツトである。

この種の応用例で規定されていると有利であるハフマン・コードには、数値０． １．２と、数値３乃至１５のコード化が行なわれる１つの識別子（以下ではＥＳ Ｃと称する）とが含まれている。

数　値　ＥＳＣをＷするハフマン・コード　ＥＳＣを持たないハフマン・＝−ド ３　１１１＋００１１　１１１１０１ ４　１１１＋０１００　１１１１１０ ５　１１１＋０１０１　１１１１１１ ６　１１１＋０１１０　１１１００００７’　１１１＋０１１１　１１１０００ １８　１１１＋１０００　１１１００１０９　１１１＋１００１　１１１００１ １１０　１１１＋１０１０　１１１０１００１１　１１１＋１０１１　１１１０ １０１１２　１１１＋１１００　１１１０１１０１３　１１１＋１１０１　１１ １０１１１１４　１１１＋１１１０　１１１１０００１５　１１１＋０１１１　 １１１１００１純粋なハフマン・コード化プロセスでは、１．８９の平均コード 長が得られるのに対し、ＥＳＣを伴ったコード化プロセスでは１．９の平均コー ド長が得られる。ＥＳＣコード化プロセスにおけるコード化効率が確かにある程 度は低（なるものの、エンコーダ及びデコーダのための表示値は４分の１になる ので、コード化プロセスとデコーディングプロセスとに要する速度は著しく高め られる。

ＥＳＣ値によるコードとして修正されたＰＣＭコードを用いるならば、平均コー ド長を変えることな（１８までの数値をコード化することすら可能とされる。

ＥＳＣを有するハフマン・コード １１１＋００００ 請求項５に開示されている実施態様によれば、ｎ個のスペクトル係数がｎ≧２で １つのｎトウーペル（Ｔｕｐｅｌ）としてまとめられ、１つの最適エンコーダに より共通してコード化処理される。それぞれ異なった長さのコードワードを各ス ペクトル値に割当てる最適エンコーダは、単に「情報理論の意味で最適な」例外 であるに過ぎない。請求項５に記載された本発明のコード化プロセスによれば、 少なくとも１対のスペクトル数値に１つのコードワードを配属しておくことによ ってもコード冗長の減成を達成することが出来る。

このようにコード冗長を減成することが出来るのは、共通してコード化される両 スペクトル数値が互いに統計的に無関係であることに由来していると同時に、複 数対の数値をコード化する際に信号統計に対するコードブック乃至コード表の整 合がかなり厳密に行なわれうるという事実にも基づいている。

次にこの点に関し１つの例を挙げて説明する。

なおこの例においては、個々のコードワードをそれぞれ所属の個別数値に割当て るエントロピー・エンコーダ（最適エンコーダ）が先づ初めに考察されるものと する。

データワード　出現頻度　コードワード　出現頻度　×　コ　−　ド長０　７０ ％　０　０．　７ １　３０％　１　０．　３ この場合に結果として得られた平均コード長は１である。

対をなす各走査値の確率を考察するためには、次のような最適エンコーダが選ば れた。

データワード　出現頻度　ニードワード　出現頻度　×　コ　−　ド長００　５ ０％　０［１，５０Ｘ１ ０１　２０％　１０　０．２０　Ｘ　２１０　２０％　１００　０．２０　Ｘ　 ３１１　１０％　１１１　０．１０　Ｘ　３各個別数値当りの平均コードワード 長は「出現頻度×コード長」の項の合計から得られるが、各数値がそれぞれ１対 づつコード化されていることに基づいて、この平均値は２で割られ、その値は例 えば０．　９となる。この場合に信号統計が同じであると仮定するならば、当該 数値は各個別数値をコード化した場合に得られるより小さい。それぞれ対をなす スペクトル数値のコード化は、例えば所属の各コードワードをアドレッシングす べく、それぞれ各対における第１のスペクトル値をラインナンバー（横列番号） として、また第２のスペクトル値をコラムナンバー（縦列番号）として用いるこ とにより達成される。

共通してコード化される数値の数が更に増大すると、平均して比較的短いコード ワード長が得られ、例えば４トウーペルについては各数値がそれぞれインターバ ル［０，１］に由来している。

データワード　出現類Ｉ　コードワード　出現頻度　×　コー　ド長００００　 ２５％　′、００．２５　Ｘ　２＝０．５０００．１　′、ｏ％　０００　０． Ｉ　Ｘ　３＝０．３００１０　１０％　Ｏ’０　０．Ｉ　Ｘ　３＝０．３’］　 ０１　ｉ　ｖ％　１ｉｉ０１　０．０５　Ｘ　５　＝０．２５０１００　１０％ 　０１１　０．ｉ　Ｘ　３＝０．３０１０！　４％　１１１００　０．０４　Ｘ 　５＝０．２０００　４％　１頁１０１　０．０４　Ｘ　５＝：３．２Ωｉ民　 ２％　ＤＯｌｆｌｏ　Ｏ，０２Ｘ　５＝０．１１０００　１０％　ｔｉｌｌ　Ｏ ，Ｉ　Ｘ　４＝’０．４１００１　４％　１１０１１　０．［１４Ｘ　５＝０． ２１０１０　４％　１１０１０　０．０４　Ｘ　５　＝０．２１０１１　２％　 １１０００１　０．Ｇ２　ｘ　６＝Ｏ，１２１１（１０５％　００１１　（１， ０５ｘ　４＝０．２１１０！２％　１１００００　０．０２　Ｘ　６＝０．１２ １１１０　２％　００１０１１　０．０２　Ｘ　６＝０．１２１１１１　１％　 ００１０１０　０．０１　Ｘ　６＝０．０６３．５７ つまりこの例では平均コード長が３．５７／４＝０．８９となる。

更に請求項６に記載されたコード化プロセスによれば、互いに連続した複数のブ ロックから成る同一ナンバーのスペクトル係数をまとめて共にコード化する共通 コード化方式を採用することも可能である。このことは簡易化を達成すべく２つ のデータブロックを共通してコード化する１例について以下に説明するが、それ 以上のデータブロックを同一形式に基づいてまとめることも可能である。

