JPH04270968A - 電力変換回路 - Google Patents
電力変換回路Info
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- JPH04270968A JPH04270968A JP3305491A JP3305491A JPH04270968A JP H04270968 A JPH04270968 A JP H04270968A JP 3305491 A JP3305491 A JP 3305491A JP 3305491 A JP3305491 A JP 3305491A JP H04270968 A JPH04270968 A JP H04270968A
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract description 18
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 102220007331 rs111033633 Human genes 0.000 description 1
- 102220067365 rs143592561 Human genes 0.000 description 1
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、測定電流は電圧に変換
されてスイッチを介して演算増幅器の入力端に印加され
測定電圧はこれに比例するパルス幅変調信号に変換され
、これにより先のスイッチを開閉して測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、特に
入力信号の基本波成分とこれより低い周波数成分のノイ
ズを簡単な構成で除去するように改良した電力変換回路
に関する。
されてスイッチを介して演算増幅器の入力端に印加され
測定電圧はこれに比例するパルス幅変調信号に変換され
、これにより先のスイッチを開閉して測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、特に
入力信号の基本波成分とこれより低い周波数成分のノイ
ズを簡単な構成で除去するように改良した電力変換回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のこの種の電力変換回路の構
成を示すブロック図である。１０は入力回路、１１はス
イッチング回路、１２はパルス幅変調回路、１３は出力
回路をそれぞれ示している。
成を示すブロック図である。１０は入力回路、１１はス
イッチング回路、１２はパルス幅変調回路、１３は出力
回路をそれぞれ示している。
【０００３】交流の測定電流Ｉｉ は入力端子Ｔ１、Ｔ
２の間に印加され、測定電流Ｉｉ はこれ等の入力端子
Ｔ１、Ｔ２に接続された電流変成器ＣＴ１の１次巻線に
流される。電流変成器ＣＴ１の２次巻線には抵抗Ｒ１が
接続されこの抵抗Ｒ１の両端には測定電流Ｉｉ に比例
する電圧Ｖ１が発生する。電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２を介して
スイッチング回路１１のスイッチＳＷ１の入力端に印加
される。
２の間に印加され、測定電流Ｉｉ はこれ等の入力端子
Ｔ１、Ｔ２に接続された電流変成器ＣＴ１の１次巻線に
流される。電流変成器ＣＴ１の２次巻線には抵抗Ｒ１が
接続されこの抵抗Ｒ１の両端には測定電流Ｉｉ に比例
する電圧Ｖ１が発生する。電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２を介して
スイッチング回路１１のスイッチＳＷ１の入力端に印加
される。
【０００４】抵抗Ｒ１の両端に接続されたコンデンサＣ
１はノイズ除去用であり、抵抗Ｒ２と共通電位点ＣＯＭ
との間に互いに逆極性で接続されたダイオ−ドＤ１、Ｄ
２は保護用のダイオ−ドである。
１はノイズ除去用であり、抵抗Ｒ２と共通電位点ＣＯＭ
との間に互いに逆極性で接続されたダイオ−ドＤ１、Ｄ
２は保護用のダイオ−ドである。
【０００５】交流の測定電圧Ｖｉは入力端子Ｔ３、Ｔ４
の間に印加され、測定電圧Ｖｉ は抵抗Ｒ３を介して電
流変成器ＣＴ２の１次巻線に流される。この抵抗Ｒ３は
