JPH04270968A - 電力変換回路 - Google Patents
電力変換回路Info
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- JPH04270968A JPH04270968A JP3305491A JP3305491A JPH04270968A JP H04270968 A JPH04270968 A JP H04270968A JP 3305491 A JP3305491 A JP 3305491A JP 3305491 A JP3305491 A JP 3305491A JP H04270968 A JPH04270968 A JP H04270968A
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract description 18
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 102220007331 rs111033633 Human genes 0.000 description 1
- 102220067365 rs143592561 Human genes 0.000 description 1
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、測定電流は電圧に変換
されてスイッチを介して演算増幅器の入力端に印加され
測定電圧はこれに比例するパルス幅変調信号に変換され
、これにより先のスイッチを開閉して測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、特に
入力信号の基本波成分とこれより低い周波数成分のノイ
ズを簡単な構成で除去するように改良した電力変換回路
に関する。
されてスイッチを介して演算増幅器の入力端に印加され
測定電圧はこれに比例するパルス幅変調信号に変換され
、これにより先のスイッチを開閉して測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、特に
入力信号の基本波成分とこれより低い周波数成分のノイ
ズを簡単な構成で除去するように改良した電力変換回路
に関する。
【0002】
【従来の技術】図3は従来のこの種の電力変換回路の構
成を示すブロック図である。10は入力回路、11はス
イッチング回路、12はパルス幅変調回路、13は出力
回路をそれぞれ示している。
成を示すブロック図である。10は入力回路、11はス
イッチング回路、12はパルス幅変調回路、13は出力
回路をそれぞれ示している。
【0003】交流の測定電流Ii は入力端子T1、T
2の間に印加され、測定電流Ii はこれ等の入力端子
T1、T2に接続された電流変成器CT1の1次巻線に
流される。電流変成器CT1の2次巻線には抵抗R1が
接続されこの抵抗R1の両端には測定電流Ii に比例
する電圧V1が発生する。電圧V1は抵抗R2を介して
スイッチング回路11のスイッチSW1の入力端に印加
される。
2の間に印加され、測定電流Ii はこれ等の入力端子
T1、T2に接続された電流変成器CT1の1次巻線に
流される。電流変成器CT1の2次巻線には抵抗R1が
接続されこの抵抗R1の両端には測定電流Ii に比例
する電圧V1が発生する。電圧V1は抵抗R2を介して
スイッチング回路11のスイッチSW1の入力端に印加
される。
【0004】抵抗R1の両端に接続されたコンデンサC
1はノイズ除去用であり、抵抗R2と共通電位点COM
との間に互いに逆極性で接続されたダイオ−ドD1、D
2は保護用のダイオ−ドである。
1はノイズ除去用であり、抵抗R2と共通電位点COM
との間に互いに逆極性で接続されたダイオ−ドD1、D
2は保護用のダイオ−ドである。
【0005】交流の測定電圧Viは入力端子T3、T4
の間に印加され、測定電圧Vi は抵抗R3を介して電
流変成器CT2の1次巻線に流される。この抵抗R3は
測定電圧Vi を電流に変換するための抵抗である。変
換された電流は電流変成器CT2で電流変成され、その
2次電流を演算増幅器Q1に流して電圧V2に変換して
いる。
の間に印加され、測定電圧Vi は抵抗R3を介して電
流変成器CT2の1次巻線に流される。この抵抗R3は
測定電圧Vi を電流に変換するための抵抗である。変
換された電流は電流変成器CT2で電流変成され、その
2次電流を演算増幅器Q1に流して電圧V2に変換して
いる。
【0006】演算増幅器Q1の反転入力端(−)と非反
転入力端(+)との間には保護用のダイオ−ドD3、D
4が、反転入力端(−)と出力端との間には抵抗R4と
コンデンサC2で構成された周波数特性補償用の直列回
路とこれに並列に接続された抵抗R5が接続されている
。
転入力端(+)との間には保護用のダイオ−ドD3、D
4が、反転入力端(−)と出力端との間には抵抗R4と
コンデンサC2で構成された周波数特性補償用の直列回
路とこれに並列に接続された抵抗R5が接続されている
。
【0007】パルス幅変換回路12ではこの電圧V2に
