JPH04247705A - Integrated circuit device for voltage comparison - Google Patents
Integrated circuit device for voltage comparisonInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
Abstract
Description
【0001】0001
【産業上の利用分野】本発明は、差動増幅器を用いて電
圧比較を行なう電圧比較集積回路装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage comparison integrated circuit device that performs voltage comparison using a differential amplifier.
【0002】0002
【従来の技術】従来の差動増幅器を用いた電圧比較を行
なう電圧比較集積回路装置は、その差動増幅器のオフセ
ット電圧を補償するために、回路構成を所謂「DCリス
トアラ」形式にしている。2. Description of the Related Art A conventional voltage comparison integrated circuit device that performs voltage comparison using a differential amplifier has a circuit configuration of a so-called "DC restorer" type in order to compensate for the offset voltage of the differential amplifier.
【0003】第1図,第2図はその従来の電圧比較集積
回路装置の構成を示す。これらの図面に従って従来の電
圧比較集積回路装置の動作を説明する。FIGS. 1 and 2 show the structure of the conventional voltage comparison integrated circuit device. The operation of the conventional voltage comparator integrated circuit device will be explained according to these drawings.
【0004】このようなDCリストアラにおいては、第
3図に示すように互いに逆相の関係にある2つのクロッ
ク信号CL,CL/(「/」は反転信号を意味する)を
「待機期間」と「動作期間」とを規定する信号として入
力する。第1図は前記待機期間状態を、第2図は動作期
間状態を表わす。第1図,第2図の回路は、1つの差動
増幅器DIFと、DIFのオフセット電圧を補償するた
めのスイツチ素子(Sと表記)等からなる補償回路とか
らなる。この補償回路は、DIFの非反転入力と反転入
力とを短絡するスイツチS2 と、オフセット出力を記
憶するキャパシタC1 ,C2 と、記憶動作時にオフ
セット電流を制御するスイツチS3 ,S4 等を有す
る。また、このDIFは非反転入力端子に、動作期間に
のみ入力信号を入力するためのスイツチS1 も有する
。[0004] In such a DC restorer, as shown in FIG. 3, two clock signals CL and CL/ ("/" means an inverted signal) having opposite phases are called a "standby period". It is input as a signal that defines the "operation period." FIG. 1 shows the standby period state, and FIG. 2 shows the operating period state. The circuits shown in FIGS. 1 and 2 consist of one differential amplifier DIF and a compensation circuit including a switch element (denoted as S) for compensating the offset voltage of DIF. This compensation circuit includes a switch S2 that short-circuits the non-inverting input and the inverting input of the DIF, capacitors C1 and C2 that store the offset output, and switches S3 and S4 that control the offset current during a storage operation. This DIF also has a switch S1 at its non-inverting input terminal for inputting an input signal only during the operating period.
【0005】これらのスイツチS1 乃至S4 の開閉
動作について説明する。スイツチS1 は、第3図のク
ロック信号CLがハイレベル(CL/がローレベル)の
ときにゲートが開くようになっており、スイツチS2
乃至S4 はクロック信号CLがローレベル(CL/が
ハイレベル)のときにゲートが開くようになっている。
当然のことであるが、CLがローレベルのときはスイツ
チS1 は閉じている。第1図は待機期間におけるスイ
ツチの開閉状態を、第2図は動作期間におけるそれを示
している。The opening and closing operations of these switches S1 to S4 will be explained. The gate of the switch S1 is opened when the clock signal CL shown in FIG. 3 is at a high level (CL/ is at a low level), and the gate of the switch S2 is opened.
The gates of S4 to S4 are opened when the clock signal CL is at a low level (CL/ is at a high level). As a matter of course, when CL is at a low level, switch S1 is closed. FIG. 1 shows the open/closed state of the switch during the standby period, and FIG. 2 shows it during the operating period.