測定電圧Ｖｉ を電流に変換するための抵抗である。変
換された電流は電流変成器ＣＴ２で電流変成され、その
２次電流を演算増幅器Ｑ１に流して電圧Ｖ２に変換して
いる。
の間に印加され、測定電圧Ｖｉ は抵抗Ｒ３を介して電
流変成器ＣＴ２の１次巻線に流される。この抵抗Ｒ３は
測定電圧Ｖｉ を電流に変換するための抵抗である。変
換された電流は電流変成器ＣＴ２で電流変成され、その
２次電流を演算増幅器Ｑ１に流して電圧Ｖ２に変換して
いる。
【０００６】演算増幅器Ｑ１の反転入力端（−）と非反
転入力端（＋）との間には保護用のダイオ−ドＤ３、Ｄ
４が、反転入力端（−）と出力端との間には抵抗Ｒ４と
コンデンサＣ２で構成された周波数特性補償用の直列回
路とこれに並列に接続された抵抗Ｒ５が接続されている
。
転入力端（＋）との間には保護用のダイオ−ドＤ３、Ｄ
４が、反転入力端（−）と出力端との間には抵抗Ｒ４と
コンデンサＣ２で構成された周波数特性補償用の直列回
路とこれに並列に接続された抵抗Ｒ５が接続されている
。
【０００７】パルス幅変換回路１２ではこの電圧Ｖ２に
比例するデュ−テイを持つパルス幅変調信号ＰＷＭに変
換してスイッチＳＷ１の開閉を制御する。このパルス幅
変調信号ＰＷＭは電圧Ｖ２がゼロのときはデュ−テイが
１／２であり、電圧Ｖ２が増加するにしたがって変調を
受けるが１周期平均では１／２のデュ−テイとなってい
る。
比例するデュ−テイを持つパルス幅変調信号ＰＷＭに変
換してスイッチＳＷ１の開閉を制御する。このパルス幅
変調信号ＰＷＭは電圧Ｖ２がゼロのときはデュ−テイが
１／２であり、電圧Ｖ２が増加するにしたがって変調を
受けるが１周期平均では１／２のデュ−テイとなってい
る。
【０００８】１３は出力回路であり、演算増幅器Ｑ２、
抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３などから構成されている。反
転入力端（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増
幅器Ｑ２の反転入力端（−）は、スイッチＳＷ１の出力
端に接続されると共に出力端との間に抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ３との並列回路が接続されアクテイブフイルタを
構成している。この出力端Ｔ５に測定電力ＰＭ１が得ら
れる。
抵抗Ｒ６、コンデンサＣ３などから構成されている。反
転入力端（＋）が共通電位点ＣＯＭに接続された演算増
幅器Ｑ２の反転入力端（−）は、スイッチＳＷ１の出力
端に接続されると共に出力端との間に抵抗Ｒ６とコンデ
ンサＣ３との並列回路が接続されアクテイブフイルタを
構成している。この出力端Ｔ５に測定電力ＰＭ１が得ら
れる。
【０００９】以上の構成により、測定電圧Ｖｉ はパル
ス幅変調回路１２でパルス幅変調信号ＰＷＭに変換され
このデユ−テイによりスイッチＳＷ１が制御されて測定
電流Ｉｉ がオン／オフされるので、演算増幅器Ｑ２の
出力端には測定電圧Ｖｉ と測定電流Ｉｉ によって決
定される電力ＰＭ１が得られる。
ス幅変調回路１２でパルス幅変調信号ＰＷＭに変換され
このデユ−テイによりスイッチＳＷ１が制御されて測定
電流Ｉｉ がオン／オフされるので、演算増幅器Ｑ２の
出力端には測定電圧Ｖｉ と測定電流Ｉｉ によって決
定される電力ＰＭ１が得られる。
【００１０】しかしながら、以上のような電力変換回路
は、測定電流Ｉｉ の中に通常の周波数成分としてノイ
ズが重畳される場合は、平滑用のコンデンサＣ３によっ
て除去可能であるが、超低周波成分のノイズが重畳され
ている場合には、コンデンサＣ３のリアクタンスが大き
くなるので、その除去が不足状態となり、電力ＰＭ１の
変動となって現れる。しかし、この場合でも、測定電圧
或いは測定電流の一方に異なる周波数成分のノイズが入
っていても出力の変動としては現れるが、有効な電力と
はならないので、電力誤差とはならない。
は、測定電流Ｉｉ の中に通常の周波数成分としてノイ
ズが重畳される場合は、平滑用のコンデンサＣ３によっ
て除去可能であるが、超低周波成分のノイズが重畳され
ている場合には、コンデンサＣ３のリアクタンスが大き
くなるので、その除去が不足状態となり、電力ＰＭ１の
変動となって現れる。しかし、この場合でも、測定電圧
或いは測定電流の一方に異なる周波数成分のノイズが入
