JPH04274189A - High frequency inverter - Google Patents

High frequency inverter

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JPH04274189A
JPH04274189A JP3585991A JP3585991A JPH04274189A JP H04274189 A JPH04274189 A JP H04274189A JP 3585991 A JP3585991 A JP 3585991A JP 3585991 A JP3585991 A JP 3585991A JP H04274189 A JPH04274189 A JP H04274189A
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switching element
period
reverse conduction
high frequency
frequency inverter
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Hideki Omori
英樹 大森
Hirobumi Noma
博文 野間
Motonari Hirota
泉生 弘田
Mitsuru Takechi
充 武智
Hideyuki Kominami
秀之 小南
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

PURPOSE:To form an electromagnetic cooking device or the like without generating inteference noise by setting a high frequency inverter to change a power easily at a constant frequency using an inverse continuity switching element for a first switching element, and a bidirectional switching element for a second switching element. CONSTITUTION:Switching elements 15, 19 are continuous at a period t0-t1, the element is discontinuous at a period t1-t2, and currents IQD1, IQD2 at the elements 15, 19 become zero. At a period t2-t3, both the elements 15, 19 are continuous. A DC voltage E us applied to a resonance coil 16 at this time. At a period t3-t4, the element is discontinuous, while the element 19 is continuous, the coil 16 and a capacitor 17 are in a resonating condition. and VQD1 is increased in resonarjce to reach a peak value Vp at a period t4. At a period t5-t6 the element 19 becomes continuous, and the coil 16 and the capacitor 17 resonate. By controlling to reduce a cyclic period TrOFF1 or TOFF2 corresponding to an increase of a cyclic period TcON, therefore, a cyclic period T0 can be constant. An output can thus be changed keeping the frequency constant.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

【0001】0001

【産業上の利用分野】本発明は一般家庭で使用される電
磁調理器や誘導加熱式炊飯器や電子レンジを構成する高
周波インバータに関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a high frequency inverter constituting an electromagnetic cooker, an induction heating rice cooker, or a microwave oven used in general households.

【0002】0002

【従来の技術】従来この種の高周波インバータは図9に
ように構成されていた。図において、1は交流電源2に
接続された整流スタック3、これに接続された平滑コン
デンサ4より成る直流電源、5はトランジスタ6、逆並
列ダイオード7より成るスイッチング素子で、逆導通ス
イッチング素子である。8は共振コイル、9は共振コン
デンサ、10は制御回路で、共振コイル8は電磁調理器
や誘導加熱式炊飯器の場合は加熱コイル、電子レンジの
場合は昇圧トランスで構成される。
2. Description of the Related Art Conventionally, this type of high frequency inverter was constructed as shown in FIG. In the figure, 1 is a DC power supply consisting of a rectifier stack 3 connected to an AC power supply 2 and a smoothing capacitor 4 connected to this, and 5 is a switching element consisting of a transistor 6 and an anti-parallel diode 7, which is a reverse conduction switching element. . 8 is a resonant coil, 9 is a resonant capacitor, and 10 is a control circuit. The resonant coil 8 is a heating coil in the case of an electromagnetic cooker or an induction heating rice cooker, and a step-up transformer in the case of a microwave oven.

【0003】図10は図9の従来例の動作波形を示し、
ICは図9に示すスイッチング素子6の電流、VCEは
スイッチング素子6の両端の電圧である。制御回路10
は、図10のQのようにスイッチング素子6の導通・遮
断を制御する。スイッチング素子6の導通期間TONで
は、図9に示す共振コイル8に直流電圧VDCが印加さ
れてICが増加する。スイッチング素子6をターンオフ
すると共振コイル8と共振コンデンサ9で共振状態とな
り、VCEは図10のようにピークに達した後再び零に
なる。VCEが零に達した時点で再びスイッチング素子
6が導通し発振が持続する。図のTONを変化させると
直流電源1から高周波インバータに供給される電力、す
なわち高周波インバータの出力を可変できる。
FIG. 10 shows operating waveforms of the conventional example shown in FIG.
IC is the current of the switching element 6 shown in FIG. 9, and VCE is the voltage across the switching element 6. Control circuit 10
controls conduction/cutoff of the switching element 6 as indicated by Q in FIG. During the conduction period TON of the switching element 6, the DC voltage VDC is applied to the resonant coil 8 shown in FIG. 9, and the IC increases. When the switching element 6 is turned off, the resonant coil 8 and the resonant capacitor 9 enter a resonant state, and VCE reaches a peak as shown in FIG. 10 and then becomes zero again. When VCE reaches zero, the switching element 6 becomes conductive again and oscillation continues. By changing the TON shown in the figure, the power supplied from the DC power supply 1 to the high frequency inverter, that is, the output of the high frequency inverter can be varied.

【0004】0004

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の構成では、高周波インバータの出力を可変しようと
してTONを変化させると、その動作周波数1/(TO
N+TOFF)が変化してしまうため、次のような課題
がある。(1)例えば複数バーナ電磁調理器のように1
つの機器に複数の高周波インバータを搭載した場合や、
高周波インバータを搭載した機器を近接して配置した場
合に、各インバータの動作周波数の差が可聴域(数10
Hz〜20kHz)になって干渉雑音となる。(2)動
作周波数が広帯域になるため電源フィルタが高価になる
However, in such a conventional configuration, when TON is changed in an attempt to vary the output of the high frequency inverter, the operating frequency 1/(TO
N+TOFF) changes, which poses the following problems. (1) For example, 1 like a multi-burner electromagnetic cooker.
When multiple high-frequency inverters are installed in one device,
When devices equipped with high-frequency inverters are placed close to each other, the difference in operating frequency of each inverter is within the audible range (several 10
Hz to 20kHz) and becomes interference noise. (2) Power supply filters become expensive because the operating frequency becomes broadband.

【0005】本発明は上記従来の課題を解決したもので
あり、干渉雑音をなくしかつ高価なフイルターを不要と
した高周波インバータを提供することを目的とする。
The present invention has solved the above-mentioned conventional problems, and aims to provide a high frequency inverter that eliminates interference noise and eliminates the need for expensive filters.