この場合、ｘ　（１）、ｘ　（２）、・・・、ｘ　（ｎ）はブロックの周波数に 関する係数とし、ｙ　（１）　、ｙ　（２）、・・・、ｙ　（ｎ）はこれに続く ブロックの周波数係数とする。

１）互いに連続する２つのデータブロックにおいてコード化しようとするスペク トル値は共通してコード化される。そのため両ブロックからはそれぞれ量子化さ れた同一ナンバーのスペクトル値か取出されてその数値対がコード化される。つ まり換言すれば、時間的に連続した同一周波数の各数値が共にコード化される。

両者が準静的な信号である場合にはその相関性が極めて大きく、従ってその値は 殆ど変動しない。両データブロックに関して共通のコード化が行なわれることに 基づいて、これに属する量子化器情報が必要とされるのは単に１回であるに過ぎ ない。

この例において共にコード化される数値対は次の通りである。

（ｘ　（１）　；ｙ　（１））、（ｘ　（２）　；ｙ　（２））。

・・・、（ｘ　（ｎ）　；ｙ　（ｎ）　）２）スペクトルが「フラット」である 以上、１つのブロックにおいて互いに連続するスペクトル値は所定の相関関係を 有している。この種の信号に関して１ブロツクにおける２つのスペクトル値を共 にコード化することは極めて有意義である。

この例において共にコード化される数値対は次の通りである。

（ｘ　（１）　；ｘ　（２））、（ｘ　（３）　；ｘ　（４））。

・・・、（ｘ　（ｎ−１）　；ｘ　（ｎ）　）この場合、変換形式如何に応じて 数値を別様にまとめても有効な結果が得られる。

３）上記の１）及び２）の両者間における切換データは、例えば識別ビットによ って伝送することが出来る。

共通してコード化される３つ以上の数値に関しては、両実施態様を組合せること が可能とされており、例えば４トウーペルでは以下の組合せを採用すると効果的 である。

ａ）互いに連続する４つのブロックから各１つの数値 ｂ）互いに連続する２つのブロックから各２つの数値 ｃ）１つのブロックから各４つの数値 ａ）並びにｂ）の例では補充情報を省略することが出来る。

この場合、複数のペアー乃至ｎ個のトウーペル形成することによって各データブ ロックにおける各１・つのスペクトル値についてコード化を行なうか、或いはｎ 個のトウーペル値についてコード化を行なうことが可能とされるのみならず、各 スペクトル値についてそれぞれ複数のペアー乃至ｎ個のトウーペルを形成するた めに、互いに連続したデータブロックにおける複数のペアー乃至ｎ個のトウーペ ルと周波数のカウントにおいて連続しているスペクトル値との間の切換えを行な うことも可能である。

本発明の請求項７によれば、補充情報の伝送が行なわれる。即ち、冒頭で引用し たＰＣＴ国際公開第８８１０１８１１号明細書に開示されている○ＣＦプロセス においては、レベル制御に関する各別個の数値と、内位ループにおいて行なわれ た反復の数と、スペクトル不均衡分布（スペクトルの平坦度測定５ｐｅｃｔｒａ ｌｆｌａｔｎｅｓｓ　ｍｅａｓｕｒｅ：ｓｕｍ）に関する基準値とがエンコーダ からデコーダに伝送される。本発明におけるこの実施態様によれば、共通した「 トータル増幅ファクター」がこれらの値から検出され受信器に伝送される。この トータル増幅ファクターの算出は、全ての個別値を所定の数値における指数とし て表わし、その各ファクターを互いに加算することによって行なわれる。

次にこのことを１つの例で説明する。

なお以下の増幅操作は信号によって行なわれうるちのとする（ａ、ｂ、ｃは整数 ）。

１）レベル整合：２”による増幅ステップ２）量子化： ａ）（４ｖ’８）　ｂまでのステップにおける量子化器のスタート値１．６８２ １′ ｂ）　（４ｖ’２）　’までのステップにおける量子化器の粗大化値＝１．１８ ９゜ 量子化は除法（ｄｉｖｉｓｉｏｎ）　、つまり減衰法に相当する。従ってこのよ うにして形成されたファクターはマイナスの値と看做さねばならない。

つまりこれに代る共通のファクターはｆ＝４ｖ’２で２ａ）については　ｆ　３ ｂ＝　（’Ｊ８）　ｂ２ｂ）については　ｆ−＝　（、４ｖ’２）　’斯（して トータル増幅ファクターはｆ４ｍ−３ｂ−ｃ　となり、整数の指数のみがデコー ダに伝送される。必要とされるビットの数は、人力データ（即ち１６ビツト）と 変換長（最大ダイナミック・レンジを生ずる）とによって規定される。

更にこの補充情報には可変データ転送率を割当てることか出来る（請求項９）。

許容外乱値の維持を達成する修正ファクターは、補足的なレベル情報として各周 波数グループごとに受信器に伝送しなければならない。本発明によれば、そのた めに必要とされるデータ転送率を減成すべく、１つの制御ワードにおいて後続デ ータワードの長さがコード化され、その都度の伝送に必要なワード長のみが用い られる。次にこのことを１つの例で説明する。

仮程二周波数グループの数　３ 反復の最大数　８ 周波数グループ当りの増幅数が伝送される。補充情報における可変なデータ転送 率が用いられない場合には、３Ｘ３＝９ビツトが必要とされ、（この実施例では ）増幅の最大数が以下のように略号化される。

増幅なし　Ｏ 高々１回の増幅　１ 高々３回の増幅　２ 高々７回の増幅　３ 最大の増幅値をコード化する必要がある場合には、ビット数が各コードワードに よってそれぞれ直接的に示される。