っていても出力の変動としては現れるが、有効な電力と
はならないので、電力誤差とはならない。
【００１１】そこで、図４に示すような電力変換回路が
用いられる。電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２とスイッチＳＷ１を介
して演算増幅器Ｑ２に印加され、そのスイッチＳＷ１は
パルス幅信号ＰＷＭがインバ−タＱ３を介して印加され
ている。ここまでは基本的に図３に示す該当回路とほぼ
同様である。図４ではさらに電圧Ｖ１を反転増幅器Ｑ４
、抵抗Ｒ７、スイッチＳＷ２を介して得た電圧を演算増
幅器Ｑ２の入力端に加算している。この場合のスイッチ
ＳＷ２はスイッチＳＷ１とは逆極性でオン／オフするよ
うにインバ−タＱ５を介して制御される。
用いられる。電圧Ｖ１は抵抗Ｒ２とスイッチＳＷ１を介
して演算増幅器Ｑ２に印加され、そのスイッチＳＷ１は
パルス幅信号ＰＷＭがインバ−タＱ３を介して印加され
ている。ここまでは基本的に図３に示す該当回路とほぼ
同様である。図４ではさらに電圧Ｖ１を反転増幅器Ｑ４
、抵抗Ｒ７、スイッチＳＷ２を介して得た電圧を演算増
幅器Ｑ２の入力端に加算している。この場合のスイッチ
ＳＷ２はスイッチＳＷ１とは逆極性でオン／オフするよ
うにインバ−タＱ５を介して制御される。
【００１２】したがって、図４に示すような電力変換回
路では、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉＡ とこれに対
してスイッチＳＷ２に流れる電流ｉＡ を反転した電流
ｉＡ とを加算して演算増幅器Ｑ２の入力端に印加する
ように構成しているので、演算増幅器Ｑ２の出力端Ｔ５
に得られる電力ＰＭ２には、超低周波成分のノイズが互
いに打ち消されて出力に現れない。
路では、スイッチＳＷ１に流れる電流ｉＡ とこれに対
してスイッチＳＷ２に流れる電流ｉＡ を反転した電流
ｉＡ とを加算して演算増幅器Ｑ２の入力端に印加する
ように構成しているので、演算増幅器Ｑ２の出力端Ｔ５
に得られる電力ＰＭ２には、超低周波成分のノイズが互
いに打ち消されて出力に現れない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような電力変換回路は、超低周波のノイズを除去するた
めに２個のスイッチ素子とこれに関連する回路を必要と
するので、高密度回路を実現して小形化を図る上で問題
があり、特にこのような電力変換回路を多数用いるマル
チトランスデュ−サを実現するためには障害となる。
ような電力変換回路は、超低周波のノイズを除去するた
めに２個のスイッチ素子とこれに関連する回路を必要と
するので、高密度回路を実現して小形化を図る上で問題
があり、特にこのような電力変換回路を多数用いるマル
チトランスデュ−サを実現するためには障害となる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するため、測定電流は第１電圧に変換されてスイッ
チを介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧は
これに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれによ
り先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、先の
第１電圧が入力されこれとは逆極性でかつ第１電圧の１
／２の大きさの補償信号を演算しこの補償信号を先の演
算増幅器の入力端に加算する補償手段を具備するように
したものである。
解決するため、測定電流は第１電圧に変換されてスイッ
チを介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧は
これに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれによ
り先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、先の
第１電圧が入力されこれとは逆極性でかつ第１電圧の１
／２の大きさの補償信号を演算しこの補償信号を先の演
算増幅器の入力端に加算する補償手段を具備するように
したものである。
