JPH04270524A - 受信装置及び復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、移動通信用端末等に用
いられる受信装置及び復調装置に関する。

【０００３】

【従来の技術】近年、移動通信用端末の需要増大に伴い
現在の移動通信用端末の持つ様々な問題点が明らかにな
ってきた。このうちで最大の問題点は移動通信用端末の
低消費電力化にある。

【０００４】一般に、携帯電話等の移動通信用端末は、
バッテリーにより電力が供給される。従って、当該機器
の消費電力が通信可能時間の決定要素といえる。具体的
には、消費電力の低減を図ることが通信可能時間の長時
間化をもたらすことになる。ちなみに、現在の携帯電話
等では、せいぜい数時間の通話可能時間でしかない。と
ころで、携帯電話等の構成部分のうち最も電力を消費す
るのは、受信機である。これは、受信機が着呼を検出す
るためにペ−ジングチャネルを常に受信して復調し、監
視していなければならないからである（この時間を待ち
受け状態という。）。携帯電話等がオンのときは受信機
は常に動作していることが要求される。しかるに、待ち
受け状態の時間は、実際の通話が行われる通話時間に比
べ、数百倍以上長い時間になる。従って、通話中におい
ては、送信機の消費電力が最も大きくなることは明らか
であるが、この待ち受け状態に比べれば極めて短時間で
あるため、実質的に電力消費を決定している要素は受信
機の消費電力といえる。

【０００５】ここで、現在適用可能な受信機の性能であ
る、入力信号ＳＮ比対誤り率特性を図１８に示す。同図
は移動通信用変調方式の一つであるＧＭＳＫのＢＥＲ特
性を示したものであり、復調方式によって様々な誤り率
特性を示すことが分かる。対象とする移動通信システム
が必要とする最低誤り率を１０の−２乗とすると、ＭＬ
ＳＥ方式ではＥｂ　／Ｎ０　は約　５ｄＢを必要とし、
ディスクリミネータを通し直接判定する方式ではＥｂ　
／Ｎ０　は約１８ｄＢを必要とする。

【０００６】ここで、ＭＬＳＥ方式の場合、ディスクリ
ミネータを通し直接判定する方式に比べＢＥＲ＝１０の
−２乗を得るのに１３ｄＢ少ない受信電力で十分である
。 従って、基地局からの見通し距離にして約４倍遠方にお
いても受信することができる。すなわち、ＭＬＳＥ方式
を用いた場合、ディスクリミネータを通し直接判定する
方式と比較して面積として１６倍以上の地域で通信サー
ビスを受けることができる。

【０００７】ところが、ＭＬＳＥ方式は、ディスクリミ
ネータを通し直接判定する方式に比べ、はるかに大きな
電力を消費する。これは、ディスクリミネータを通し直
接判定する方式では、入力信号の振幅情報を用いずに、
入力信号をリミッタを通した後、受信回路のディスクリ
ミネータに入力し、その出力をサンプリングし判定する
だけである。従って、電力が消費されるのは、サンプラ
ーとリミッターアンプのみであり、μＷオーダーの消費
電力に抑えることができる。これに対し、ＭＬＳＥ方式
では、入力信号の振幅成分をも用いるため、消費電力の
極めて大きな線形アンプ、ＡＧＣ回路を必要とする。さ
らに、この後の尤度関数の検出、ヴィタビアルゴリズム
等の各処理は、消費電力が極めて大きく、場合によって
は数１００　ｍＷオーダーの電力を消費するからである
。

【０００８】一方、近年ディジタル移動通信が、実用化
に近づきつつある。特に、このディジタル移動通信の中
でも、ＴＤＭＡ方式が大きく注目されている。ところで
、このＴＤＭＡ方式では、伝送速度が比較的大であるた
め、マルチパス歪を受けやすく、一般に等化器を必要と
する。こうした移動通信に用いられる等化器として、最
近ではＲＬＳアルゴリズムを用いたデシジョンフィード
バック等化器（ＤＦＥ）が多く用いられるようになって
きた。この方式は、他のＭＬＳＥ等化器等の方式に比べ
、小形化及び低消費電力化にあった方式として注目され
ている。このＲＬＳアルゴリズム及びＤＦＥの基本的性
質については、例えば「Ｍｃ　ＧｒａｗＨｉｌｌ　Ｊｏ
ｈｎ，Ｇ，Ｐｒｏａｋｉｓ著“　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　”」に詳述されている。