【0006】信号CLがハイレベル(信号CL/がロー
レベル)である待機期間においては、スイツチS2 ,
S3 ,S4 が閉じて、スイツチS1 は開いている
から、増幅器DIFの非反転入力端子及び反転入力端子
には共に基準電圧VR1が入力される。従って、DIF
の2つの出力端子にはオフセット電圧(VOFF )が
発生し、このオフセット電圧はキャパシタC1 ,C2
の夫々の一方の極に印加される。一方、キャパシタC
1 ,C2 の他方の端子には、スイツチS3 ,S4
が閉じているために、基準電圧VR2が印加されてお
り、従って、キャパシタC1 ,C2 には、電位差V
R2−VOFF に相当する電荷がチャージされる。即
ち、DIFのオフセット電圧がキャパシタC1 ,C2
に記憶される。During the standby period when the signal CL is at a high level (signal CL/ is at a low level), the switches S2,
Since S3 and S4 are closed and switch S1 is open, reference voltage VR1 is input to both the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of amplifier DIF. Therefore, DIF
An offset voltage (VOFF) is generated at the two output terminals of the capacitors C1 and C2.
is applied to one pole of each. On the other hand, capacitor C
The other terminals of 1 and C2 are connected to switches S3 and S4.
Since the capacitors C1 and C2 are closed, the reference voltage VR2 is applied, and therefore the potential difference V
A charge corresponding to R2-VOFF is charged. That is, the offset voltage of DIF is
is memorized.
【0007】信号CLがローレベル(信号CL/がハイ
レベル)となる動作期間においては、スイツチS2 ,
S3 ,S4 は開き、スイツチS1 は閉じるから、
増幅器DIFの出力端子には、
G(Vin−VR1)+VOFF
(ここで、Gはゲイン)が現われるものの、キャパシタ
C1 ,C2 のチャージにより、VOFF はキヤン
セルされることになる。During the operation period when the signal CL is at a low level (signal CL/ is at a high level), the switches S2,
Since S3 and S4 are open and switch S1 is closed,
Although G(Vin-VR1)+VOFF (here, G is the gain) appears at the output terminal of the amplifier DIF, VOFF is canceled due to the charging of the capacitors C1 and C2.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとしている課題】このような従来の
電圧比較回路においては、待機期間と動作期間とを、制
御信号をスイツチ素子に入力することにより発生せし、
待機期間中にオフセット電圧を記憶し、動作期間中に、
この記憶したオフセット値を効かすというものである。
しかしながら、これらの待機期間と動作期間とを発生せ
しめるために、スイツチが動作することとなり、このス
イツチのオン/オフ動作によるコモンモードのノイズの
発生が危倶される。SUMMARY OF THE INVENTION In such a conventional voltage comparator circuit, a standby period and an operating period are generated by inputting a control signal to a switch element.
The offset voltage is memorized during the standby period, and during the operation period,
This stored offset value is applied. However, in order to generate these waiting periods and operating periods, a switch is operated, and there is a risk that common mode noise may be generated due to the on/off operation of the switch.
【0009】特に増幅器DIFは差動構造になっている
ために、ノイズがコモンモードで入力される分には、原
理的には、そのノイズが問題となることはない。しかし
ながら、第1図,第2図をみても分るように、スイツチ
S1 は、2つの入力端子のうちの非反転入力端子のラ
インにのみ入力されている。即ち、信号源インピーダン
スと基準電源インピーダンスが一般的に異なるので、ス
イツチS1 ,S2 によって引き起こされる雑音電圧
が差動増幅器の2つの入力に対称に入力されない。この
非対称性がそのまま雑音となって電圧比較の分解能を低
下させるのである。[0009] In particular, since the amplifier DIF has a differential structure, in principle, the noise does not pose a problem as long as the noise is input in the common mode. However, as can be seen from FIGS. 1 and 2, the switch S1 is input only to the line of the non-inverting input terminal of the two input terminals. That is, since the signal source impedance and the reference source impedance are generally different, the noise voltages caused by the switches S1 and S2 are not input symmetrically to the two inputs of the differential amplifier. This asymmetry directly becomes noise and reduces the resolution of voltage comparison.