【００１５】
【作 用】測定電流は第１電圧に変換されてスイッチ
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電圧
に比例する電力に変換してこの電力を出力する。この場
合に、補償手段により先の第１電圧とは逆極性でかつこ
の第１電圧の１／２の大きさの補償信号を演算し、この
補償信号を先の演算増幅器の入力端に加算する。
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電圧
に比例する電力に変換してこの電力を出力する。この場
合に、補償手段により先の第１電圧とは逆極性でかつこ
の第１電圧の１／２の大きさの補償信号を演算し、この
補償信号を先の演算増幅器の入力端に加算する。
【００１６】このようにすることにより、超低周波のノ
イズが測定電流に重畳しても１個のスイッチを用いるだ
けでこのノイズを除去することができ、小形化を実現す
る上でその寄与の効果が大きい。特に、この様な電力変
換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サを実現する
上で効果がある。
イズが測定電流に重畳しても１個のスイッチを用いるだ
けでこのノイズを除去することができ、小形化を実現す
る上でその寄与の効果が大きい。特に、この様な電力変
換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サを実現する
上で効果がある。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示す回路図で
ある。なお、図３、図４に示す従来の電力変換回路と同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にそ
の説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示す回路図で
ある。なお、図３、図４に示す従来の電力変換回路と同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にそ
の説明を省略する。
【００１８】測定電流Ｉｉ を電圧に変換した電圧Ｖ１
は、抵抗Ｒ２を介してスイッチＳＷ１の入力端に印加さ
れ、その出力端に現れた電圧Ｖ２は演算増幅器Ｑ２の入
力端に印加されているが、このスイッチＳＷ１は測定電
圧Ｖｉ がパルス幅変調信号ＰＷＭに変換されてこのデ
ュ−テイにより開閉されるので、これによりその出力端
には測定電流Ｉｉ と測定電圧Ｖｉとの積、つまりこれ
等の測定電力に対応する電圧Ｖ２が得られることとなる
。
は、抵抗Ｒ２を介してスイッチＳＷ１の入力端に印加さ
れ、その出力端に現れた電圧Ｖ２は演算増幅器Ｑ２の入
力端に印加されているが、このスイッチＳＷ１は測定電
圧Ｖｉ がパルス幅変調信号ＰＷＭに変換されてこのデ
ュ−テイにより開閉されるので、これによりその出力端
には測定電流Ｉｉ と測定電圧Ｖｉとの積、つまりこれ
等の測定電力に対応する電圧Ｖ２が得られることとなる
。
【００１９】この場合のパルス幅変調信号ＰＷＭは、測
定電圧Ｖｉ がゼロのときはデュテイが５０％でオン／
オフしており、測定電圧Ｖｉ が増加するにしたがって
変化するが、このデュテイは測定電圧Ｖｉ の１周期の
平均では約５０％となっている。
定電圧Ｖｉ がゼロのときはデュテイが５０％でオン／
オフしており、測定電圧Ｖｉ が増加するにしたがって
変化するが、このデュテイは測定電圧Ｖｉ の１周期の
平均では約５０％となっている。
【００２０】抵抗Ｒ８、Ｒ９、演算増幅器Ｑ５で反転増
幅回路ＩＮＡが構成されている。そして、電圧Ｖ１はこ
の反転増幅回路ＩＮＡにより増幅度１で反転増幅され、
その出力電圧−（Ｖ１）は抵抗Ｒ１０を介して演算増幅
器Ｑ２の入力端に加算されている。
幅回路ＩＮＡが構成されている。そして、電圧Ｖ１はこ
の反転増幅回路ＩＮＡにより増幅度１で反転増幅され、
その出力電圧−（Ｖ１）は抵抗Ｒ１０を介して演算増幅
器Ｑ２の入力端に加算されている。
【００２１】これらの反転増幅回路ＩＮＡと抵抗Ｒ１０
とは補償回路ＣＭ１を構成し、この場合の抵抗Ｒ１０の
値は、抵抗Ｒ２に対して２倍の大きさに選定されている
。したがって、補償回路ＣＭ１の出力端には電圧Ｖ１の