比例するデュ−テイを持つパルス幅変調信号PWMに変
換してスイッチSW1の開閉を制御する。このパルス幅
変調信号PWMは電圧V2がゼロのときはデュ−テイが
1/2であり、電圧V2が増加するにしたがって変調を
受けるが1周期平均では1/2のデュ−テイとなってい
る。
比例するデュ−テイを持つパルス幅変調信号PWMに変
換してスイッチSW1の開閉を制御する。このパルス幅
変調信号PWMは電圧V2がゼロのときはデュ−テイが
1/2であり、電圧V2が増加するにしたがって変調を
受けるが1周期平均では1/2のデュ−テイとなってい
る。
【0008】13は出力回路であり、演算増幅器Q2、
抵抗R6、コンデンサC3などから構成されている。反
転入力端(+)が共通電位点COMに接続された演算増
幅器Q2の反転入力端(−)は、スイッチSW1の出力
端に接続されると共に出力端との間に抵抗R6とコンデ
ンサC3との並列回路が接続されアクテイブフイルタを
構成している。この出力端T5に測定電力PM1が得ら
れる。
抵抗R6、コンデンサC3などから構成されている。反
転入力端(+)が共通電位点COMに接続された演算増
幅器Q2の反転入力端(−)は、スイッチSW1の出力
端に接続されると共に出力端との間に抵抗R6とコンデ
ンサC3との並列回路が接続されアクテイブフイルタを
構成している。この出力端T5に測定電力PM1が得ら
れる。
【0009】以上の構成により、測定電圧Vi はパル
ス幅変調回路12でパルス幅変調信号PWMに変換され
このデユ−テイによりスイッチSW1が制御されて測定
電流Ii がオン/オフされるので、演算増幅器Q2の
出力端には測定電圧Vi と測定電流Ii によって決
定される電力PM1が得られる。
ス幅変調回路12でパルス幅変調信号PWMに変換され
このデユ−テイによりスイッチSW1が制御されて測定
電流Ii がオン/オフされるので、演算増幅器Q2の
出力端には測定電圧Vi と測定電流Ii によって決
定される電力PM1が得られる。
【0010】しかしながら、以上のような電力変換回路
は、測定電流Ii の中に通常の周波数成分としてノイ
ズが重畳される場合は、平滑用のコンデンサC3によっ
て除去可能であるが、超低周波成分のノイズが重畳され
ている場合には、コンデンサC3のリアクタンスが大き
くなるので、その除去が不足状態となり、電力PM1の
変動となって現れる。しかし、この場合でも、測定電圧
或いは測定電流の一方に異なる周波数成分のノイズが入
っていても出力の変動としては現れるが、有効な電力と
はならないので、電力誤差とはならない。
は、測定電流Ii の中に通常の周波数成分としてノイ
ズが重畳される場合は、平滑用のコンデンサC3によっ
て除去可能であるが、超低周波成分のノイズが重畳され
ている場合には、コンデンサC3のリアクタンスが大き
くなるので、その除去が不足状態となり、電力PM1の
変動となって現れる。しかし、この場合でも、測定電圧
或いは測定電流の一方に異なる周波数成分のノイズが入
っていても出力の変動としては現れるが、有効な電力と
はならないので、電力誤差とはならない。
【0011】そこで、図4に示すような電力変換回路が
用いられる。電圧V1は抵抗R2とスイッチSW1を介
して演算増幅器Q2に印加され、そのスイッチSW1は
パルス幅信号PWMがインバ−タQ3を介して印加され
ている。ここまでは基本的に図3に示す該当回路とほぼ
同様である。図4ではさらに電圧V1を反転増幅器Q4
、抵抗R7、スイッチSW2を介して得た電圧を演算増
幅器Q2の入力端に加算している。この場合のスイッチ
SW2はスイッチSW1とは逆極性でオン/オフするよ
うにインバ−タQ5を介して制御される。
用いられる。電圧V1は抵抗R2とスイッチSW1を介
して演算増幅器Q2に印加され、そのスイッチSW1は
パルス幅信号PWMがインバ−タQ3を介して印加され
ている。ここまでは基本的に図3に示す該当回路とほぼ
同様である。図4ではさらに電圧V1を反転増幅器Q4
、抵抗R7、スイッチSW2を介して得た電圧を演算増
幅器Q2の入力端に加算している。この場合のスイッチ
SW2はスイッチSW1とは逆極性でオン/オフするよ
うにインバ−タQ5を介して制御される。
【0012】したがって、図4に示すような電力変換回
路では、スイッチSW1に流れる電流iA とこれに対
してスイッチSW2に流れる電流iA を反転した電流
iA とを加算して演算増幅器Q2の入力端に印加する
ように構成しているので、演算増幅器Q2の出力端T5
に得られる電力PM2には、超低周波成分のノイズが互
いに打ち消されて出力に現れない。
路では、スイッチSW1に流れる電流iA とこれに対
してスイッチSW2に流れる電流iA を反転した電流
iA とを加算して演算増幅器Q2の入力端に印加する
ように構成しているので、演算増幅器Q2の出力端T5
に得られる電力PM2には、超低周波成分のノイズが互
いに打ち消されて出力に現れない。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような電力変換回路は、超低周波のノイズを除去するた
めに2個のスイッチ素子とこれに関連する回路を必要と