【0006】[0006]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に第1の発明の高周波インバータは、直流電源に接続し
た第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング
素子と前記直流電源の間に接続した共振コイルと第2の
スイッチング素子の直列回路と、前記直列回路または第
1のスイッチング素子に並列に接続した共振コンデンサ
と、前記第1のスイッチング素子及び第2のスイッチン
グ素子に接続した制御回路とを有し、前記第1のスイッ
チング素子は逆導通スイッチング素子、前記第2のスイ
ッチング素子は双方向スイッチング素子を適用したもの
である。
[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, a high frequency inverter of a first invention includes a first switching element connected to a DC power supply, and a link between the first switching element and the DC power supply. A series circuit of a connected resonant coil and a second switching element, a resonant capacitor connected in parallel to the series circuit or the first switching element, and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element. The first switching element is a reverse conduction switching element, and the second switching element is a bidirectional switching element.

【0007】第2の発明の高周波インバータは、直流電
源に接続した第1のスイッチング素子と、前記第1のス
イッチング素子と前記直流電源の間に接続した共振コイ
ルと第2のスイッチング素子の直列回路と、前記直列回
路または第1のスイッチング素子に並列に接続した共振
コンデンサと、前記第1のスイッチング素子及び第2の
スイッチング素子に接続した制御回路を有し、前記第1
のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子は
逆導通スイッチング素子を適用し、前記第1のスイッチ
ング素子と第2のスイッチング素子は同じ導通方向とな
るように接続したものである。
A high frequency inverter according to a second aspect of the invention includes a series circuit including a first switching element connected to a DC power supply, a resonant coil connected between the first switching element and the DC power supply, and a second switching element. and a resonant capacitor connected in parallel to the series circuit or the first switching element, and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element,
The switching element and the second switching element are reverse conduction switching elements, and the first switching element and the second switching element are connected so that they conduct in the same direction.

【0008】第3の発明の高周波インバータは、制御回
路が第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッチング素子
の逆導通期間中から前記第2のスイッチング素子のター
ンオンまでの間に第1のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第2のスイッチング素子の逆導通期間中に第
2のスイッチング素子をターンオフさせるものである。
[0008] In the high frequency inverter of the third invention, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element. The first switching element is turned on until the switching element is turned on, and the second switching element is turned off during the reverse conduction period of the second switching element.

【0009】第4の発明の高周波インバータは、直流電
源に接続した第1のスイッチング素子と、前記第1のス
イッチング素子と前記直流電源の間に接続した共振コイ
ルと第2のスイッチング素子の直列回路と、前記直列回
路または第1のスイッチング素子に並列に接続した共振
コンデンサと、前記第1のスイッチング素子及び第2の
スイッチング素子に接続した制御回路とを有し、前記第
1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子
は逆導通スイッチング素子を適用し、前記第1のスイッ
チング素子と第2のスイッチング素子は逆の導通方向と
なるように接続したものである。
A high frequency inverter according to a fourth aspect of the invention includes a series circuit including a first switching element connected to a DC power supply, a resonant coil connected between the first switching element and the DC power supply, and a second switching element. a resonant capacitor connected in parallel to the series circuit or the first switching element, and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element, the first switching element and the The second switching element is a reverse conduction switching element, and the first switching element and the second switching element are connected in opposite conduction directions.

【0010】第5の発明の高周波インバータは、制御回
路が第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッチング素子
の逆導通期間中に第1のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第2のスイッチング素子の逆導通期間中に第
2のスイッチング素子をターンオフさせるものである。
[0010] In the high frequency inverter of the fifth aspect of the invention, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and during the reverse conduction period of the first switching element, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element. The switching element is turned on, and the second switching element is turned off during the reverse conduction period of the second switching element.

【0011】[0011]

【作用】第1の発明の高周波インバータは、第1のスイ
ッチング素子として逆導通スイッチング素子、前記第2
のスイッチング素子として双方向スイッチング素子を適
用したことにより、一定周波数で電力可変を容易に行う
ことができる。
[Operation] The high frequency inverter of the first invention includes a reverse conduction switching element as the first switching element, and a reverse conduction switching element as the first switching element.
By applying a bidirectional switching element as the switching element, power can be easily varied at a constant frequency.

【0012】第2の発明の高周波インバータは、第1の
スイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子は逆
導通スイッチング素子を適用し、前記第1のスイッチン
グ素子と第2のスイッチング素子は同じ導通方向となる
ように接続したことにより、一定周波数で電力可変をよ
り簡単な構成で実現することができる。
[0012] In the high-frequency inverter of the second invention, the first switching element and the second switching element are reverse conduction switching elements, and the first switching element and the second switching element are conductive in the same direction. By connecting them in such a manner, it is possible to realize variable power at a constant frequency with a simpler configuration.

【0013】第3の発明の高周波インバータは、制御回
路が第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッチング素子
の逆導通期間中から前記第2のスイッチング素子のター
ンオンまでの間に第1のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第2のスイッチング素子の逆導通期間中に第
2のスイッチング素子をターンオフさせることにより、
電源急変や起動時に安定な動作を実現することができる
ものである。
[0013] In the high-frequency inverter of the third invention, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element. By turning on the first switching element before turning on the switching element and turning off the second switching element during the reverse conduction period of the second switching element,
It is possible to realize stable operation during sudden changes in power supply or startup.

【0014】第4の発明の高周波インバータは、第1の
スイッチング素子及び第2のスイッチング素子は逆導通
スイッチング素子を適用し、前記第1のスイッチング素
子と第2のスイッチング素子は逆の導通方向となるよう
に接続したことにより、第2のスイッチング素子の駆動
をよりも安定かつ簡単に行うことができる。
[0014] In the high frequency inverter of the fourth invention, the first switching element and the second switching element are reverse conduction switching elements, and the first switching element and the second switching element are conductive in opposite directions. By connecting the second switching element in such a manner, the second switching element can be driven more stably and easily.

【0015】第5の発明の高周波インバータは、制御回
路が第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子
の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッチング素子
の逆導通期間中に第1のスイッチング素子をターンオン
させ、前記第2のスイッチング素子の逆導通期間中に第
2のスイッチング素子をターンオフさせることにより、
電源急変や起動時に安定な動作を実現することができる
ものである。
[0015] In the high frequency inverter of the fifth aspect of the invention, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and during the reverse conduction period of the first switching element, the control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element and the second switching element. by turning on a switching element and turning off a second switching element during a reverse conduction period of the second switching element;
It is possible to realize stable operation during sudden changes in power supply or startup.