この例では心理音響的な反復ループの結果が（００２）とされる。つまり周波数 グループ３が２回増幅されるのに対し、他の周波数グループは増幅されない。な おそのこと自体は以下のビット・シーケンスでコード化される。

１０　００　００　１０、即ち全体で８ビツト。

請求項１０に記載された実施態様においては、所謂ハフマン・コードに基づいて 機能するエンコーダが矢張り自体公知の形式で利用される。ところか本発明によ れば、ｎ≧１及び種々異なる長さによるｎ個のコード表が用いられ、これらの表 はそれぞれコード化しようとする数値に整合されている。コード化された数値と 共に使用したコード表のナンバーが伝送され乃至はメモリーされる。

つまり、ハフマン・コードの平均コード長はコードにおけるそれぞれ異なった記 号数によって左右されるので、必要とされる数以上の数値は含まれてないハフマ ン・コードを選定するのか合理的である。コード表の選択基準としてコード化し ようとする数値の最大値を用いた場合には、実際に生ずる全ての数値をコード化 することが出来る。

複数のコードブック又はコード表が利用可能である場合には、コード化しようと する数値に応じて最善の表を選択し、コード表ナンバーを補充情報として伝送す ることが出来る。コード表を用いた予選択はコード化しようとする最大の数値に ついて行なうことが可能である。

なお蛇足ではあるが、例えば金管楽器で生ずるような極めて粗いスペクトルは、 異なる統計値を有しており、この場合、例えば弦楽器又は木管楽器で生ずるよう なフラットなスペクトルにおけるより小さな数値が頻出する。

請求項１１に示されている本発明の実施態様においては、種々異なった表におけ る前述した配属関係を採用する代りに、或いはそれに加えて、種々異なった表が 互いに異なるスペクトル範囲に配属される。つまりこの措置により利点は、際立 った最大値を有するスペクトルにおいて、その最大値を個々の範囲に割当てると 共に、各区分ごとに最適なハフマン・コードを選択すること可能ならしめられる ところにある。

第１図にはこの種のスペクトルが示されており、この場合のスペクトル最大値は 全スペクトル範囲のほぼ中央に位置しており、このスペクトル範囲は例えば４つ の分域に分けることが出来る。

第１の分域では１６の数値のハフマン・コードが、第２の分域では３２を上回る 数値のコードが、第３の分域では１６の数値のコードが、また第４の分域では８ の数値のコードがそれぞれ用いられる。ところでこの場合、３２を上回る数値の コード表では請求項１による表を用い、平均的なワード長より長いワード長のコ ードワードでは共通した識別子と後続のＰＣＭコードによって記録を行なうと効 果的であり、第１図にはこのことがｒＥＳＣによるＴＡＢＪで表示されている。

図示の実施例においては、ハフマン・コードが各区分の最大値に応じて選定され 、この場合、コードはそれぞれ２．　４．　８・・・の数値について利用するこ とが出来る。もしこの分割方式が採用されないとすれば、コードは３２を超えた 数値について全てのスペクトルに適用されねばならな（なるので、各ブロックご とに必要とされるビット数は著しく増大せざるをえない筈である。

その分割点と区分ごとのコード表ナンバーとは補充情報として伝送されねばなら ない。

各区分ごとのハフマン・コード選択は、特に請求項６に記載された方式に基づい て行なうことが出来る。

本発明による請求項１２には、既に述べたハフマン・コードを解読するための有 利な実施態様が示されている。そのためにはコード作成時に得られるトリー（ｔ ｒｅｅ）の模型が行なわれる。どのコードワードも別のコードワードの始端とは なり得ないという条件に基ついて、このトリーの「幹」からは、所属のコードワ ードに通じる可能性のあるただ１つの道のみが生ずる。

所望のコードワードに到達するためには、当該トリーの分岐部で所定の道を規定 すべく、初めからそのコードワードにおける１つのビットが利用される。これを 実地において実現するためには、常に最初のアドレス対から処理が開始されるよ うなアドレス対表が用いられる。この場合アドレス対における最初の数値には、 その都度デコーディングしようとする数値において「０」である場合に活かされ るべき次の分岐部のアドレスが含まれており、二番目の数値には、デコーディン グしようとする数値において「１」である場合に活かされるべきアドレスが含ま れている。各アドレスはこのようなものとしてマーキングされ、このマーキング を持たない表示数値に達した場合には、コードワードが得られたものと看做され る。この場合、表示数値はデコーディングしようとする数値に等しい。従って、 これに続いてデコーディングしようとする次のビットは後続コードワードにおけ る最初のビットである。このような走査形式に基ついて、数値表の一覧がその最 初のアドレス対から新たに開始される。

以下では１例を挙げてこの点に関する説明を行なう。

数値　ハフマン・コード　コード・トリー。

０　００　ＫＯ ２１００ＫＩ　Ｋ２ ４　１１０００　１に３　Ｋ４ ６１１１０　２　３に５　Ｋ６ ＆Ｏ＆ｌ　＆２　＆３　＆４　＆５　＆６　＆７＆１／＆４　＆２／＆３　０／ −−１／−−＆５／＆８　＆６／＆７　２／−−３／−−＆８　＆９　＆１０　 ＆Ｉｉ　＆Ｌ２　＆１３　＆１４＆９／＆１２　＆１０／＆１１　４／−−５／ −−＆１３／＆１４　６／−−７／−一上記の表中、記号＆はアドレスを意味す る。

デコーディング例：　１　１　０　１＝５＆８　０　＝＝＞＆９ ＆９　１＝＝＞＆１１ ＆１１　＝＝＞アドレスなし ＝＝〉奪撓値・５ 各数値に関するハフマン・コードが作成された場合には、該当する第２の数値を 上記の例で空いている表のスペースに収めることが出来る。このプロセスは３つ 以上の数値を共にコード化するハフマン・コードのデコーディングにも有利に利 用できる。

１つのコードワードの開始が先行するコードワードの終了によってのみ規定され るようなコード化プロセス（例えばハフマン・コードのコード化におけるように ）の場合には、１つの伝送エラーがエラーの伝藩を惹起することになる。