するので、高密度回路を実現して小形化を図る上で問題
があり、特にこのような電力変換回路を多数用いるマル
チトランスデュ−サを実現するためには障害となる。
ような電力変換回路は、超低周波のノイズを除去するた
めに2個のスイッチ素子とこれに関連する回路を必要と
するので、高密度回路を実現して小形化を図る上で問題
があり、特にこのような電力変換回路を多数用いるマル
チトランスデュ−サを実現するためには障害となる。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するため、測定電流は第1電圧に変換されてスイッ
チを介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧は
これに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれによ
り先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、先の
第1電圧が入力されこれとは逆極性でかつ第1電圧の1
/2の大きさの補償信号を演算しこの補償信号を先の演
算増幅器の入力端に加算する補償手段を具備するように
したものである。
解決するため、測定電流は第1電圧に変換されてスイッ
チを介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧は
これに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれによ
り先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電
圧に比例する電力に変換する電力変換回路に係り、先の
第1電圧が入力されこれとは逆極性でかつ第1電圧の1
/2の大きさの補償信号を演算しこの補償信号を先の演
算増幅器の入力端に加算する補償手段を具備するように
したものである。
【0015】
【作 用】測定電流は第1電圧に変換されてスイッチ
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電圧
に比例する電力に変換してこの電力を出力する。この場
合に、補償手段により先の第1電圧とは逆極性でかつこ
の第1電圧の1/2の大きさの補償信号を演算し、この
補償信号を先の演算増幅器の入力端に加算する。
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
先のスイッチを開閉することにより測定電流と測定電圧
に比例する電力に変換してこの電力を出力する。この場
合に、補償手段により先の第1電圧とは逆極性でかつこ
の第1電圧の1/2の大きさの補償信号を演算し、この
補償信号を先の演算増幅器の入力端に加算する。
【0016】このようにすることにより、超低周波のノ
イズが測定電流に重畳しても1個のスイッチを用いるだ
けでこのノイズを除去することができ、小形化を実現す
る上でその寄与の効果が大きい。特に、この様な電力変
換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サを実現する
上で効果がある。
イズが測定電流に重畳しても1個のスイッチを用いるだ
けでこのノイズを除去することができ、小形化を実現す
る上でその寄与の効果が大きい。特に、この様な電力変
換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サを実現する
上で効果がある。
【0017】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図1は本発明の1実施例の構成を示す回路図で
ある。なお、図3、図4に示す従来の電力変換回路と同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にそ
の説明を省略する。
明する。図1は本発明の1実施例の構成を示す回路図で
ある。なお、図3、図4に示す従来の電力変換回路と同
一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にそ
の説明を省略する。
【0018】測定電流Ii を電圧に変換した電圧V1
は、抵抗R2を介してスイッチSW1の入力端に印加さ
れ、その出力端に現れた電圧V2は演算増幅器Q2の入
力端に印加されているが、このスイッチSW1は測定電
圧Vi がパルス幅変調信号PWMに変換されてこのデ
ュ−テイにより開閉されるので、これによりその出力端
には測定電流Ii と測定電圧Viとの積、つまりこれ
等の測定電力に対応する電圧V2が得られることとなる
。
は、抵抗R2を介してスイッチSW1の入力端に印加さ
れ、その出力端に現れた電圧V2は演算増幅器Q2の入
力端に印加されているが、このスイッチSW1は測定電
圧Vi がパルス幅変調信号PWMに変換されてこのデ
ュ−テイにより開閉されるので、これによりその出力端
には測定電流Ii と測定電圧Viとの積、つまりこれ
等の測定電力に対応する電圧V2が得られることとなる
。