【０００９】ところが、このＲＬＳアルゴリズムを用い
たＤＦＥには以下のような問題点があるため、良好な誤
り率特性が得られなかった。

【００１０】第１に、ＲＬＳアルゴリズムを用いたＤＦ
Ｅは、現存する等化器の中で数値的には最良の収束性を
示すものの、収束性は保証されておらず、特に低Ｓ／Ｎ
下において、伝送速度変動への追従ができずに発散しま
うことがある。

【００１１】第２に、ＤＦＥには、例えばフィードフォ
ワードタップが全て“０”になり、フィードフォワード
タップ係数が変調方式に依存して決まる特有の値になっ
たときには、入力信号の有無に拘らず同一の変調結果を
出力し続け、以後の等化が不可能になってしまう等化不
能モードに陥る場合がある。

【００１２】第３に、等化すべき伝送路の性質がミニマ
ムフェーズモードからノンミニマムフェーズモードへ変
化するときまたはその逆に変化するとき、等化器タップ
係数が伝送路変動に追従できずに発散してしまうことが
ある。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】このように従来の変調
方式では、誤り率を下げてサービスエリアの拡大を図ろ
うとすると極めて大きな電力を消費し、例えば携帯電話
等の移動通信用端末の一回の充電により通信可能の時間
が極めて短時間になるという問題がある。

【００１４】そこで、本発明の第１の目的は、消費電力
を低減しつつ誤り率を低減することができ、一回の充電
により通信可能の時間の長時間化及びサービスエリアの
拡大の両面を充足する受信装置を提供することにある。

【００１５】また、従来のＲＬＳアルゴリズムを用いた
ＤＦＥでは、特に低Ｓ／Ｎ下において伝送速度変動への
追従ができずに発散しまうことがある点、等化不能モー
ドに陥る場合を生じる点及びミニマムフェーズモードと
ノンミニマムフェーズモードとの間での変化によって等
化器タップ係数が伝送路変動に追従できずに発散してし
まう点で問題があり、良好な誤り率特性を得ることがで
きなかった。

【００１６】そこで、本発明の第２の目的は、これらの
問題点を解決し、良好な誤り率特性を得ることができる
復調装置を提供することにある。

【００１７】［発明の構成］

【００１８】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、受信信号
を復調する第１の検波・復調手段と、この第１の検波・
復調手段に比べＳＮ対ＢＢＲ特性は悪いが消費電力の少
ない第２の検波・復調手段と、前記受信信号の信頼性を
測定する信頼性測定手段と、この信頼性測定手段による
測定結果に基づき前記第１の検波・復調手段または前記
第２の検波・復調手段のうち一方を動作させ、少なくと
も前記第２の検波・復調手段を動作させているときには
前記第１の検波・復調手段の電力消費を停止させる制御
手段とを具備する。

【００１９】第２の発明は、入力信号を少なくとも２つ
以上に分配する分配手段と、この分配手段により分配さ
れた各入力信号を入力する第１及び第２の等化器と、こ
れら第１及び第２の等化器の出力のうちいずれの信頼性
が高いかを少なくとも前記入力信号、前記第１の等化器
の出力及び前記第２の等化器の出力を用いて判定する判
定手段と、この判定手段による判定結果に基づき前記第
１の等化器の出力または前記第２の等化器の出力のうち
信頼性の高い方を選択し出力する選択出力手段とを具備
する。