請求項１３にはこの問題を解決するための手段が示されている。なお、この措置 が本発明による他の特徴と無関係に利用されうろことは言うまでもない。この措 置によれば、先づ初めにコードワードの一部が最長のコードワードの長さに等し い又はそれより長いラスター内に配置され、従って該コードワード部分の開始は 先行するコードワードによって規定されないので、もはやこのコードワード部分 にエラーが伝藩することはありえない。その他のコードワードは残余の間隙内に 配分されるが、その１例は第２図に示されている。

使用するコード表がコードワードの最初の桁からこの表における範囲を推定でき るように作成されるならば、使用するラスターの長さを最長コードワードの長さ より短くしておいてもよく、当該ラスターに適合しない桁は、その他のコードワ ードと同様に残余の間隙内に配分される。このように比較的短いラスター寸法を 導入することによって、より多くのコードワードをラスター内に配置し、ひいて はエラーの伝播を該コードワードにおける最終の桁に、つまり前述したコード表 の構成様式に基づいて単に二義的なものであるに過ぎない桁に限定することが出 来る。しかもこのような分類方式変更がコード効率の低下を招（ことはない。

以下ではこの点に関しても１例を挙げて説明する。

数　値　コードワード 該当の数値が範囲「０」からのものであるが、或いは範囲「１」からのものであ るかについては、早（も最初の２つの桁から決定されるので、ラスター長は２に 限定され、次のような数値例がコード化され伝送される。

数値列　２　０　４　。

コードワード　１０１　０　１１１　０コードの選別が行なわれない場合には最 初のビットでビットエラーが生ずる。

ビット列　００１　０　１１１　０ つまり分解すると　ＯＯ１０１１１０ ｉされて　０　０　２　３ コードの選別（ラスター長２）が行なわれた場合には次のようなビット列が生ず る。

ビット列（当初）１００１１０ 残　余　１１ 間隙内の残り　１００１１１０１ 最初のビットにビットエラーがある場合には次のようなビット列が生ずる。

ビット列　００　０１　１１　０１ 範　囲　０　０　３−４　０ つまり、正規のデコーディングが行なわれなかったのは、妨害を受けたコードワ ードの場合に限られている。

更に本発明の請求項１４によれば、重要な情報部分を所定のラスターに配属する ことが可能とされている。

互いに異なる重要度の各情報部分から成りそれぞれ異なった長さを有する連続し た逐次的な情報における伝送は、次のような要領で改善することが出来る。連続 したビットの流れによる情報の平均的な長さは、等間隔ラスターにおける各点間 の距離を示す。ところで、重要とされるのは情報部分はこの規定ラスター内に配 置され、重要とされるこの情報部分においては、重要度の低い部分ポジションも 補足的に伝送される。このように重要とされる情報の距離を等間隔に設定してお （ならば、伝送エラーが生じた際に新たな同期化処理を容易に達成することが出 来る。

次に本発明による請求項１５に記載されたエントロピーコードにおけるエラー制 限について説明する。

エントロピーコードにビットエラーが生じた際には、一般にエラ一部位（桁）に 続く全ての情報が失われることになる。この場合、所定のビットパターンと付加 的なエントロピーコード長の伝送方式とによってブロック始端部をマーキングし てお（ならば、発生するエラーをビットエラーのある情報ブロックのみに限定す ることが可能になり、その処理は以下のようにして行なわれる。

１つの情報が有効に解読された後では、次の情報ブロックのデコーディング開始 、ひいては当該ブロックの始端部マーキングが行なわれねばならない筈であるが 、これが行なわれない場合には、エントロピーコード長による検証操作として、 該当するデコーディングがこのエントロピーコード長に応じて当然予期される所 定の部位（桁）で実施されるか否かがチェックされる。デコーディングが所定の 部位で実施される場合には、ブロック始端部マーキングにおけるエラーが想定さ れ修正される。これに対して所定の部位におけるデコーディングが行なわれない 場合には、後続段階で次のブロック開始をマーキングする確率の高いブロック始 端部マーキングがエントロピーコード長によって与えられるビット流ポジション に追従しているか否かのチェックが行なわれる。どのブロック始端部マーキング もこれに該当しない場合には、少なくとも２つのエラー（デコーディング／ブロ ック始端部マーキング又はブロック始端部マーキング／エントロピーコード長） が存在しており、新たな同期化処理が行なわれねばならない。

更に本発明の請求項２４によれば、同期化の保護もしくは同期化の識別を行なう ことが出来る。

それぞれ異なった長さを有する複数ブロックから構成された連続するデータの流 れにおいては、ブロック始端部の標識として用いられる同期ワードが偶発的にこ のデータの流れの中に紛れ込みかねないという問題も生ずる。極めて長い同期ワ ードを選択することによってこの種の不都合な問題が生ずる確率を減少させるこ とは可能であっても、この措置は確率をゼロにすることが出来ないのみならず、 伝送容量の低下を惹起するので望ましくない。ブロック始端部において見出され た同期ワードには「１」を配し、ブロックの内部には「０」を配する（或いは逆 にブロック始端部には「０」を、その他には「１」を配する）ような１対の回路 を設けることに関しては、既に公知文献に記載されている（例えば；　１ｎｔｅ ｌ　’ＢＩＴＢＵＳ’−［ｒａｍｅｆｏｒｍａ＋）。

これに対して、コード化された音楽信号を伝送するための応用は本発明によるも のである。この応用方式に適合させるため、「同期化識別子」は伝送エラーによ る若干の桁変動が生じた場合ですら同期ワードの出現が予期される範囲でその同 期ワードを所期のものとして受容する能力を有している。