【0010】また更に、上記従来の回路構成は次のよう
な問題をはらんでいる。即ち、電圧比較という応用分野
では、基準電圧(VR1)の範囲を大きくとることがで
きれば、それだけ入力ダイナミックレンジが拡がる。し
かしながら、この従来回路では、VR1が直接入力され
ているために、前記ダイナミックレンジは差動増幅器の
同相入力ダイナミックレンジにより決まってしまうので
ある。Furthermore, the conventional circuit configuration described above has the following problems. That is, in the application field of voltage comparison, the wider the range of the reference voltage (VR1), the wider the input dynamic range. However, in this conventional circuit, since VR1 is directly input, the dynamic range is determined by the common-mode input dynamic range of the differential amplifier.
【0011】そこで本発明の目的は、上記従来技術の問
題点を除去するために提案されたものであり、分解能の
高い電圧比較集積回路装置を提案するものである。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention was proposed to eliminate the problems of the prior art described above, and to propose a voltage comparison integrated circuit device with high resolution.
【0012】更に本発明の他の目的は、同相入力ダイナ
ミックレンジが大きくとれる電圧比較集積回路装置を提
案するものである。Still another object of the present invention is to propose a voltage comparator integrated circuit device that can provide a wide common-mode input dynamic range.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】上記課題を達成するため
の本発明の構成は、差動増幅器と、この差動増幅器のオ
フセット電圧をキヤンセルするためのオフセット電圧の
サンプルホールド回路とを具備した電圧比較集積回路装
置において、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に設け
られた2組のスイツチグループであって、前記差動増幅
器の2つの入力の夫々に対して同電位の第1の基準電圧
を導く第1と第2のスイツチからなる第1スイツチグル
ープと、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に対して比
較対称の入力電圧と第2の基準電圧とを導く第3と第4
のスイツチからなる第2スイツチグループとを具備し、
前記2組のスイツチグループは互いに背反のタイミング
で開閉することを特徴とする。[Means for Solving the Problems] A configuration of the present invention for achieving the above-mentioned problems is a voltage voltage circuit comprising a differential amplifier and an offset voltage sample and hold circuit for canceling the offset voltage of the differential amplifier. In the comparison integrated circuit device, two switch groups are provided at each of the two inputs of the differential amplifier, the first reference voltage being at the same potential as each of the two inputs of the differential amplifier. a first switch group consisting of first and second switches that lead to a second reference voltage, and third and fourth switches that lead to a comparatively symmetrical input voltage and a second reference voltage to each of the two inputs of the differential amplifier.
and a second switch group consisting of switches,
The two switch groups are characterized in that they open and close at opposite timings.
【0014】上記2つのグループのスイツチは、入力に
ついて対称に設定されているので、スイツチから発生す
るノイズは差動増幅器の各々の入力については同一とな
る。Since the two groups of switches are set symmetrically with respect to their inputs, the noise generated by the switches is the same for each input of the differential amplifier.
【0015】本発明の更に他の構成は、上記構成に加え
て、前記スイツチグループの各々の後段に、前記差動増
幅器の2つの入力の夫々をキャパシタ結合するための夫
々のキャパシタと前記差動増幅器の各々の入力端子に第
3の基準電位を供給する第5,第6のスイツチにより開
閉可能な基準電圧回路とを更に具備し、上記第5,第6
のスイツチは、前記第1のスイツチグループのスイツチ
と同タイミングで開閉することを特徴とする。Still another configuration of the present invention is that, in addition to the above configuration, each of the switch groups includes, at a subsequent stage, respective capacitors for capacitor-coupling each of the two inputs of the differential amplifier and the differential amplifier. It further comprises a reference voltage circuit that can be opened and closed by fifth and sixth switches that supply a third reference potential to each input terminal of the amplifier, and the fifth and sixth switches
The switches are characterized in that they open and close at the same timing as the switches of the first switch group.