【００２０】

【作用】図１８に示す誤り率特性から分かるようにＥｂ
　／Ｎ０　が５〜２０ｄＢの間では、ＭＬＳＥ方式のＢ
ＥＲ特性とディスクリミネータを通し直接判定する方式
のＢＥＲ特性とでは極めて異なっている。

【００２１】しかしながら、Ｅｂ　／Ｎ０　が２５ｄＢ
を越えるようになると、ディスクリミネータを通し直接
判定する方式の誤り率も大幅に低下し、実用上の差異は
無視し得る程度となる。例えばＥｂ　／Ｎ０　が２５ｄ
Ｂでは、ディスクリミネータを通し直接判定する方式の
誤り率は、１０の−５乗程度となるが、例えば４Ｋｂｐ
ｓ　で音声を伝送する場合２５秒に１　ビット程度の誤
り率になる。さらに、一般には、誤り訂正を施すので、
実質的な誤り率は１０の−１２乗以下となり、たとえ通
信を継続しても１　年に１６ｂｉｔ　以下の誤り率とな
り、バッテリー一回の充電で通信できる時間内の誤り率
がほぼ“０”となる。

【００２２】よって、Ｅｂ　／Ｎ０　が２０ｄＢを越え
るようになると、ＭＬＳＥ方式とディスクリミネータを
通し直接判定する方式との差異は、消費電力のみとなる
。

【００２３】ところで、移動通信システムにおいて、基
地局の近傍と遠傍とでは受信信号電力は５０〜２００　
ｄＢ以上異なる場合が多い。すなわち、基地局の近傍で
は、Ｓ／Ｎはほとんど無限大として良い場合が多い。さ
らに、移動通信特有のフェージング対策として一般には
１０ｄＢ程度のマージンをとる。以上を考慮すると、サ
ービスエリア内の大半ではＳ／ＮでＥｂ　／Ｎ０　が２
５ｄＢ以上あると考えて良い。従って、このような場所
では、ディスクリミネータを通し直接判定する方式を用
いることができる。すなわち、消費電力が大きなＭＬＳ
Ｅ方式は、ＭＬＳＥ方式を用いないと通話できないサー
ビスエリアの外縁部のみで用いることで、電力消費を抑
えつつ広いサービスエリアを確保することができる。

【００２４】従って、本発明のように、受信信号の信頼
性を調べる手段を設け、ディスクリミネータを通し直接
判定する方式等の劣悪な誤り率特性を示す復調方式を用
いることができない地域のみでＭＬＳＥ方式を用いるよ
うにすれば、消費電力を低減しつつ誤り率を低減するこ
とができ、一回の充電により通信可能の時間の長時間化
及びサービスエリアの拡大の両面を充足することができ
る。

【００２５】また、本発明の復調装置では、従来のＲＬ
Ｓアルゴリズムを用いたＤＦＥの持つ問題点を次のよう
に解決している。

【００２６】まず、ＲＬＳアルゴリズムを用いたＤＦＥ
は、忘却係数ωによって決定される。すなわち、忘却係
数ωが大きいときは、ＤＦＥの収束性は小であるが、耐
雑音性は良好である。一方、忘却係数ωが小さいときと
きは、ＤＦＥの収束性は良好であるが、耐雑音性は劣悪
となる。従って、忘却係数ωの大きな等化器と忘却係数
ωの小さな等化器とをそれぞれ設け、いずれかのうち良
好な方を選択しつつ復調することにより良好な誤り率が
得られる。よって、本発明により、ＤＦＥの収束性の劣
化を回避することができる。

【００２７】また、等化不能モードに陥る条件は、等化
器の構成に大きく依存する。例えば、フラクショナリー
スペース等化器、フィードフォワードタップ、フィード
バック１タップの等化器、シンボルスペース等化器、フ
ィードバック３タップ等化器、フィードバック２タップ
等化器等では、異なった伝送路特性状態のときに等化不
能モードに陥ることが多いことが計算機シュミレーショ
ンにより明らかになっている。従って、本発明のように
、異なるタイプの２組の等化器を備え、いずれかのうち
良好な方を選択しつつ復調することにより、等化不能モ
ードに陥ることなく、良好な誤り率特性が得られる。