【0016】[0016]

【実施例】図1は第1の発明の高周波インバータの構成
を示し、11は交流電源12に接続された整流スタック
13、これに接続された平滑コンデンサ14より成る直
流電源、15はトランジスタQ1、逆並列ダイオードD
1より成る第1のスイッチング素子で、逆導通スイッチ
ング素子である。16は共振コイル、17は共振コンデ
ンサ、18は制御回路である。19は第2のスイッチン
グ素子で、逆方向に直列接続されたトランジスタ20、
21、ダイオード22、23より成る双方向スイッチン
グ素子である。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows the configuration of a high frequency inverter according to the first invention, in which 11 is a rectifier stack 13 connected to an AC power supply 12, a DC power supply consisting of a smoothing capacitor 14 connected to this, 15 a transistor Q1, Anti-parallel diode D
1, which is a reverse conduction switching element. 16 is a resonant coil, 17 is a resonant capacitor, and 18 is a control circuit. 19 is a second switching element, which includes transistors 20 connected in series in the opposite direction;
21, a bidirectional switching element consisting of diodes 22 and 23.

【0017】図2は図1の高周波インバータの動作波形
を示し、IQD1は図1の第1のスイッチング素子15
の電流、VQD1は第1のスイッチング素子15の両端
の電圧である。QD1は制御回路18によって制御され
る第1のスイッチング素子15の導通・遮断を示す。I
Q2は図1の第2のスイッチング素子19の電流、VQ
2は第2のスイッチング素子19の両端の電圧である。 Q2は制御回路18によって制御される第2のスイッチ
ング素子19の導通・遮断を示す。
FIG. 2 shows operating waveforms of the high frequency inverter in FIG. 1, and IQD1 is the first switching element 15 in FIG.
The current VQD1 is the voltage across the first switching element 15. QD1 indicates conduction/cutoff of the first switching element 15 controlled by the control circuit 18. I
Q2 is the current of the second switching element 19 in FIG. 1, VQ
2 is the voltage across the second switching element 19. Q2 indicates conduction/cutoff of the second switching element 19 controlled by the control circuit 18.

【0018】時刻t0〜t1では第1のスイッチング素
子15、第2のスイッチング素子19共、導通している
。 このとき共振コイル16に図1の直流電圧Eが印加され
ており、IQD1=IQ2は増加して時刻t1で零に達
する。
From time t0 to time t1, both the first switching element 15 and the second switching element 19 are conductive. At this time, the DC voltage E shown in FIG. 1 is applied to the resonant coil 16, and IQD1=IQ2 increases and reaches zero at time t1.

【0019】時刻t1〜t2では第2のスイッチング素
子19は遮断しており、IQD1、IQ2共、零になる
。共振コイルの電流が零になるのでその両端の電圧も零
になり、第1のスイッチング素子15は導通しているの
でVQ2=Eになる。容易に分かるようにこの、IQD
1=0、IQ2=0、VQD1=0、VQ2=Eの状態
は図2の遮断期間TOFF1の大きさに関わらず保持さ
れる。従ってTOFF1は自由に設定することができる
From time t1 to time t2, the second switching element 19 is cut off, and both IQD1 and IQ2 become zero. Since the current in the resonant coil becomes zero, the voltage across it also becomes zero, and since the first switching element 15 is conductive, VQ2=E. As you can easily see, this IQD
The states of 1=0, IQ2=0, VQD1=0, and VQ2=E are maintained regardless of the magnitude of the cutoff period TOFF1 in FIG. Therefore, TOFF1 can be set freely.

【0020】時刻t2〜t3では第1のスイッチング素
子15、第2のスイッチング素子19共、導通している
。 このとき共振コイル16に図1の直流電圧Eが印加され
ており、IQD1=IQ2は増加する。
[0020] From time t2 to t3, both the first switching element 15 and the second switching element 19 are conductive. At this time, the DC voltage E shown in FIG. 1 is applied to the resonant coil 16, and IQD1=IQ2 increases.

【0021】時刻t3〜t4では第1のスイッチング素
子15は遮断、第2のスイッチング素子19は導通して
おり、共振コイル16、共振コンデンサ17の共振状態
となって、VQD1は共振的に増加、IQ2はピークに
達した後、時刻t4で再び零に達する。時刻t4でVQ
D1はピーク値VPになる。
[0021] From time t3 to t4, the first switching element 15 is cut off and the second switching element 19 is conductive, so that the resonant coil 16 and the resonant capacitor 17 are in a resonant state, and VQD1 increases resonantly. After reaching its peak, IQ2 reaches zero again at time t4. VQ at time t4
D1 becomes the peak value VP.

【0022】時刻t4〜t5では、第1のスイッチング
素子15、第2のスイッチング素子19共、遮断してい
る。従って時刻t4の共振コンデンサ17の電圧−VP
+Eは保持される状態になり、VQD1=VPに保持さ
れる。 また共振コイルの電圧は零であるのでVQ2=−VP+
Eに保持される。容易に分かるように原理的には、この
状態は図2の遮断期間TOFF2の大きさに関わらず一
定に保持される。従ってTOFF2は自由に設定するこ
とができる。
[0022] From time t4 to time t5, both the first switching element 15 and the second switching element 19 are cut off. Therefore, the voltage of the resonant capacitor 17 at time t4 -VP
+E becomes a held state and is held at VQD1=VP. Also, since the voltage of the resonant coil is zero, VQ2=-VP+
It is held at E. As can be easily seen, in principle, this state is held constant regardless of the magnitude of the cutoff period TOFF2 in FIG. Therefore, TOFF2 can be set freely.

【0023】時刻t5〜t6では第1のスイッチング素
子15は遮断、第2のスイッチング素子19は導通して
おり、共振コイル16、共振コンデンサ17の共振状態
となって、VQD1は共振的に減少、零に達する。時刻
t6で第1のスイッチング素子15が導通し、最初の時
刻t0の状態にもどり発振が持続する。
From time t5 to time t6, the first switching element 15 is cut off, the second switching element 19 is conductive, the resonant coil 16 and the resonant capacitor 17 are in a resonant state, and VQD1 decreases resonantly. reaches zero. At time t6, the first switching element 15 becomes conductive, returning to the initial state at time t0, and oscillation continues.