本発明の請求項２５には反復の最大数を制限する措置が示されている。

その目的は量子化器の識別に際して伝送さるべきビットを制限することにある。

量子化器におけるスタート値を基準として、このスタート値から偏移することか 許容されるのはただ１つの制限値であって、その制限値はｎ個のビットで表示す ることが出来る。このような条件を満たすべく、内位ループの広範に亙る呼出し を該当する適正な結果で終了させることが依然として保証されているか否かが、 各プロセスに先立って各位ループによりチェックされる。

次にこの点に関しても１つの例を挙げて説明する。

量子化器はそのスタート値を基準にしてｑ＝４ｖ’２のステップに亙って変動さ れる。最も望ましくない場合には、各位ループ内で全ての周波数グループがファ クター２（２倍）だけ増幅される。量子化器においてまだ４つのＱ＝４Ｊ２なる 粗大化が可能である場合には、内位ループを許容されたビット枠内に適合する結 果で終了させることが保証されている。伝送に当ってはスタート値偏移のために ５ビツトが用意されているので、最大３１までのスタート値偏倚が可能である。

従って、既に２８もしくはそれ以上の値に達した場合には、もはや内位ループが 呼出されることはない。何故ならば、その場合には許容されたビット数でブロッ クをコード化することが保証されていないからである。

請求項１６及び１７に記載された本発明の構成様式によれば、心理音響的な措置 が改善されて、心理音響効果か複数のブロックに亙って応用されるようになって いる。

次に本発明によるこの応用法につき１つの例を挙げて説明する。なおこの例を単 純なものにするため、周波数グループの数は２と想定されている。その都度の許 容外乱値等の値も矢張り単なる例示値であって、本発明によるコード化方法を実 施する際には異なった数値が採用される。

許容外乱値は０．１×周波数グループごとの信号出力とされ、その出力値は尺度 を設定することなく与えられたものである。この場合に用いられるのは比として の数値であって出力の絶対値ではないので、任意な尺度を設定することが出来る 。

１１グループ　出　力　許容外乱値 ｉ１ブロック　ＦＧＩ：　５０．　５゜ＦＧ２＋　６０．　６゜ 第２ブロツク　ＦＧ　１：　１０００．　１００゜ＦＧ　２　１００．　１０゜ ２つの数値に選定された「改善ファクター」によって考慮されるのは、その都度 先行するブロックの信号出力が実際のブロックにおける信号出力はど実際の許容 外乱値計算に関与せしめられない点である。この場合、第２のブロックにおける 許容外乱値は、第２ブロツクのデータから算定された許容外乱値と第１ブロツク のデータから算定されて改善ファクター分だけ修正された値との最小値として計 算される。周波数グループＦＧＩに関する第２ブロツクの例では次の数値が挙げ られる。

許容外乱値として ＦＧ　１については　ｍｉｎ　（２Ｘ　５．１００）　＝１０及びＦＧ　２につ いては　ｓｉｎ　（２Ｘ　６．１０）　＝１０本発明の請求項２２には「ビット 蓄積部」に関する特徴が示されている。既にＰＣＴ国際公開第８８１０１８１１ 号明細書に開示されているように、その最も簡単な例では各ブロックごとにそれ ぞれ所定のデータ転送率（ビット数）を利用することが出来る。全体としてのデ ータ転送率がブロックのコード化に用いられない限り、「残余の」ビットは次の ブロックに関して利用されるビット数に付加される。

コード化プロセスを拡張するための本発明によるこの方式によれば、データ転送 率のトータル偏倚を上限方向及び下限方向で最大限シフトさせることが許容され る。データ転送率のトータル偏倚（各データブロックのビット数トータルが所望 のコンスタントなデータ転送率により算定可能なビット数トータルから偏倚する こと）は所謂「ビット蓄積」と称される。

ビット蓄積部は通常の操作段階でその都度完全には用いられない利用可能な実際 のビット数によって満たされている。ビット蓄積の上限値（即ちトータルビット 数偏倚の下限値）に達しない限り、平均的なデータ転送率から算定可能なビット 数のみが各ブロックで新たに利用されるが、その都度先行するブロックにおいて いわば「残留している」ビットは利用できない。

例えば１つのデータブロックにおける信号（例えばトライアングル）の顕著なレ ベル上昇に際し最終のデータブロックにおける許容外乱（上述内容を参照）を考 慮することに基づいて、最終ブロックのデータを膳酌することなく行なわれた計 算におけるより著しく低い許容外乱値が算定された場合には、実際のブロックに おける内位反復ループがコード化のためにより多くのビットを利用できることに なり、トータル偏倚（「ビット蓄積」）の値がそれに応じて修正される。

補足的なビットの数は、トータル偏倚がその最大値（即ち「ビット蓄積の最低レ ベル」）を上回らないように設定される。上記の例では補足的なビットの数を例 えば次のようにして算定することが出来る。

第２ブロツクの第１周波数グループにおいては、もし第１のブロックのデータが 考慮されないものとするならば、その許容外乱値は１００となる。従って、最終 ブロックのデータを考慮した場合と考慮しない場合とにおける許容外乱値の比は １００／１２＝８．３３となり、この数値は約１０Ｘ　ｌｏｇ　（８，３３）＝ ９．２デシベルに相当する。

この場合、補足的なビットによる量子化に際して生ずる量子化ノイズか各数値当 りそれぞれ約６デシベルだけ低下するものと仮定するならば、許容外乱値を低く 抑えるため周波数グループのスペクトル値ごとに約１．５ビツトが必要とされる 。つまりこの例では、ビット蓄積部から取出して利用されるビットの数は、１． ５×周波数グループのスペクトル値数である。