【００２８】さらに、ミニマムフェーズモードとノンミ
ニマムフェーズモードとの間での変化によって生じる等
化器の発散は、２組の等化器の一方の前段にプレフィル
タを挿入したうえで、いずれか一方を選択するようにす
ることで、解決することができる。すなわち、プレフィ
ルタの挿入により第１の等化器と第２の等化器とで、ミ
ニマムフェーズモードとノンミニマムフェーズモードと
の間での変化が同時に生じさせないようにすることが可
能であり、いかなる時もいずれか一方を発散させない状
況におくことができる。従って、双方の出力のうち良好
な方を選択することにより、ミニマムフェーズモードと
ノンミニマムフェーズモードとの間での変化によって生
じる等化器の発散をなくし、良好な誤り率特性が得られ
る。

【００２９】

【実施例】以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づき
説明する。

【００３０】図１は第１の発明の一実施例に係る受信装
置の構成を示す図である。

【００３１】同図に示すように、アンテナ１により受信
された受信信号は、周波数変換回路２によりＩＦ帯また
はベースバンドの信号に変換された後、信頼性測定装置
３及び第１または第２の検波復調装置４，５に入力され
る。そして、受信信号は、第１または第２の検波復調装
置４，５により復調され出力される。

【００３２】この際、受信信号が入力されない方の第１
または第２の検波復調装置４，５への電力の供給は、信
頼性測定装置３により制御されるスイッチ６の切り替え
により、停止される。なお、第１または第２の検波復調
装置４，５の回路がＣＭＯＳ等により構成される場合に
は、クロックの供給を停止するようにしても良い。また
、本実施例の第１または第２の検波復調装置４，５へ入
力される信号は、ＩＦ帯またはベースバンドの信号であ
るが、ＲＦ信号をそのまま用いても良く、その場合はＲ
Ｆアンプの後段での切り替えを行う。

【００３３】図２は上述した第２の検波復調装置５の構
成の一例を示す図である。

【００３４】同図に示すように、入力信号は、リミッタ
７及びディスクリミネータ８を通過後、クロック同期回
路９により再生された再生クロックに従ってスイッチ１
０によりサンプリングされ、判定器１１により判定され
る。

【００３５】図３は上述した第１の検波復調装置４の構
成の一例を示す図である。

【００３６】同図に示すように、入力信号は、リミッタ
１２及びディスクリミネータ１３を通過後、クロック同
期回路１４により再生された再生クロックに従って動作
する積分・識別判定回路１５により判定される。

【００３７】この積分・識別判定回路１５の一例を図４
に示す。

【００３８】同図に示すように、この積分・識別判定回
路１５は、ディスクリミネータ１３を通過した信号を、
再生クロックに従って積分器１５ａにより積分し、その
積分器１５ｂの出力を判定器１５ｂにより判定するもの
である。

【００３９】また、積分・識別判定回路１５の他の例で
ある２ビット積分４値判定回路を図５に示す。

【００４０】同図に示すように、この積分・識別判定回
路１５は、２組の積分器１５ｃ，１５ｄを持ち、双方の
積分時間を図６に示すように互い違いとし、総合的な誤
り率を良好にしようとするものである。

【００４１】これら積分・識別判定回路の技術に関して
は、例えば「電子情報通信学会研究会報告ＳＡＴ８６−
２５　ＰＰ７７〜８２　　三木俊夫、田中和人著“移動
帯通信用適応識別レベル判定型ディジタルＦＭ復調回路
”」に詳述されている。

【００４２】なお、第１の検波復調装置４としては、Ｍ
ＬＳＥ方式、遅延検波後や周波数検波後にヴィタビアル
ゴリズムを用いる方式を用いてもよい。

【００４３】遅延検波後にヴィタビアルゴリズムを用い
る方式は、例えば図７に示すように、入力信号を遅延検
波回路１６により遅延検波した後、それをそのまま判定
せずにヴィタビアルゴリズム１７を用いて前後の遅延検
波出力を含めた総合的受信特性が良好となるようにして
判定するようにしたものである。