【0024】以上の動作で第1のスイッチング素子は電
圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイッ
チングしており、第2のスイッチング素子は電流零でタ
ーンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングして
いるので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、低
ノイズである。
[0024] In the above operation, the first switching element turns on and turns off at zero voltage, that is, performs zero voltage switching, and the second switching element turns on and turns off at zero current, that is, performs zero current switching. It has small element duty, low loss, and low noise.

【0025】図2のTONを変化させると直流電源11
から高周波インバータに供給される電力すなわち高周波
インバータの出力を可変させることができる。このとき
、TONの増加に応じてTOFF1またはTOFF2を
減少させる方向に制御して、周期T0を一定に保つ。従
って、動作周波数1/T0を一定に保ったまま、出力を
可変することができる。
When TON in FIG. 2 is changed, the DC power supply 11
The power supplied to the high frequency inverter from the high frequency inverter, that is, the output of the high frequency inverter can be varied. At this time, the cycle T0 is kept constant by controlling TOFF1 or TOFF2 to decrease in accordance with the increase in TON. Therefore, the output can be varied while keeping the operating frequency 1/T0 constant.

【0026】図3は第2の発明の高周波インバータを示
し、24は交流電源25に接続された整流スタック26
、これに接続された平滑コンデンサ27より成る直流電
源、28はトランジスタQ1、逆並列ダイオードD1よ
り成る第1のスイッチング素子で、逆導通スイッチング
素子である。29は共振コイル、30は共振コンデンサ
、31は制御回路である。32は第2のスイッチング素
子で、トランジスタQ2、逆並列ダイオードD2より成
る逆導通スイッチング素子である。前記第1のスイッチ
ング素子と前記第2のスイッチング素子は同じ導通方向
となるように接続している。
FIG. 3 shows a high frequency inverter according to the second invention, in which 24 is a rectifier stack 26 connected to an AC power source 25.
, a DC power supply consisting of a smoothing capacitor 27 connected thereto, and a first switching element 28 consisting of a transistor Q1 and an anti-parallel diode D1, which is a reverse conduction switching element. 29 is a resonant coil, 30 is a resonant capacitor, and 31 is a control circuit. A second switching element 32 is a reverse conduction switching element composed of a transistor Q2 and an anti-parallel diode D2. The first switching element and the second switching element are connected in the same conduction direction.

【0027】図4は図3の高周波インバータの動作波形
を示し、IQD1は図3の第1のスイッチング素子28
の電流、VQD1は第1のスイッチング素子28の両端
の電圧である。QD1は制御回路31によって制御され
る第1のスイッチング素子28の導通・遮断を示す。I
QD2は図3の第2のスイッチング素子32の電流、V
QD2は第2のスイッチング素子32の両端の電圧であ
る。QD2は制御回路31によって制御される第2のス
イッチング素子32の導通・遮断を示す。
FIG. 4 shows operating waveforms of the high frequency inverter of FIG. 3, and IQD1 is the first switching element 28 of FIG.
The current VQD1 is the voltage across the first switching element 28. QD1 indicates conduction/cutoff of the first switching element 28 controlled by the control circuit 31. I
QD2 is the current of the second switching element 32 in FIG.
QD2 is the voltage across the second switching element 32. QD2 indicates conduction/cutoff of the second switching element 32 controlled by the control circuit 31.

【0028】時刻t0〜t1では第1のスイッチング素
子28、第2のスイッチング素子32共、導通している
。 このとき共振コイル29に図3の直流電圧Eが印加され
ており、IQD1=IQD2は増加して時刻t1で零に
達する。時刻t1〜t2では第2のスイッチング素子3
2は遮断しており、IQD1、IQD2共、零になる。 共振コイル29の電流が零になるので、その両端の電圧
も零になり、第1のスイッチング素子28は導通してい
るのでVQD2=Eになる。容易に分かるようにこの、
IQD1=0、IQD2=0、VQD1=0、VQD2
=Eの状態は図4の遮断期間TOFFの大きさに関わら
ず保持される。従ってTOFFは自由に設定することが
できる。
From time t0 to time t1, both the first switching element 28 and the second switching element 32 are conductive. At this time, the DC voltage E shown in FIG. 3 is applied to the resonant coil 29, and IQD1=IQD2 increases and reaches zero at time t1. From time t1 to t2, the second switching element 3
2 is blocked, and both IQD1 and IQD2 become zero. Since the current in the resonant coil 29 becomes zero, the voltage across it also becomes zero, and since the first switching element 28 is conductive, VQD2=E. As you can easily see, this
IQD1=0, IQD2=0, VQD1=0, VQD2
The state of =E is maintained regardless of the magnitude of the cutoff period TOFF in FIG. Therefore, TOFF can be set freely.

【0029】時刻t2〜t3では第1のスイッチング素
子28、第2のスイッチング素子32共、導通している
。 このとき共振コイル29に図3の直流電圧Eが印加され
ており、IQD1=IQD2は増加する。時刻t3〜t
4では第1のスイッチング素子28は遮断、第2のスイ
ッチング素子32は導通しており、共振コイル29、共
振コンデンサ30の共振状態となって、VQD1は共振
的に増加、ピークに達した後、再び零に達する。IQD
2は零に達した後、負に振動する。時刻t4で第1のス
イッチング素子28が導通し、最初の時刻t0の状態に
もどり、発振が持続する。
From time t2 to time t3, both the first switching element 28 and the second switching element 32 are conductive. At this time, the DC voltage E shown in FIG. 3 is applied to the resonant coil 29, and IQD1=IQD2 increases. Time t3-t
4, the first switching element 28 is cut off, the second switching element 32 is conductive, the resonant coil 29 and the resonant capacitor 30 are in a resonant state, and VQD1 increases resonantly and reaches its peak. It reaches zero again. IQD
2 oscillates negatively after reaching zero. At time t4, the first switching element 28 becomes conductive, returning to the initial state at time t0, and oscillation continues.