本発明の請求項２１には出力及び入力のビットタイミングを同期化するための措 置が開示されている。

入力ビツトタイミングと出力ビツトタイミングとの任意な比を有するコード化シ ステムにおいては、与えられるべきビット数が割切れない分数になり兼ねないと いう問題が生ずる。従って、与えられるべきビット数の長時間平均化により割切 れない分数において生ずる可能性かあるような同期化は排除される。この場合、 バッファメモリーにおける入力表示器と出力表示器との距離を監視する制御装置 を用いることによって入力と出力との離反が阻止される。この距離が小さくなっ た場合にはビット数か減少し、距離が大きくなるとビット数は増大する。入力ビ ツトタイミングと出力ビツトタイミングとの比が一定に保たれている場合、もし くは入力ビツトタイミングと出力ビツトタイミングとの比が一定の平均値だけ変 動する場合には、与えられるべきビット数をその都度１ビツトだけ変動させれば 充分である。然しその平均値の最大偏倚は予定される最小バッファ値を規定する 。なおこの点に関しては第４図による具体的なＯＣＦプロセスについて以下に説 明する。

この実施例における入力データは、コンスタントな周波数により供給される走査 値であり、そのアウトプットは一定のビット転送率を有する１本のチャネルに接 続されている。従って、人力ビットタイミングと出力ビツトタイミングとのコン スタントな平均比率が設定される。エンコーダ内においては、ブロックごとにア ウトプットに伝送されるビット数をビット蓄積部により変動させることが可能で ある。即ち換言するならば、程度の差これあれブロックごとに利用できる平均的 なビット数（＝＝入カビットタイミング／出力ビットタイミング×ブロック長） のための複数のブロックがあり、非自然数であってもよいこのビット数がアウト プットに伝送される。この場合の変動はアウトプットにおいてＦＩＦＯ（リング バッファ）により補償される。ＦＩＦＯの長さはビット蓄積部の最大内容に応じ て選定される。ブロックごとに利用できる平均的なビット数が自然数、つまり正 の整数でない場合には、ブロックごとの数値として次に大きな自然数又は次に小 さな自然数が与えられねばならない。このように次に大きな数値もしくは次に小 さな数値が選ばれた場合には、ＦＩＦＯ入力表示器及びＦＩＦ○出力表示器が相 互接近もしくは相互離反せしめられる。ところで、その両方向のいづれかにおい ても目標距離が規定され、その値が所定の目標距離を上回った場合には、次に大 きな数値から次に小さな数値への切換え（もしくはその逆の切換え）が行なわれ る。この場合に与えられるべきビット数のスタート値としては、これらの両近似 値が設定される。充分なバッファ値が与えられている場合には、当該制御装置を スタート値の検出に利用することも可能である。ビット蓄積部との関連において 、その蓄積内容は指針の比較を行なう前に考慮されねばならない。

ビット数が２以上変動されるならば、コンスタントな平均値か存在しない場合に もこの方法を応用することが出来る。この実施例では指針の差から修正ビット数 を計算することが可能である。

本発明の請求項１８及び１９には、特に二次遮蔽を改善する措置が示されている 。つまり本発明によれば、許容外乱値を計算すべく信号エネルギーが先行するデ ータブロックに関与せしめられるが、そのためには、実際許容外乱値の規定に利 用される他の全てのパラメータを考慮した上で、１つのデータブロックにおける 許容外乱値か次のデータブロックにおける許容外乱値に向って高々所定の１フア クタ一分だけ低減されるに過ぎない。

この点に関しても１つの例を挙げて以下に説明する。

この場合、周波数グループ１の許容外乱値はブロック１において２０に、ブロッ ク２ではＦＧＩの信号出力が５０に、０．１×周波数グループ出力の仮定許容外 乱値では許容外乱値が５にそれぞれ想定されるものとする。「二次遮蔽ファクタ ー」がブロック当り一３デシベルの値に、つまり半減された出力に相当する値に 設定されるとするならば、当該ブロックにおける許容外乱値は１０　（＝０．５ Ｘ２０）として計算される。

更に種々異なったビット転送率に対する整合を行なうことも可能である。

○ＣＦの反復ブロックは、各周波数グループごとに設定される「許容外乱値」の 値に応じて、該ブロックで利用できるビット数を配分する。結果を最適なものに するため、「許容外乱値」の計算は利用できるビット数に整合される。この場合 の出発点は、「許容外乱値Ｊ　ＥＳＯにおいてまだ損じられてない実際の盗聴閾 値である。所定のビット転送率で必要とされる妨害距離は、平均して妨害スペク トルの均等な経過が得られるように選定される。与えられるべき総ビット数が小 さければ小さいほど、各グループごとに必要とされる妨害距離もそれに応じて短 縮される。なおこの場合、ビット転送率の低下に伴って増大する数のブロックに おいては、計算された盗聴閾値がある程度損なわれはするものの、全体としてか なり均等な妨害経過が達成される。それに反してビット転送率が比較的高い場合 には、盗聴閾値に対する補足的な安全距離が保たれ、これによって例えば信号の 二次処理もしくは多重コーディング／デコーディングが可能ならしめられる。

更に本発明による別の措置として、「許容外乱値」の計算を行なう前に所定の周 波数領域を消去することにより帯域幅制限を実現することも可能とさ九、これは 複数のブロックで相前後して必要とされる妨害距離が維持されにくいような場合 に静的もしくは動的に実施される措置である。

低い周波数方向への遮蔽（カバー）が急勾配で減衰する場合、つまり許容外乱値 の計算を行なう場合に特に考慮しなければならないのは、高い周波数から低い周 波数に向って僅かな遮蔽効果のみが得られるようにする点である。従って周波数 グループに関するスペクトルで著しいエネルギー上昇が行なわれる場合には、第 １近似値として計算された許容外乱値がその上昇を下回るように低位に向う方向 で修正される。

更に本発明によれば、量子化特性曲線を適宜に改善することも可能である。

量子化及び再構成を行なう場合には、量子化されてない数値の統計データか考慮 されるが、これは彎曲した特性曲線において厳密なモノトーンで減少する。従っ て、各量子化インターバルの予測値は該インターバルの中央に位置するのではな （、より小さな数値に向ってシフトされる（第５図参照）。