【００４４】遅延検波後にヴィタビアルゴリズムを用い
る方式の技術に関しては、「第１１回情報理論とその応
用シンポジウム予稿集　　Ｐ６４３〜６４６　　芹澤睦
，村上純造著“移動通信のためのヴィタビアルゴリズム
を用いた遅延検波形ＧＭＳＫ復調方式の検討”」に詳述
されている。

【００４５】また、ディスクリミネータ１３の出力から
ヴィタビアルゴリズムを用いて判定する方式を図８に示
す。

【００４６】同図に示すように、入力信号は、リミッタ
１２及びディスクリミネータ１３を通過後、スイッチ１
８によりサンプリングされ、伝送された可能性のある信
号が同様のリミッタ及びディスクリミネータを通過して
得られるはずの理想信号ＩＳ１，ＩＳ２…と比較器１９
により比較され、その差異がブランチメトリックＢＭ１
，ＢＭ２…として出力される。そして、この出力からリ
ミッタ及びディスクリミネータを通過した後の最大尤度
系列（最尤系列）がヴィタビアルゴリズム２０を用いて
識別・検出され、出力される。

【００４７】このヴィタビアルゴリズムの技術に関して
は、例えば「ＩＥＥＥ，Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｉｎｆｏｒ
ｍ．Ｔｈｅｏｒｙ　Ｖｏｌ．ＩＴ−１８　Ｎｏ３　ｐｐ
３６３　〜３７８　１９７８　Ｇ．Ｄ．Ｆｏｒｎｙ　Ｊ
ｒ．著“Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｅａｄ　Ｓｅ
ｑｕｅｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｄｉｇｉ
ｔａｌ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｐｒｅｓ
ｅｎｃｅ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅ
ｒｆｅｒｅｎｃｅ”」に詳述されている。

【００４８】図１に示した信頼性測定装置３は、受信パ
ワー等を測定することにより、信頼性の測定が可能であ
る。

【００４９】図９は第１の発明の他の実施例を示すもの
である。

【００５０】同図に示す実施例は、第１及び第２の検波
復調装置４，５の双方によりリミッタ２１及びディスク
リミネータ２２を用いる場合に、それらを共有している
。これにより、回路の小型化を図ることができる。

【００５１】図１０は第１の発明のさらに他の実施例を
示すものである。

【００５２】同図に示す実施例は、信頼性測定装置３の
測定する信頼性として、ヴィタビアルゴリズムの尤度関
数をそのまま利用している。この場合、尤度関数を得る
ためには、第１の検波復調装置４を動作させる必要があ
る。そこで、この実施例では、第１の検波復調装置４を
少なくとも間欠的に動作させて尤度を測定し、信頼性の
高い場合には切替制御装置２３の制御により第１の検波
復調装置４を停止させると共に第２の検波復調装置４を
動作させ、信頼性が低い場合にはそのまま第１の検波復
調装置４の動作を継続させるようにしている。

【００５３】次に、第２の発明の実施例について説明す
る。

【００５４】図１１は第２の発明の一実施例に係る復調
装置の構成を示す図である。

【００５５】同図に示すように、入力信号は、少なくと
も２つに分配され、一方は第１の等化器３１に入力され
、他方は第２の等化器３２に入力される。そして、第１
及び第２の等化器３１，３２の出力は、判定装置３３の
判定結果に従ってスイッチ３４によりいずれか一方が選
択され、出力される。