【0016】即ち、上記キャパシタには、前記第1の基
準電位と第3の基準電位の差分が充電される。That is, the capacitor is charged with the difference between the first reference potential and the third reference potential.
【0017】[0017]
【実施例】以下、添付図面を参照して本発明を適用した
好適な実施例を2つ(第1,第2実施例)挙げて説明す
る。第1実施例(第4図,第5図)は分解能の向上を目
ざしたものであり、第2実施例(第6図,第7図)は第
1実施例を発展させて、同相入力ダイナミックレンジを
改善したものである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Two preferred embodiments (first and second embodiments) to which the present invention is applied will be described below with reference to the accompanying drawings. The first embodiment (Figs. 4 and 5) aims to improve the resolution, and the second embodiment (Figs. 6 and 7) is an extension of the first embodiment, and the in-phase input dynamic This is an improved range.
【0018】また、これらの実施例においては、第1図
の従来例と同じ構成要素であるものについては同一参照
記号を付してある。Further, in these embodiments, the same reference symbols are given to the same components as in the conventional example shown in FIG.
【0019】第1実施例について、第4図は待機期間に
おけるスイツチ動作を、第5図は動作期間におけるそれ
を示している。即ち、DIFの非反転入力端子には、ス
イツチS5 を介してのVinとスイツチS6 を介し
てのVR1とが入力され、また反転入力端子には、スイ
ツチS7 を介してのVR1とスイツチS8 を介して
のVR1とが入力される。信号CLがハイレベルとなる
待機期間にはスイツチS6 ,S8 ,S3 ,S4
が閉じ(第4図)、信号CL/がハイレベルとなる動作
期間にはスイツチS5 ,S7 が閉じる(第5図)。
即ち、待機期間においても、動作期間においても、各入
力端子に信号が入力される際にその信号が通るスイツチ
の数は同じである。従って、それらのスイツチのインピ
ーダンスを同じに設定すれば、スイツチにより誘起され
る雑音電圧は2つの入力端子に対称に入力されるので分
解能が損なわれることはない。Regarding the first embodiment, FIG. 4 shows the switch operation during the standby period, and FIG. 5 shows the switch operation during the operating period. That is, to the non-inverting input terminal of DIF, Vin via switch S5 and VR1 via switch S6 are input, and to the inverting input terminal, VR1 via switch S7 and VR1 via switch S8 are input. VR1 is input. During the standby period when the signal CL is at high level, switches S6, S8, S3, and S4 are activated.
is closed (FIG. 4), and during the operation period in which the signal CL/ is at a high level, switches S5 and S7 are closed (FIG. 5). That is, in both the standby period and the operation period, when a signal is input to each input terminal, the number of switches through which the signal passes is the same. Therefore, if the impedances of these switches are set to be the same, the noise voltage induced by the switches will be input symmetrically to the two input terminals, so that resolution will not be impaired.
【0020】次に、第6図,第7図を用いて第2実施例
を説明する。この第2実施例は、第1実施例の回路に対
して更に、キャパシタC3 ,C4 とスイツチS9
,S10を付加したものである。即ち、キャパシタC3
,C4 は夫々、DIFの入力ラインにAC結合とな
るように設けられ、スイツチS9 ,S10は夫々、D
IFの入力端子に基準電圧VR2を与える。スイツチS
9 ,S10はクロック信号CLにより制御され、待機
期間に閉じるようになっている。Next, a second embodiment will be explained using FIGS. 6 and 7. This second embodiment further adds capacitors C3 and C4 and a switch S9 to the circuit of the first embodiment.
, S10 are added. That is, capacitor C3
, C4 are respectively provided to be AC coupled to the input line of DIF, and switches S9 and S10 are respectively provided to connect DIF to the input line of DIF.
A reference voltage VR2 is applied to the input terminal of the IF. Switch S
9 and S10 are controlled by the clock signal CL and are closed during the standby period.