【0030】以上の動作で、第1のスイッチング素子は
電圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイ
ッチングしており、第2のスイッチング素子は電流零で
ターンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングし
ているので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、
低ノイズである。
In the above operation, the first switching element is turned on and turned off at zero voltage, ie, performs zero voltage switching, and the second switching element is turned on and turned off at zero current, ie, performs zero current switching. Switching element responsibility is small, low loss,
Low noise.

【0031】図4のTONを変化させると直流電源24
から高周波インバータに供給される電力すなわち高周波
インバータの出力を可変させることができる。このとき
、TONの増加に応じてTOFFを減少させる方向に制
御して、周期T0を一定に保つ。従って、動作周波数1
/T0を一定に保ったまま、出力を可変することができ
る。
When TON in FIG. 4 is changed, the DC power supply 24
The power supplied to the high frequency inverter from the high frequency inverter, that is, the output of the high frequency inverter can be varied. At this time, the cycle T0 is kept constant by controlling TOFF to decrease in accordance with the increase in TON. Therefore, the operating frequency 1
The output can be varied while keeping /T0 constant.

【0032】図3の構成の場合、第2のスイッチング素
子32に逆導通スイッチング素子を適用しているので、
図4の時刻t3〜t4でIQD2が零に達したところで
電流を遮断することができず逆並列ダイオードD2が自
然に導通してしまう。従って、図2のTOFF2に相当
する自由に設定できる期間がないので、図1の高周波イ
ンバータよりもやや制御の自由度が少ない。しかし、図
3の構成では第2のスイッチング素子を構成する部品が
少ないため安価で信頼性が高い。
In the case of the configuration shown in FIG. 3, since a reverse conduction switching element is used as the second switching element 32,
When IQD2 reaches zero between times t3 and t4 in FIG. 4, the current cannot be cut off and the anti-parallel diode D2 naturally becomes conductive. Therefore, since there is no freely settable period corresponding to TOFF2 in FIG. 2, the degree of freedom in control is slightly lower than in the high frequency inverter in FIG. 1. However, in the configuration of FIG. 3, the number of components constituting the second switching element is small, so it is inexpensive and highly reliable.

【0033】図5は第3の発明の制御回路の動作波形を
示し、Q1、Q2は図3のトランジスタQ1、Q2の導
通(ON)、遮断(OFF)を示す。制御回路は、前記
第1のスイッチング素子28及び前記第2のスイッチン
グ素子32の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッ
チング素子28の逆導通期間のはじまりt0から前記第
2のスイッチング素子のターンオンt2までの間にトラ
ンジスタQ1をターンオンさせる。また、前記第2のス
イッチング素子の逆導通期間t5〜t4中に第2のスイ
ッチング素子をターンオフさせる。前記第1のスイッチ
ング素子28の逆導通期間の検出は、第1のスイッチン
グ素子28にカレントトランスや微小抵抗を挿入して電
流IQD1を検出すれば容易に行うことができる他、第
1のスイッチング素子28の電圧VQD1の零点を検出
してもよい。また、前記第2のスイッチング素子32の
逆導通期間の検出は、第2のスイッチング素子32にカ
レントトランスや微小抵抗を挿入して電流IQD2を検
出すれば容易に行うことができる他、前記第1のスイッ
チング素子28の電圧VQD1のピーク点(dVDQ1
/dt=0)を検出してもよい。このように制御するこ
とによって、電源の急変、インバータの起動時などにも
確実に必要なスイッチングタイミングを維持できる。
FIG. 5 shows operating waveforms of the control circuit of the third invention, and Q1 and Q2 indicate conduction (ON) and cutoff (OFF) of the transistors Q1 and Q2 of FIG. The control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element 28 and the second switching element 32, and starts the reverse conduction period of the first switching element 28 from t0 to the time of the second switching element 32. The transistor Q1 is turned on until turn-on t2. Further, the second switching element is turned off during the reverse conduction period t5 to t4 of the second switching element. The reverse conduction period of the first switching element 28 can be easily detected by inserting a current transformer or a microresistance into the first switching element 28 and detecting the current IQD1. 28 zero points of the voltage VQD1 may be detected. Further, the reverse conduction period of the second switching element 32 can be easily detected by inserting a current transformer or a microresistance into the second switching element 32 and detecting the current IQD2. The peak point of the voltage VQD1 of the switching element 28 (dVDQ1
/dt=0) may be detected. By controlling in this manner, the necessary switching timing can be reliably maintained even when the power supply suddenly changes or when the inverter starts up.

【0034】図6は第4の発明の高周波インバータの構
成を示し、33は交流電源34に接続された整流スタッ
ク35、これに接続された平滑コンデンサ36より成る
直流電源、37はトランジスタQ1、逆並列ダイオード
D1より成る第1のスイッチング素子で、逆導通スイッ
チング素子である。38は共振コイル、39は共振コン
デンサ、40は制御回路である。41は第2のスイッチ
ング素子で、トランジスタQ2、逆並列ダイオードD2
より成る逆導通スイッチング素子である。前記第1のス
イッチング素子と前記第2のスイッチング素子は逆の導
通方向となるように接続している。
FIG. 6 shows the configuration of a high frequency inverter according to the fourth invention, in which 33 is a rectifier stack 35 connected to an AC power supply 34, a DC power supply consisting of a smoothing capacitor 36 connected to this, 37 is a transistor Q1, and an inverse A first switching element consisting of a parallel diode D1, which is a reverse conduction switching element. 38 is a resonant coil, 39 is a resonant capacitor, and 40 is a control circuit. 41 is a second switching element, which includes a transistor Q2 and an anti-parallel diode D2.
This is a reverse conduction switching element consisting of. The first switching element and the second switching element are connected in opposite conduction directions.