−（Ｖ１）／２の電圧Ｖｃが現れる。図１に示す電力変
換回路は、図４に示す従来の電力変換回路に対して補償
回路ＣＭ１にスイッチＳＷ２を必要としない簡単な構成
となっている。
とは補償回路ＣＭ１を構成し、この場合の抵抗Ｒ１０の
値は、抵抗Ｒ２に対して２倍の大きさに選定されている
。したがって、補償回路ＣＭ１の出力端には電圧Ｖ１の
−（Ｖ１）／２の電圧Ｖｃが現れる。図１に示す電力変
換回路は、図４に示す従来の電力変換回路に対して補償
回路ＣＭ１にスイッチＳＷ２を必要としない簡単な構成
となっている。
【００２２】以上の構成において、測定電圧Ｖｉ がゼ
ロのときはパルス幅変調信号ＰＷＭはデュテイが５０％
となっているので、測定電流Ｉｉ に比例する電圧Ｖ１
はスイッチＳＷ１の出力端では電圧Ｖ２＝＋（Ｖ１）／
２の電圧として発生し、一方、電圧Ｖ１が補償回路ＣＭ
１を介して出力される電圧Ｖｃは−（Ｖ１）／２となる
ので、これ等の電圧Ｖ２、Ｖｃは互いにキャンセルされ
て演算増幅器Ｑ２の出力端に現れる電力ＰＭ３はゼロと
なっている。同時に、電圧Ｖ２、Ｖｃに含まれる超低周
波成分のノイズも互いに逆極性で加算される結果、演算
増幅器Ｑ２の出力端に現れる電力ＰＭ３には超低周波の
変動成分として現れない。
ロのときはパルス幅変調信号ＰＷＭはデュテイが５０％
となっているので、測定電流Ｉｉ に比例する電圧Ｖ１
はスイッチＳＷ１の出力端では電圧Ｖ２＝＋（Ｖ１）／
２の電圧として発生し、一方、電圧Ｖ１が補償回路ＣＭ
１を介して出力される電圧Ｖｃは−（Ｖ１）／２となる
ので、これ等の電圧Ｖ２、Ｖｃは互いにキャンセルされ
て演算増幅器Ｑ２の出力端に現れる電力ＰＭ３はゼロと
なっている。同時に、電圧Ｖ２、Ｖｃに含まれる超低周
波成分のノイズも互いに逆極性で加算される結果、演算
増幅器Ｑ２の出力端に現れる電力ＰＭ３には超低周波の
変動成分として現れない。
【００２３】次に、測定電圧Ｖｉ が印加されるにした
がってパルス幅変調信号ＰＷＭはデュテイが変化し、こ
のデュテイにより電圧Ｖ１がオンオフされるので、スイ
ッチＳＷ１の出力端の電圧Ｖ２が変化して電圧Ｖｃとの
間に差が生じ、この差に対応する電力ＰＭ３が演算増幅
器Ｑ２の出力端に現れる。
がってパルス幅変調信号ＰＷＭはデュテイが変化し、こ
のデュテイにより電圧Ｖ１がオンオフされるので、スイ
ッチＳＷ１の出力端の電圧Ｖ２が変化して電圧Ｖｃとの
間に差が生じ、この差に対応する電力ＰＭ３が演算増幅
器Ｑ２の出力端に現れる。
【００２４】しかし、この電圧Ｖ１に超低周波のノイズ
が重畳している場合は、このノイズは、そのままスイッ
チＳＷ１の出力端には現れず、測定電圧Ｖｉによって変
調を受けた変調成分として演算増幅器Ｑ２の入力端に現
れるが、この変調成分はコンデンサＣ３ により平滑さ
れ、電力ＰＭ３に出力変動としての影響を与えない。
が重畳している場合は、このノイズは、そのままスイッ
チＳＷ１の出力端には現れず、測定電圧Ｖｉによって変
調を受けた変調成分として演算増幅器Ｑ２の入力端に現
れるが、この変調成分はコンデンサＣ３ により平滑さ
れ、電力ＰＭ３に出力変動としての影響を与えない。
【００２５】図２は本発明の他の１実施例の構成を示す
回路図である。この場合は測定電流Ｉｉ を電流変成器
ＣＴ３を介して入力し、その２次巻線に接続された抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２に、これ等の中点ＣＯＭに対して電圧＋
Ｖ３、−Ｖ３を発生させる。そして、電圧＋Ｖ３は抵抗
Ｒ２とパルス幅変調信号ＰＷＭで制御されるＳＷ１とを
介して演算増幅器Ｑ２の入力端に出力されている。一方
、電圧−Ｖ３は抵抗Ｒ１０を介して演算増幅器Ｑ２の入
力端に出力されている。そして、抵抗Ｒ１０、Ｒ１２で
補償回路ＣＭ２を構成している。
回路図である。この場合は測定電流Ｉｉ を電流変成器
ＣＴ３を介して入力し、その２次巻線に接続された抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２に、これ等の中点ＣＯＭに対して電圧＋
Ｖ３、−Ｖ３を発生させる。そして、電圧＋Ｖ３は抵抗
Ｒ２とパルス幅変調信号ＰＷＭで制御されるＳＷ１とを
介して演算増幅器Ｑ２の入力端に出力されている。一方
、電圧−Ｖ３は抵抗Ｒ１０を介して演算増幅器Ｑ２の入