量子化エラーを最小限に抑えるためには次のような２つの操作方式が考えられる 。

ａ）量子化特性曲線の設定：量子化特性曲線と量子化しようとする数値の統計的 分布とにより各量子化インターバルごとに予測値を規定し、これをデコーダにお ける再構成のための表として用いる。この方式の利点は、実現が容易であり、エ ンコーダ及びデコーダにおける計算費用が僅かなものに抑えられるところにある っｂ）再構成特性曲線の設定：この再構成特性曲線と入力値の確率分布に関する モデルとにより各量子化インターバルの予測値が該インターバルにおいて再構成 された数値と正確に合致するような量子化特性曲線を計算する。この方式の利点 は、デコーダで表が必要とされず、エンコーダにおける量子化特性曲線を実際の 統計値に適合させることをデコーダとは無関係に実施しうるところにある。

Ｃ）量子化特性曲線の設定及び各数値に関する再構成特性曲線の計算：量子化特 性曲線と入力データの確率分布についての関数が与えられているならば、デコー ダによりこれらのデータからその都度の再構成値を計算することが出来る。この 措置では、デコーダにおいて再構成のための表を用いないでよいという利点があ る反面、デコーダで行なわれる計算の費用が高（なるという欠点も免れない。

第１図 第２図 ［＝＝＝＝コ司１ビｔで東る最犬列別チ１ワード長＝同グ和３卆口：：！コ　可 −ｕＹゴ只ゐ１１文４だ１ｊフード４た１て庭して闇窒台ごＸると方の箱ｆワー ド〜Ｎ／Ｚフード■　拓１グ父婢２σ１こ配直ごＸるり（秀ｉり′・ント第３図 第４図 第５図 補正書の写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の８）エラ、工、。８□７８ い