【0035】図7は図6の高周波インバータの動作波形
を示し、IQD1は図6の第1のスイッチング素子37
の電流、VQD1は第1のスイッチング素子37の両端
の電圧である。QD1は制御回路40によって制御され
る第1のスイッチング素子37の導通・遮断を示す。I
QD2は図6の第2のスイッチング素子41の電流、V
QD2は第2のスイッチング素子41の両端の電圧であ
る。QD2は制御回路40によって制御される第2のス
イッチング素子41の導通・遮断を示す。
FIG. 7 shows operating waveforms of the high frequency inverter of FIG. 6, and IQD1 is the first switching element 37 of FIG.
The current VQD1 is the voltage across the first switching element 37. QD1 indicates conduction/cutoff of the first switching element 37 controlled by the control circuit 40. I
QD2 is the current of the second switching element 41 in FIG. 6, V
QD2 is the voltage across the second switching element 41. QD2 indicates conduction/cutoff of the second switching element 41 controlled by the control circuit 40.

【0036】時刻t0〜t1〜t2では第1のスイッチ
ング素子37、第2のスイッチング素子41共、導通し
ている。このとき共振コイル38に図6の直流電圧Eが
印加されており、IQD1=−IQD2は増加して時刻
t1で零に達する。
From time t0 to time t1 to time t2, both the first switching element 37 and the second switching element 41 are conductive. At this time, the DC voltage E shown in FIG. 6 is applied to the resonant coil 38, and IQD1=-IQD2 increases and reaches zero at time t1.

【0037】時刻t2〜t3では第1のスイッチング素
子37は遮断、第2のスイッチング素子41は導通して
おり、共振コイル38、共振コンデンサ39の共振状態
となって、VQD1は共振的に増加、ピーク値VPに達
する。 このときIQD1は零に達する。  時刻t3〜t4で
は第2のスイッチング素子41は遮断しており、IQD
1、IQD2共、零になる。従って共振コンデンサ29
の電圧が維持され、VQD1=VP、VQD2=VP−
Eに維持される。容易に分かるようにこの、IQD1=
0、IQD2=0、VQD1=VP、VQD2=VP−
Eの状態は図7の遮断期間TOFFの大きさに関わらず
保持される。従ってTOFFは自由に設定することがで
きる。
From time t2 to t3, the first switching element 37 is cut off, the second switching element 41 is conductive, the resonant coil 38 and the resonant capacitor 39 are in a resonant state, and VQD1 increases resonantly. The peak value VP is reached. At this time, IQD1 reaches zero. From time t3 to t4, the second switching element 41 is cut off, and the IQD
1 and IQD2 both become zero. Therefore, the resonant capacitor 29
voltage is maintained, VQD1=VP, VQD2=VP-
maintained at E. As you can easily see, this IQD1=
0, IQD2=0, VQD1=VP, VQD2=VP-
The state E is maintained regardless of the magnitude of the cutoff period TOFF in FIG. Therefore, TOFF can be set freely.

【0038】時刻t4〜t5では、第1のスイッチング
素子37が遮断、第2のスイッチング素子41が導通し
ており、共振コイル38、共振コンデンサ39の共振状
態となって、VQD1は共振的に減少、零に達する。I
QD2は正に振動する。時刻t5で第1のスイッチング
素子37が導通し、最初の時刻t0の状態にもどり発振
が持続する。
[0038] From time t4 to t5, the first switching element 37 is cut off and the second switching element 41 is conductive, so that the resonant coil 38 and the resonant capacitor 39 are in a resonant state, and VQD1 decreases resonantly. , reaches zero. I
QD2 vibrates positively. At time t5, the first switching element 37 becomes conductive, returning to the initial state at time t0, and oscillation continues.

【0039】以上の動作で、第1のスイッチング素子は
電圧零でターンオン、ターンオフ、すなわち零電圧スイ
ッチングしており、第2のスイッチング素子は電流零で
ターンオン、ターンオフすなわち零電流スイッチングし
ているので、スイッチング素子責務が小さく、低損失、
低ノイズである。
In the above operation, the first switching element turns on and turns off at zero voltage, that is, performs zero voltage switching, and the second switching element turns on and turns off at zero current, that is, performs zero current switching. Switching element responsibility is small, low loss,
Low noise.

【0040】図7のTONを変化させると直流電源33
から高周波インバータに供給される電力すなわち高周波
インバータの出力を可変させることができる。このとき
、TONの増加に応じてTOFFを減少させる方向に制
御して、周期T0を一定に保つ。従って、動作周波数1
/T0を一定に保ったまま、出力を可変することができ
る。
When TON in FIG. 7 is changed, the DC power supply 33
The power supplied to the high frequency inverter from the high frequency inverter, that is, the output of the high frequency inverter can be varied. At this time, the cycle T0 is kept constant by controlling TOFF to decrease in accordance with the increase in TON. Therefore, the operating frequency 1
The output can be varied while keeping /T0 constant.

【0041】図6の構成の場合、第2のスイッチング素
子41に逆導通スイッチング素子を適用しているので、
図4の時刻t1でIQD2が零に達したところで電流を
遮断することができず逆並列ダイオードD2が自然に導
通してしまう。従って図2のTOFF1に相当する自由
に設定できる期間がないので、図1の高周波インバータ
よりもやや制御の自由度が少ない。しかし、図6の構成
では第2のスイッチング素子を構成する部品が少ないた
め安価で信頼性が高い。さらに図3の高周波インバータ
に比して第2のスイッチング素子を構成するトランジス
タQ2のエミッタが直流電源36の出力に直接接続され
るので、エミッタ電位が安定している。従ってQ2の駆
動が容易である。
In the configuration shown in FIG. 6, since a reverse conduction switching element is used as the second switching element 41,
When IQD2 reaches zero at time t1 in FIG. 4, the current cannot be cut off and the anti-parallel diode D2 naturally becomes conductive. Therefore, since there is no freely settable period corresponding to TOFF1 in FIG. 2, the degree of freedom in control is slightly lower than in the high frequency inverter in FIG. However, in the configuration of FIG. 6, the number of components constituting the second switching element is small, so it is inexpensive and highly reliable. Furthermore, compared to the high frequency inverter of FIG. 3, the emitter of the transistor Q2 constituting the second switching element is directly connected to the output of the DC power supply 36, so the emitter potential is stable. Therefore, driving Q2 is easy.