【0021】従って、この第2実施例においては、待機
期間中は、スイツチS9 ,S10が閉じられることに
よりDIFの入力には同電位(VR2)が入力されるの
で、DIFはオフセット電圧を出力し、その結果、キャ
パシタC1 ,C2 にそのオフセット電圧が記憶され
る。また、スイツチS6 ,S8 が閉じることにより
、キャパシタC3 ,C4 は、夫々、
VR1−VR2
をチャージする。Therefore, in this second embodiment, during the standby period, the switches S9 and S10 are closed and the same potential (VR2) is input to the input of DIF, so DIF outputs an offset voltage. , As a result, the offset voltage is stored in the capacitors C1 and C2. Further, when the switches S6 and S8 are closed, the capacitors C3 and C4 charge VR1-VR2, respectively.
【0022】待機モードから動作モードに移った時の回
路動作について説明する。このときは、キャパシタC3
,C4 の機能は前述のものと同じである。スイツチ
S6 ,S8 が開きスイツチS5 ,S7 が閉じる
とことにより、DIFの非反転入力端子には、
Vin+VR2−VR1
が入力され、反転入力端子には、
VR1+VR2−VR1
が入力される。換言すれば、入力信号Vinは電圧をベ
ースにした信号に変換されてDIFに入力される。従っ
て、等価的に同相入力ダイナミックレンジが拡大したこ
とになる。そして入力信号Vinのダイナミックレンジ
はキャパシタC3 ,C4 の耐圧(この耐圧は差動増
幅器のダイナミックレンジより遥かに大きい)にのみ制
限されるので、従来の比較回路がDIFの同相入力ダイ
ナミックレンジ自体に制限されるのに比して、数段向上
している。The circuit operation when transitioning from standby mode to operation mode will be explained. At this time, capacitor C3
, C4 are the same as described above. When switches S6 and S8 open and switches S5 and S7 close, Vin+VR2-VR1 is input to the non-inverting input terminal of DIF, and VR1+VR2-VR1 is input to the inverting input terminal. In other words, the input signal Vin is converted into a voltage-based signal and input to DIF. Therefore, the in-phase input dynamic range is equivalently expanded. Since the dynamic range of the input signal Vin is limited only by the withstand voltage of capacitors C3 and C4 (this withstand voltage is much larger than the dynamic range of the differential amplifier), the conventional comparator circuit is limited to the common-mode input dynamic range of DIF itself. This is a several step improvement compared to what was done before.
【0023】本発明はその主旨を逸脱しない反転入力端
子で種々変形が可能である。The present invention can be modified in various ways without departing from its spirit.
【0024】例えば、第4図,第5図の第1実施例にお
いて、待機期間中に、DIFの2つの入力に端子に入力
される基準電圧はVinの比較用のVR1とされていた
が、別個の電圧でもよい。For example, in the first embodiment shown in FIGS. 4 and 5, the reference voltage input to the two input terminals of DIF during the standby period was set to VR1 for comparison of Vin. Separate voltages may also be used.
【0025】また同じ理由で、第2実施例においては、
スイツチS9 ,S10の基準電位VR2はVR1と同
じでも差し支えない。For the same reason, in the second embodiment,
The reference potential VR2 of the switches S9 and S10 may be the same as VR1.
【0026】スイツチは色々な回路構成が考えられる。
第8図は、信号CLがハイレベルでCL/がローレベル
のとき(待機期間)に閉じるスイツチの回路例であり、
第9図は信号CL/ハイレベルでCLがローレベルのと
き(動作期間)に閉じるスイツチの回路例である。Various circuit configurations are possible for the switch. FIG. 8 is a circuit example of a switch that closes when the signal CL is high level and CL/ is low level (standby period).
FIG. 9 is a circuit example of a switch that closes when the signal CL is at a high level and CL is at a low level (operation period).
【0027】また、第10図はDIFの回路例である。FIG. 10 is an example of a DIF circuit.
【0028】これらのスイツチやDIFはMOSトラン
ジスタで構成することができる。These switches and DIF can be constructed from MOS transistors.