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．音響信号、それも特に音楽信号を伝送し且つ／又はメモリーするためのデジ タル式コード化方法であって、変換又はフィルターバンクにより音響信号の走査 値を当該音響信号のスペクトル組成を再現する第２の走査値シーケンスに変換し 、この第２の走査値シーケンスを必要に応じて種々異なる精度で量子化し且つ最 適エンコーダにより部分的もしくは完全にコード化し、再生時には適正なデコー ディング及び逆変換を行なう形式の方法において、 量子化されたスペクトル係数の出現確率とコード長さとの相関関係を自体公知の 方式によりスペクトル係数の出現頻度が大きければ大きいほどコードワードが短 くなるように設定するエンコーダを用い、このエンコーダの表示数値を減少させ るべく前記のシーケンスにおける複数の要素もしくは１つの数値範囲に１つのコ ードワードを、また必要とされる場合には補充コードを配属することを特徴とす るコード化方法。 ２．請求項１記載のコード化方法において、シーケンス要素の数値範囲における 一部のみに直接１つのコードワードを割当て、この部分範囲外に存在する全ての 数値には共通の識別子並びに特別なコードを割当てることを特徴とするコード化 方法。 ３．請求項１又は２に記載のコード化方法において、エンコーダとしてハフマン ・コードを用いることを特徴とするコード化方法。 ４．請求項１乃至３のいづれか１項に記載のコード化方法において、 特別なコードとしてＰＣＭ・コードを用いることを特徴とするコード化方法。 ５．請求項１乃至４のいづれか１項に記載のコード化方法において、 ｎ個スペクトル係数をｎ≧２で１つのｎトゥーペル（Ｔｕｐｅｌ）としてまとめ 、１つのコードワードを設定することによりこれらのスペクトル係数を共通して コード化することを特徴とするコード化方法。 ６．請求項１乃至５のいづれか１項に記載のコード化方法において、 各スペクトル係数、特に少なくとも２つの連続したブロックから成る同ナンバー のスペクトル係数を１対もしくは１つのｎトゥーペルにまとめ、１つのコードワ ードを設定することによりこれらのスペクトル係数を共通してコード化すること を特徴とするコード化方法。 ７．ＯＣＦプロセスに応じて実施される請求項１乃至６のいづれか１項に記載の コード化方法において、実施された反復ステップの数に関する数値と、初期量子 化ステップレベルに関する数値と、スペクトル経過の不均一性に関する数値と、 更に計算過程における他のレベル情報とから総合増幅ファクターを算出し、個別 数値の代りにこの総合増幅ファクターを受信器に伝送することを特徴とするコー ド化方法。 ８．請求項１乃至７のいづれか１項に記載のコード化方法において、 量子化ステップの変動に関する補充情報を「許容される外乱」は維持した状態で ２つ以上のブロックにつき共通して形成し且つ伝送することを特徴とするコード 化方法。 ９．請求項７又は８に記載のコード化方法において、補充情報のコード化を可変 なコード長を有するコードによって行なうことを特徴とするコード化方法。 １０．請求項１乃至９のいづれか１項に記載のコード化方法において、 各信号に応じてそれぞれ異なるコード表を用い、コード化された数値と共に使用 したコード表のナンバーをも伝送し乃至はメモリーすることを特徴とするコード 化方法。 １１．請求項１０記載のコード化方法において、互いに異なるスペクトル範囲ご とにそれぞれ異なったコード表を用い、 各範囲間の境界を厳密に設定するか或いは各信号に応じて検出することを特徴と するコード化方法。 １２．請求項１乃至１１のいづれか１項に記載のコード化方法において、 デコーディングしょうとする数値が「０」である場合に活かされるべきアドレス を有する第１の数値とデコーディングしょうとする数値が「１」である場合に活 かされるべきアドレスを有する第２の数値とから成る数値対のメモリーされてい る表をデコーディングのために用い、 アドレス設定のなされてない表の数値をコードワードとして指定することを特徴 とするコード化方法。 １３．請求項１乃至１２のいづれか１項もしくは請求項１の上位概念に記載のコ ード化方法において、長さが可変であるコードワードの一部を１つのラスター内 に配置し、 その他のコードワードを残余間隙内に分配し、ひいては、完全なデコーディング を行なわなくても或いは伝送エラーが生じた場合にも、コードワードの始端部が 容易に見出されうるようにすることを特徴とするコード化方法。 １４．請求項１乃至１３のいづれか１項に記載のコード化方法において、 互いに連続しているそれぞれ異なった重要度の逐次的な情報の伝送確度を高める ため、伝送しようとする情報の平均長さに等しいラスター長を有する１つの等間 隔ラスターを設け、 最も重要とされる情報部分をこのラスター内に配置し、 必要とされる場合には該ラスター内における最重要な情報部分以外に低い重要度 の情報ポジションをも伝送することを特徴とするコード化方法。 ！５．請求項１乃至１４のいづれか１項に記載のコード化方法において、 伝送エラーが生じた場合に次の情報ブロックの開始を検出するため、ブロック開 始マーキングに補足してエントロピーコード長をも伝送することを特徴とするコ ード化方法。 １６．請求項１乃至１５のいづれか１項もしくは請求項１の上位概念に記載のコ ード化方法において、データブロックにおける「許容外乱値」を計算するため、 ブロック内でコード化されたものより長い信号区分を用いるか、或いはその計算 規則を先行の時間区分における結果値に関連させることを特徴とするコード化方 法。 １７．請求項１６記載のコード化方法において、データブロックにおける「許容 外乱値」を計算するためにそれぞれ異なった周波数グループにおける信号エネル ギーの分析を実施し、 「省略ファクター」分だけ修正された先行ブロックの数値と実際のブロックの数 値とを共に「許容外乱値」の計算に関与させることを特徴とするコード化方法。 １８．請求項１６又は１７に記載のコード化方法において、 １つのデータブロックにおける「許容外乱値」を計算するため、より高い振幅の 数値に続くより低い振幅の数値が必然的に低い精度で量子化されるような形式で 、最後のデータブロックにおけるエネルギー数値を用いることを特徴とするコー ド化方法。 １９．請求項１６乃至１８のいづれか１項に記載のコード化方法において、 高い周波数方向に向う急勾配のエネルギー上昇が検出された場合に、算出された 許容外乱値をこの上昇を下回る周波数グループに関しては減少させることを特徴 とするコード化方法。 ２０．請求項１乃至１９のいづれか１項もしくは請求項１の上位概念に記載のコ ード化方法において、データ転送率が平均してコンスタントな値に維持されるに も拘らず、１つのブロックで利用できるビット数又はこのブロックが要求するビ ット数を信号特性もしくは伝送チャネル容量に応じて或いはコード化処理を簡単 にするために平均的なデータ転送率から偏移させうるようにしておくことを特徴 とするコード化方法。 ２１．請求項２０記載のコード化方法において、コード化プロセスを入力ビット タイミングと出力ビットタイミングとの任意な比で同期化するために、出力ビッ トタイミングで読出されたバッファの「ロードレベル」を配備させるべきビット 数の基準値として用いることを特徴とするコード化方法。 ２２．請求項２０又は２１に記載のコード化方法において、 １つのデータブロックをコード化するのに利用できるビットの数を信号特性に応 じて次のような形式で変化させる、 即ち一方では、平均してコンスタントなデータ転送率が維持されると共に、この 平均値からのトータル偏移が予め規定された所定の値を上回らず、予め規定され た別の所定値を下回ることもないような、また他方では、個々の周波数グループ における比較的大きな信号出力間インターバルを有する各信号ブロックには、そ れぞれ「許容外乱値」を維持した状態で、比較的小さな信号出力間インターバル の各信号ブロックに比して大きな「利用できるビット数」の実際データ転送率が 割当てられるような形式で変化させることを特徴とするコード化方法。 ２３．請求項２０乃至２２のいづれか１項もしくは請求項１の上位概念に記載の コード化方法において、工つのブロックで利用することの出来るビット数から補 充データで必要とされ同一チャネルを伝送されるビットの数を減算することを特 徴とするコード化方法。 ２４．請求項２０乃至２３のいづれか１項に記載のコード化方法において、 ブロック同期化用の同期ワードに関する特別なビットの組合せを採用する場合に 、当該同期ワードと偶然この同期ワードに合致した全てのビットの組合せとを意 図的に導入された補足的なビットにより互いに弁別することを特徴とするコード 化方法。 ２５．請求項２０乃至２４のいづれか１項に記載のコード化方法において、 内位の反復ループを最大の反複数以内で確実に終了させることが出来ない場合に 、外乱の反復ループを中断させることを特徴とするコード化方法。 ２６．請求項１乃至２５のいづれか１項に記載のコード化方法において、 「許容外乱値」が信号エネルギーより大きくなっている範囲を消去することを特 徴とするコード化方法。 ２７．請求項１乃至２６のいづれか１項に記載のコード化方法において、 結果的に生じた消去数値のシーケンスを側位情報内におけるビットによりコード 化することを特徴とするコード化方法。 ２８．請求項１乃至２７のいづれか１項に記載のコード化方法において、 結果的に生じた数値のシーケンスを側位情報内における各周波数グループごとに 可能される量子化ステップのレベルの表に示された数値によりコード化すること を特徴とするコード化方法。 ２９．請求項１乃至２８のいづれか１項に記載のコード化方法において、 量子化エラーが平均して最小限に抑えられるように量子化と再構成とを互いに整 合することを特徴とするコード化方法。 ３０．請求項１乃至２９のいづれか１項に記載のコード化方法において、 量子化インターバルの入力値に関する実際の予測値を検出することにより作成さ れた表を用いることによって受信器内における再構成数値の計算を実施すること を特徴とするコード化方法。 ３１．請求項１乃至３０のいづれか１項に記載のコード化方法において、 再構成特性曲線と入力データの確率分布とから計算された表に基づいて量子化を 実施することを特徴とするコード化方法。 ３２．請求項１乃至３１のいづれか１項に記載のコード化方法において、 再構成特性曲線と入力データの確率分布とに基づいて再構成を実施するため、量 子化エラーが最小限に抑えられるような形式で再構成数値を個々の量子化された 数値ごとにデコーダ内で計算することを特徴とするコード化方法。