【0042】図8は第5の発明の制御回路の動作波形を
示し、Q1、Q2は図6のトランジスタQ1、Q2の導
通(ON)、遮断(OFF)を示す。制御回路は、前記
第1のスイッチング素子37及び前記第2のスイッチン
グ素子41の逆導通期間を検出して、前記第1のスイッ
チング素子37の逆導通期間t0〜t1にトランジスタ
Q1をターンオンさせる。また、前記第2のスイッチン
グ素子の逆導通期間t1〜t2〜t3にトランジスタQ
2をターンオフさせる。前記第1のスイッチング素子3
7の逆導通期間の検出は、第1のスイッチング素子37
にカレントトランスや微小抵抗を挿入して電流IQD1
を検出すれば容易に行うことができる他、第1のスイッ
チング素子37の電圧VQD1の零点を検出してもよい
。また、前記第2のスイッチング素子41の逆導通期間
の検出は、第2のスイッチング素子41にカレントトラ
ンスや微小抵抗を挿入して電流IQD2を検出すれば容
易に行うことができる他、前記第1のスイッチング素子
37にカレントトランスや微小抵抗を挿入して電流IQ
D1を検出してもよい。このように制御することによっ
て、電源の急変、インバータの起動時などにも確実に必
要なスイッチングタイミングを維持できる。
FIG. 8 shows operating waveforms of the control circuit of the fifth invention, and Q1 and Q2 indicate conduction (ON) and cutoff (OFF) of the transistors Q1 and Q2 of FIG. 6. The control circuit detects the reverse conduction period of the first switching element 37 and the second switching element 41, and turns on the transistor Q1 during the reverse conduction period of the first switching element 37 from t0 to t1. Also, during the reverse conduction period t1 to t2 to t3 of the second switching element, the transistor Q
Turn off 2. the first switching element 3
7, the detection of the reverse conduction period is performed by the first switching element 37.
Insert a current transformer or microresistance into the current IQD1
This can be easily done by detecting the zero point of the voltage VQD1 of the first switching element 37. Further, the reverse conduction period of the second switching element 41 can be easily detected by inserting a current transformer or a microresistance into the second switching element 41 and detecting the current IQD2. By inserting a current transformer or a microresistance into the switching element 37, the current IQ
D1 may also be detected. By controlling in this manner, the necessary switching timing can be reliably maintained even when the power supply suddenly changes or when the inverter starts up.

【0043】なお、図1、図3、図6の実施例では第1
のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子をバイ
ポーラトランジスタと逆並列ダイオードで説明したが、
MOSFET、IGBT、SIT、SIサイリスタ、G
TOサイリスタなど、自己ターンオフ素子であればどの
ようなスイッチング素子で構成してもよく、第2のスイ
ッチング素子では、零電流スイッチングになっているの
でサイリスタなど転流ターンオフ素子で構成してもよい
。また直流電源は交流電源と整流スタック、平滑コンデ
ンサで構成したが、平滑コンデンサは高周波フィルタ機
能程度の大きさで脈流電源(不平滑電源)でもまた電池
でもよい。さらに共振コンデンサは加熱コイルと第2の
スイッチング素子の直列回路に並列接続したが、第1の
スイッチング素子に並列接続してもよく、また加熱コイ
ルと第2のスイッチング素子の直列回路、及び第1のス
イッチング素子にそれぞれ1つづつ並列接続してもよい
Note that in the embodiments shown in FIGS. 1, 3, and 6, the first
The switching element and the second switching element were explained using a bipolar transistor and an anti-parallel diode, but
MOSFET, IGBT, SIT, SI thyristor, G
Any switching element may be used as long as it is a self-turn-off element such as a TO thyristor, and since the second switching element performs zero-current switching, it may be composed of a commutating turn-off element such as a thyristor. Further, the DC power supply is composed of an AC power supply, a rectifier stack, and a smoothing capacitor, but the smoothing capacitor has a size similar to that of a high-frequency filter and may be a pulsating current power supply (unsmoothed power supply) or a battery. Furthermore, although the resonant capacitor is connected in parallel to the series circuit of the heating coil and the second switching element, it may also be connected in parallel to the first switching element, and the resonant capacitor may be connected in parallel to the series circuit of the heating coil and the second switching element, and One switching element may be connected in parallel to each of the switching elements.

【0044】[0044]

【発明の効果】以上の実施例より明らかなように、第1
の発明の高周波インバータは一定周波数で電力可変を容
易に行うことができるので、干渉雑音、高価なフィルタ
などの問題を解決して、高品位かつ安価な電磁調理器、
誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現することがで
きる。
[Effect of the invention] As is clear from the above embodiments, the first
The high-frequency inverter invented by can easily vary the power at a constant frequency, solving problems such as interference noise and expensive filters, and producing high-quality and inexpensive induction cookers.
It is possible to realize induction heating rice cookers, microwave ovens, etc.

【0045】第2の発明の高周波インバータは一定周波
数で電力可変を、第1の発明よりもさらに簡単な構成で
実現することができるので、高品位かつさらに安価な電
磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現す
ることができる。
[0045] The high-frequency inverter of the second invention can realize variable power at a constant frequency with a simpler configuration than the first invention, so it can be used for high-quality and cheaper electromagnetic cookers and induction heating rice cookers. It is possible to realize a container, a microwave oven, etc.

【0046】第3の発明の高周波インバータは、第2の
発明よりも電源急変や起動時に安定な動作を実現するこ
とができるので、高品位かつ安価で信頼性の高い電磁調
理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現するこ
とができる。
The high-frequency inverter of the third invention can realize more stable operation during sudden changes in power supply or startup than the second invention, so it can be used in high-quality, inexpensive, and reliable electromagnetic cookers, induction heating type It can be used as a rice cooker, microwave oven, etc.

【0047】第4の発明の高周波インバータは、第2の
スイッチング素子の駆動を、第2の発明よりも安定かつ
簡単に行うことができるので、高品位かつさらに安価で
信頼性の高い電磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レン
ジなどを実現することができる。
[0047] The high-frequency inverter of the fourth invention can drive the second switching element more stably and easily than the second invention, so that a high-quality, cheaper, and more reliable electromagnetic cooker can be obtained. , induction heating rice cookers, microwave ovens, etc.