【0019】この場合のパルス幅変調信号PWMは、測
定電圧Vi がゼロのときはデュテイが50%でオン/
オフしており、測定電圧Vi が増加するにしたがって
変化するが、このデュテイは測定電圧Vi の1周期の
平均では約50%となっている。
定電圧Vi がゼロのときはデュテイが50%でオン/
オフしており、測定電圧Vi が増加するにしたがって
変化するが、このデュテイは測定電圧Vi の1周期の
平均では約50%となっている。
【0020】抵抗R8、R9、演算増幅器Q5で反転増
幅回路INAが構成されている。そして、電圧V1はこ
の反転増幅回路INAにより増幅度1で反転増幅され、
その出力電圧−(V1)は抵抗R10を介して演算増幅
器Q2の入力端に加算されている。
幅回路INAが構成されている。そして、電圧V1はこ
の反転増幅回路INAにより増幅度1で反転増幅され、
その出力電圧−(V1)は抵抗R10を介して演算増幅
器Q2の入力端に加算されている。
【0021】これらの反転増幅回路INAと抵抗R10
とは補償回路CM1を構成し、この場合の抵抗R10の
値は、抵抗R2に対して2倍の大きさに選定されている
。したがって、補償回路CM1の出力端には電圧V1の
−(V1)/2の電圧Vcが現れる。図1に示す電力変
換回路は、図4に示す従来の電力変換回路に対して補償
回路CM1にスイッチSW2を必要としない簡単な構成
となっている。
とは補償回路CM1を構成し、この場合の抵抗R10の
値は、抵抗R2に対して2倍の大きさに選定されている
。したがって、補償回路CM1の出力端には電圧V1の
−(V1)/2の電圧Vcが現れる。図1に示す電力変
換回路は、図4に示す従来の電力変換回路に対して補償
回路CM1にスイッチSW2を必要としない簡単な構成
となっている。
【0022】以上の構成において、測定電圧Vi がゼ
ロのときはパルス幅変調信号PWMはデュテイが50%
となっているので、測定電流Ii に比例する電圧V1
はスイッチSW1の出力端では電圧V2=+(V1)/
2の電圧として発生し、一方、電圧V1が補償回路CM
1を介して出力される電圧Vcは−(V1)/2となる
ので、これ等の電圧V2、Vcは互いにキャンセルされ
て演算増幅器Q2の出力端に現れる電力PM3はゼロと
なっている。同時に、電圧V2、Vcに含まれる超低周
波成分のノイズも互いに逆極性で加算される結果、演算
増幅器Q2の出力端に現れる電力PM3には超低周波の
変動成分として現れない。
ロのときはパルス幅変調信号PWMはデュテイが50%
となっているので、測定電流Ii に比例する電圧V1
はスイッチSW1の出力端では電圧V2=+(V1)/
2の電圧として発生し、一方、電圧V1が補償回路CM
1を介して出力される電圧Vcは−(V1)/2となる
ので、これ等の電圧V2、Vcは互いにキャンセルされ
て演算増幅器Q2の出力端に現れる電力PM3はゼロと
なっている。同時に、電圧V2、Vcに含まれる超低周
波成分のノイズも互いに逆極性で加算される結果、演算
増幅器Q2の出力端に現れる電力PM3には超低周波の
変動成分として現れない。
【0023】次に、測定電圧Vi が印加されるにした
がってパルス幅変調信号PWMはデュテイが変化し、こ
のデュテイにより電圧V1がオンオフされるので、スイ
ッチSW1の出力端の電圧V2が変化して電圧Vcとの
間に差が生じ、この差に対応する電力PM3が演算増幅
器Q2の出力端に現れる。
がってパルス幅変調信号PWMはデュテイが変化し、こ
のデュテイにより電圧V1がオンオフされるので、スイ
ッチSW1の出力端の電圧V2が変化して電圧Vcとの
間に差が生じ、この差に対応する電力PM3が演算増幅
器Q2の出力端に現れる。
【0024】しかし、この電圧V1に超低周波のノイズ
が重畳している場合は、このノイズは、そのままスイッ
チSW1の出力端には現れず、測定電圧Viによって変
調を受けた変調成分として演算増幅器Q2の入力端に現
れるが、この変調成分はコンデンサC3 により平滑さ
れ、電力PM3に出力変動としての影響を与えない。
が重畳している場合は、このノイズは、そのままスイッ
チSW1の出力端には現れず、測定電圧Viによって変
調を受けた変調成分として演算増幅器Q2の入力端に現
れるが、この変調成分はコンデンサC3 により平滑さ
れ、電力PM3に出力変動としての影響を与えない。
【0025】図2は本発明の他の1実施例の構成を示す
回路図である。この場合は測定電流Ii を電流変成器
CT3を介して入力し、その2次巻線に接続された抵抗
R11、R12に、これ等の中点COMに対して電圧+
V3、−V3を発生させる。そして、電圧+V3は抵抗
R2とパルス幅変調信号PWMで制御されるSW1とを
介して演算増幅器Q2の入力端に出力されている。一方
、電圧−V3は抵抗R10を介して演算増幅器Q2の入
力端に出力されている。そして、抵抗R10、R12で
補償回路CM2を構成している。
回路図である。この場合は測定電流Ii を電流変成器
CT3を介して入力し、その2次巻線に接続された抵抗
R11、R12に、これ等の中点COMに対して電圧+
V3、−V3を発生させる。そして、電圧+V3は抵抗