【００５６】ここで、第１の等化器３１と第２の等化器
３２とは、少なくとも何等かの特性が異なるものとされ
ている。具体的には、次のようなものが挙げられる。

【００５７】■一方の等化器をＬＭＳアルゴリズムによ
りタップ係数を更新し、他方の等化器をＲＬＳアルゴリ
ズムによりタップ係数を更新するようにする。

【００５８】ここで、ＲＬＳアルゴリズムは、数値的特
性が悪く、ラウンドアップエラーが蓄積することが知ら
れている。このことに関しては、例えば「ＩＥＥＥ，Ｔ
ｒａｎｓ，ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ　
ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ＶＯＬ
．ＡＳＳＰ−３４　Ｎｏ−５　Ｏｃｔ．１９８４　ＥＬ
ＥＦＴＨＥＲＩＯＵａｎｄＦＡＬＣＯＮＥＲ　“ＲＬＳ
　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｆｉｌｔｅｒ　”」に詳述されて
いる。従って、長時間継続してＲＬＳアルゴリズムを動
作させるとタップ係数が発散する可能性がある。一方、
ＬＭＳアルゴリズムは、タップ係数の収束性すなわち伝
送路変動への追従性が悪い反面、数値的特性が良好であ
る。よって、これらの特性を各々具備する第１の等化器
３１及び第２の等化器３２を有することで、双方の長所
を引き出すことができる。

【００５９】なお、この場合、ＲＬＳアルゴリズムに従
ってタップ係数が更新される等化器の方が選択されたと
きには、ＲＬＳアルゴリズムを用いて算出されたタップ
係数をＬＭＳアルゴリズムに従ってタップ係数が更新さ
れる等化器のタップ係数に置き換え、またＬＭＳアルゴ
リズムに従ってタップ係数が更新される等化器の方が選
択されたときには、ＲＬＳアルゴリズムをリセットし、
ＬＭＳアルゴリズムに従ってタップ係数が更新される等
化器の出力の判定値を用いて再トレーニングすることで
、数値安定性と高速収束性の双方を満たすことができる
。さらにＬＭＳアルゴリズムの演算数はＲＬＳアルゴリ
ズムの演算数に較べ、数十分の一ないし数百分の一程度
となるためＬＭＳアルゴリズムで十分と判定された場合
、ＲＬＳアルゴリズムを停止させることで消費電力低減
が図れる。

【００６０】■第１の等化器３１及び第２の等化器３２
の各々につき、忘却係数ω、相関行列、相関行列の逆行
列、この逆行列を分解して得られる対角行列等の初期値
を変えて、第１の等化器３１の収束性と第２の等化器３
２の収束性を異なるものとする。

【００６１】■第１の等化器３１を図１２に示すフラク
ショナリースペースド等化器、第２の等化器を図１３に
示すシンボル間隔等化器とする。この時、図中３５に示
すような最大アイ開口サンプルを選択するタイミング再
生機能を備わっているようにすることができる。この例
では、これら２つの等化器３１，３２が等化不能に陥る
確立等は異なっている。従って、両方を組合わせること
で、良好な特性を得ることができる。

【００６２】すなわち、シンボル間隔等化器の所要タッ
プ数は、フラクショナリースペースド等化器の場合に比
べて少なくて良い。従って、収束性に関しては高い性能
が得られる。これに対し、フラクショナリースペースド
等化器は、タイミング位相変動に強い。

【００６３】よって、この例では、伝送路特性の変動が
激しく、タイミング位相等もそれに伴い大きく変動する
ような移動通信分野において、特に良好な誤り率特性を
示す。

【００６４】■第１の等化器３１または第２の等化器３
２のいずれか一方の前段に図１４に示すようにプレフィ
ルタ３６を設け、送信側から等化器入力端末までの伝送
路特性を、第１の等化器３１の入力の場合と第２の等化
器３２の入力の場合とで異なるものとする。これにより
、ミニマムフェーズモードとノンミニマムフェーズモー
ドとの間での変化を異なるタイミングで生じるようにす
ることができ、タップが発散してしまう確立を大幅に低
減することができる。

【００６５】■図１４に示したプレフィルタ３６を図１
５に示すようにアダプティブフィルタとし、少なくとも
トレーニング信号の受信時には動作するようなＬＭＳ等
化器とする。この場合、後段のＲＬＳ等化器の負担が大
幅に低下し、追従特性（収束特性）の高性能化が可能で
ある。