【0048】第5の発明の高周波インバータは、第4の
発明よりも電源急変や起動時に安定な動作を実現するこ
とができるので、高品位かつ安価でさらに信頼性の高い
電磁調理器、誘導加熱式炊飯器、電子レンジなどを実現
することができる。
The high-frequency inverter of the fifth invention can achieve more stable operation during sudden power changes or startup than the fourth invention, so it can be used in high-quality, inexpensive, and more reliable electromagnetic cookers and induction heating. It is possible to realize rice cookers, microwave ovens, etc.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

【図1】第1の発明の一実施例を示す回路構成図[Fig. 1] A circuit configuration diagram showing an embodiment of the first invention.

【図2
】図1の一実施例の動作を説明する動作波形図
[Figure 2
] An operation waveform diagram explaining the operation of the embodiment shown in FIG.

【図3】
第2の発明の一実施例を示す回路構成図
[Figure 3]
Circuit configuration diagram showing an embodiment of the second invention

【図4】図3の
一実施例の動作を説明する動作波形図
FIG. 4 is an operation waveform diagram explaining the operation of one embodiment of FIG. 3;

【図5】第3の発
明の制御回路を示す動作波形図
[Fig. 5] Operation waveform diagram showing the control circuit of the third invention

【図6】第4の発明の一
実施例を示す回路構成図
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the fourth invention.

【図7】図6の一実施例の動作
を説明する動作波形図
FIG. 7 is an operation waveform diagram explaining the operation of the embodiment in FIG. 6;

【図8】第5の発明の制御回路を
示す動作波形図
[Fig. 8] Operation waveform diagram showing the control circuit of the fifth invention

【図9】従来例を示す回路構成図[Figure 9] Circuit configuration diagram showing a conventional example

【図10】図9の従来例の動作を説明する動作波形図[Fig. 10] Operation waveform diagram explaining the operation of the conventional example shown in Fig. 9.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11、24、33  直流電源 15、28、37  第1のスイッチング素子16、2
9、38  共振コイル 17、30、39  共振コンデンサ 18、31、40  制御回路
11, 24, 33 DC power supply 15, 28, 37 First switching element 16, 2
9, 38 Resonance coil 17, 30, 39 Resonance capacitor 18, 31, 40 Control circuit

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】直流電源に接続した第1のスイッチング素
子と、前記第1のスイッチング素子と前記直流電源の間
に接続した共振コイルと第2のスイッチング素子の直列
回路と、前記直列回路または第1のスイッチング素子に
並列に接続した共振コンデンサと、前記第1のスイッチ
ング素子及び第2のスイッチング素子に接続した制御回
路とを有し、前記第1のスイッチング素子は逆導通スイ
ッチング素子、前記第2のスイッチング素子は双方向ス
イッチング素子を適用した高周波インバータ。
1. A first switching element connected to a DC power source; a series circuit of a resonant coil and a second switching element connected between the first switching element and the DC power source; a resonant capacitor connected in parallel to the first switching element and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element, wherein the first switching element is a reverse conducting switching element and the second switching element is connected to the second switching element. The switching element is a high frequency inverter that uses bidirectional switching elements.
【請求項2】直流電源に接続した第1のスイッチング素
子と、前記第1のスイッチング素子と前記直流電源の間
に接続した共振コイルと第2のスイッチング素子の直列
回路と、前記直列回路または第1のスイッチング素子に
並列に接続した共振コンデンサと、前記第1のスイッチ
ング素子及び第2のスイッチング素子に接続した制御回
路を有し、前記第1のスイッチング素子及び前記第2の
スイッチング素子は逆導通スイッチング素子を適用し、
前記第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子
は同じ導通方向となるように接続した高周波インバータ
2. A first switching element connected to a DC power supply, a series circuit of a resonant coil and a second switching element connected between the first switching element and the DC power supply, and a first switching element connected to the first switching element and the second switching element; a resonant capacitor connected in parallel to the first switching element and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element, the first switching element and the second switching element having reverse conduction. Applying switching elements,
A high frequency inverter in which the first switching element and the second switching element are connected in the same conduction direction.
【請求項3】制御回路は、第1のスイッチング素子、第
2のスイッチング素子の逆導通期間を検出して、前記第
1のスイッチング素子の逆導通期間中から前記第2のス
イッチング素子のターンオンまでの間に第1のスイッチ
ング素子をターンオンさせ、前記第2のスイッチング素
子の逆導通期間中に第2のスイッチング素子をターンオ
フさせる請求項2記載の高周波インバータ。
3. The control circuit detects a reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and detects the reverse conduction period of the first switching element until the turn-on of the second switching element. 3. The high frequency inverter according to claim 2, wherein the first switching element is turned on during the reverse conduction period of the second switching element, and the second switching element is turned off during the reverse conduction period of the second switching element.
【請求項4】直流電源に接続した第1のスイッチング素
子と、前記第1のスイッチング素子と前記直流電源の間
に接続した共振コイルと第2のスイッチング素子の直列
回路と、前記直列回路または第1のスイッチング素子に
並列に接続した共振コンデンサと、前記第1のスイッチ
ング素子及び第2のスイッチング素子に接続した制御回
路とを有し、前記第1のスイッチング素子及び前記第2
のスイッチング素子は逆導通スイッチング素子を適用し
、前記第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素
子は逆の導通方向となるように接続した高周波インバー
タ。
4. A first switching element connected to a DC power supply, a series circuit of a resonant coil and a second switching element connected between the first switching element and the DC power supply, and a first switching element connected to the first switching element and the DC power supply; a resonant capacitor connected in parallel to the first switching element and a control circuit connected to the first switching element and the second switching element;
The switching element is a reverse conduction switching element, and the first switching element and the second switching element are connected in opposite conduction directions.
【請求項5】制御回路は、第1のスイッチング素子、第
2のスイッチング素子の逆導通期間を検出して、前記第
1のスイッチング素子の逆導通期間中に第1のスイッチ
ング素子をターンオンさせ、前記第2のスイッチング素
子の逆導通期間中に第2のスイッチング素子をターンオ
フさせる請求項4記載の高周波インバータ。
5. The control circuit detects a reverse conduction period of the first switching element and the second switching element, and turns on the first switching element during the reverse conduction period of the first switching element, The high frequency inverter according to claim 4, wherein the second switching element is turned off during a reverse conduction period of the second switching element.
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