力端に出力されている。そして、抵抗Ｒ１０、Ｒ１２で
補償回路ＣＭ２を構成している。
【００２６】ここで、Ｒ１１＝Ｒ１２、Ｒ１０＝２・Ｒ
２に抵抗値が選定されているので、図１に示す場合と同
様に動作し、超低周波のノイズを除去することがてきる
。この場合には、抵抗Ｒ２、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２を
一体化したモジュ−ル抵抗を用いることができ、この様
に構成すると、小形化と特性のバランスをとることがで
きる。
２に抵抗値が選定されているので、図１に示す場合と同
様に動作し、超低周波のノイズを除去することがてきる
。この場合には、抵抗Ｒ２、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２を
一体化したモジュ−ル抵抗を用いることができ、この様
に構成すると、小形化と特性のバランスをとることがで
きる。
【００２７】
【発明の効果】以上、実施例を用いて具体的に説明した
ように本発明によれば、スイッチを用いない補償回路に
より測定電流に重畳する超低周波のノイズを除去するよ
うにしたので、小形化が可能となり、特にこのような電
力変換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サに応用
することによりこの小形化のメリットが大きい。さらに
、このような電力変換回路はインバ−タなどの複雑な波
形を有する負荷の電力を測定するときに有効である。
ように本発明によれば、スイッチを用いない補償回路に
より測定電流に重畳する超低周波のノイズを除去するよ
うにしたので、小形化が可能となり、特にこのような電
力変換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サに応用
することによりこの小形化のメリットが大きい。さらに
、このような電力変換回路はインバ−タなどの複雑な波
形を有する負荷の電力を測定するときに有効である。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の他の実施例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】従来の第１の電力変換回路の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】従来の第２の電力変換回路の構成を示す回路図
である。
である。
１０ 入力回路
１１ スイッチング回路
１２ パルス幅変調回路
１３ 出力回路
ＣＭ１、ＣＭ２ 補償回路
ＰＷＭ パルス幅変調信号
Claims (1)
- 【請求項１】測定電流は第１電圧に変換されてスイッチ
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
前記スイッチを開閉することにより前記測定電流と前記
測定電圧に比例する電力に変換する電力変換回路におい
て、前記第１電圧が入力されこれとは逆極性でかつ前記
第１電圧の１／２の大きさの補償信号を演算しこの補償
信号を前記演算増幅器の入力端に加算する補償手段を具
備することを特徴とする電力変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03033054A JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03033054A JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04270968A true JPH04270968A (ja) | 1992-09-28 |
| JP3074749B2 JP3074749B2 (ja) | 2000-08-07 |
Family
ID=12376051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03033054A Expired - Fee Related JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
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