R2とパルス幅変調信号PWMで制御されるSW1とを
介して演算増幅器Q2の入力端に出力されている。一方
、電圧−V3は抵抗R10を介して演算増幅器Q2の入
力端に出力されている。そして、抵抗R10、R12で
補償回路CM2を構成している。
【0026】ここで、R11=R12、R10=2・R
2に抵抗値が選定されているので、図1に示す場合と同
様に動作し、超低周波のノイズを除去することがてきる
。この場合には、抵抗R2、R10、R11、R12を
一体化したモジュ−ル抵抗を用いることができ、この様
に構成すると、小形化と特性のバランスをとることがで
きる。
2に抵抗値が選定されているので、図1に示す場合と同
様に動作し、超低周波のノイズを除去することがてきる
。この場合には、抵抗R2、R10、R11、R12を
一体化したモジュ−ル抵抗を用いることができ、この様
に構成すると、小形化と特性のバランスをとることがで
きる。
【0027】
【発明の効果】以上、実施例を用いて具体的に説明した
ように本発明によれば、スイッチを用いない補償回路に
より測定電流に重畳する超低周波のノイズを除去するよ
うにしたので、小形化が可能となり、特にこのような電
力変換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サに応用
することによりこの小形化のメリットが大きい。さらに
、このような電力変換回路はインバ−タなどの複雑な波
形を有する負荷の電力を測定するときに有効である。
ように本発明によれば、スイッチを用いない補償回路に
より測定電流に重畳する超低周波のノイズを除去するよ
うにしたので、小形化が可能となり、特にこのような電
力変換回路を多数用いるマルチトランスデュ−サに応用
することによりこの小形化のメリットが大きい。さらに
、このような電力変換回路はインバ−タなどの複雑な波
形を有する負荷の電力を測定するときに有効である。
【図1】本発明の1実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図2】本発明の他の実施例の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図3】従来の第1の電力変換回路の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図4】従来の第2の電力変換回路の構成を示す回路図
である。
である。
10 入力回路
11 スイッチング回路
12 パルス幅変調回路
13 出力回路
CM1、CM2 補償回路
PWM パルス幅変調信号
Claims (1)
- 【請求項1】測定電流は第1電圧に変換されてスイッチ
を介して演算増幅器の入力端に印加され、測定電圧はこ
れに比例するパルス幅変調信号に変換されてこれにより
前記スイッチを開閉することにより前記測定電流と前記
測定電圧に比例する電力に変換する電力変換回路におい
て、前記第1電圧が入力されこれとは逆極性でかつ前記
第1電圧の1/2の大きさの補償信号を演算しこの補償
信号を前記演算増幅器の入力端に加算する補償手段を具
備することを特徴とする電力変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03033054A JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03033054A JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04270968A true JPH04270968A (ja) | 1992-09-28 |
JP3074749B2 JP3074749B2 (ja) | 2000-08-07 |
Family
ID=12376051
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03033054A Expired - Fee Related JP3074749B2 (ja) | 1991-02-27 | 1991-02-27 | 電力変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3074749B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101886143B1 (ko) * | 2016-02-01 | 2018-08-08 | (주)아모레퍼시픽 | 오염 방지 콤팩트 용기 |
KR102064729B1 (ko) * | 2018-04-13 | 2020-01-10 | 신우진 | 서로 밀어내는 칫솔 |
-
1991
- 1991-02-27 JP JP03033054A patent/JP3074749B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP3074749B2 (ja) | 2000-08-07 |
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