【００６６】■図１６に示すように、等化器以外の検波
回路３７の出力を含めて、選択出力するようにしても良
い。

【００６７】次に、図１１に示した判定装置３３の一例
を図１７に示す。

【００６８】同図に示す判定装置３３は、入力信号と等
化器の出力の相関関係を算出し、その相関が高い方を選
択するものである。すなわち、等化器が等化不能モード
に陥ったり、発散した場合には、等化器の出力と入力信
号とは、全く相関がなくなってしまうことに注目して成
されたものである。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信装置
によれば、消費電力を低減しつつ誤り率を低減すること
ができ、一回の充電により通信可能の時間の長時間化及
びサービスエリアの拡大の両面を充足することができる
。

【００７０】また、本発明の復調装置によれば、良好な
誤り率特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　第１の発明の一実施例に係る受信装置の構
成を示す図である。

【図２】　　図１に示す第２の検波復調装置の構成の一
例を示す図である。

【図３】　　図１に示す第１の検波復調装置の構成の一
例を示す図である。

【図４】　　図３に示す積分・識別判定回路の一例を示
す図である。

【図５】　　図３に示す積分・識別判定回路の他の例を
示す図である。

【図６】　　図５に示す積分・識別判定回路の動作を説
明するための図である。

【図７】　　遅延検波後にヴィタビアルゴリズムを用い
る方式を用いた第１の検波復調装置の構成を示す図であ
る。

【図８】　　ディスクリミネータの出力からヴィタビア
ルゴリズムを用いて判定する方式を用いた第１の検波復
調装置の構成を示す図である。

【図９】　　第１の発明の他の実施例を示す図である。

【図１０】　　第１の発明のさらに他の実施例を示すも
のである。

【図１１】　　第２の発明の一実施例に係る復調装置の
構成を示す図である。

【図１２】　　フラクショナリースペースド等化器の構
成を示す図である。

【図１３】　　シンボル間隔等化器の構成を示す図であ
る。

【図１４】　　図１１に示した第１の等化器または第２
の等化器のいずれか一方の前段にプレフィルタを設けた
場合の図である。

【図１５】　　図１４に示したプレフィルタをアダプテ
ィブフィルタとした場合の図である。

【図１６】　　図１１に示した等化器以外の検波回路の
出力を含めて選択出力するようにした場合の図である。

【図１７】　　図１１に示す判定装置の一例を示す図で
ある。

【図１８】　　受信機の入力信号ＳＮ比対誤り率特性を
示す図である。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…周波数変換回路、３…信頼性測定装
置、４…第１の検波復調装置、５…第２の検波復調装置
、６…スイッチ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信信号を復調する第１の検波・復調
   手段と、この第１の検波・復調手段に比べＳＮ対ＢＢＲ
   特性は悪いが消費電力の少ない第２の検波・復調手段と
   、前記受信信号の信頼性を測定する信頼性測定手段と、
   この信頼性測定手段による測定結果に基づき前記第１の
   検波・復調手段または前記第２の検波・復調手段のうち
   一方を動作させ、少なくとも前記第２の検波・復調手段
   を動作させているときには前記第１の検波・復調手段の
   電力消費を停止させる制御手段とを具備することを特徴
   とする受信装置。
2. 【請求項２】　　入力信号を少なくとも２つ以上に分配
   する分配手段と、この分配手段により分配された各入力
   信号を入力する第１及び第２の等化器と、これら第１及
   び第２の等化器の出力のうちいずれの信頼性が高いかを
   少なくとも前記入力信号、前記第１の等化器の出力及び
   前記第２の等化器の出力を用いて判定する判定手段と、
   この判定手段による判定結果に基づき前記第１の等化器
   の出力または前記第２の等化器の出力のうち信頼性の高
   い方を選択し出力する選択出力手段とを具備することを
   特徴とする復調装置。