【0029】[0029]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電圧比較
集積回路装置の構成は、差動増幅器と、この差動増幅器
のオフセット電圧をキヤンセルするためのオフセット電
圧のサンプルホールド回路とを具備した電圧比較集積回
路装置において、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に
設けられた2組のスイツチグループであって、前記差動
増幅器の2つの入力の夫々に対して同電位の第1の基準
電圧を導く第1と第2のスイツチからなる第1スイツチ
グループと、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に対し
て比較対称の入力電圧と第2の基準電圧とを導く第3と
第4のスイツチからなる第2スイツチグループとを具備
し、前記2組のスイツチグループは互いに背反のタイミ
ングで開閉することを特徴とする。[Effects of the Invention] As explained above, the configuration of the voltage comparison integrated circuit device of the present invention includes a differential amplifier and an offset voltage sample and hold circuit for canceling the offset voltage of the differential amplifier. In the voltage comparison integrated circuit device, two switch groups are provided at each of the two inputs of the differential amplifier, the first reference having the same potential with respect to each of the two inputs of the differential amplifier. a first switch group consisting of first and second switches that conduct voltage; and third and fourth switches that conduct comparatively symmetrical input voltages and second reference voltages to each of the two inputs of the differential amplifier. and a second switch group consisting of switches, and the two switch groups are characterized in that they open and close at mutually opposite timings.
【0030】従って、上記2つのグループのスイツチは
、入力について対称に設定されているので、スイツチか
ら発生するノイズは差動増幅器の各々の入力については
同一となるので、回路全体での分解能は高まる。Therefore, since the switches in the above two groups are set symmetrically with respect to the inputs, the noise generated from the switches is the same for each input of the differential amplifier, so the resolution of the entire circuit increases. .
【0031】本発明の更に他の構成は、上記構成に加え
て、前記スイツチグループの各々の後段に、前記差動増
幅器の2つの入力の夫々をキャパシタ結合するための夫
々のキャパシタと前記差動増幅器の各々の入力端子に第
3の基準電位を供給する第5,第6のスイツチにより開
閉可能な基準電圧回路とを更に具備し、上記第5,第6
のスイツチは、前記第1のスイツチグループのスイツチ
と同タイミングで開閉することを特徴とする。Still another configuration of the present invention is that, in addition to the above configuration, a respective capacitor for capacitor-coupling each of the two inputs of the differential amplifier and the differential amplifier are provided at the rear stage of each of the switch groups. It further comprises a reference voltage circuit that can be opened and closed by fifth and sixth switches that supply a third reference potential to each input terminal of the amplifier, and the fifth and sixth switches
The switches are characterized in that they open and close at the same timing as the switches of the first switch group.
【0032】即ち、上記キャパシタには、前記第1の基
準電位と第3の基準電位の差分が充電されるので、回路
全体の同相入力ダイナミックレンジはキャパシタの特性
に依存するようになり、この特性は差動増幅器のダイナ
ミックレンジよりも大きい。。That is, since the capacitor is charged with the difference between the first reference potential and the third reference potential, the common-mode input dynamic range of the entire circuit becomes dependent on the characteristics of the capacitor. is larger than the dynamic range of the differential amplifier. .
【図1】従来の回路の動作を説明する図。FIG. 1 is a diagram explaining the operation of a conventional circuit.
【図2】従来の回路の動作を説明する図。FIG. 2 is a diagram explaining the operation of a conventional circuit.
【図3】DCリストアラのタイミング制御に使われるク
ロック信号のタイミングチヤート。FIG. 3 is a timing chart of a clock signal used for timing control of the DC restorer.
【図4】第1実施例の回路動作を説明する図。FIG. 4 is a diagram explaining the circuit operation of the first embodiment.
【図5】第1実施例の回路動作を説明する図。FIG. 5 is a diagram explaining the circuit operation of the first embodiment.
【図6】第2実施例の回路動作を説明する図。FIG. 6 is a diagram explaining the circuit operation of the second embodiment.
【図7】第2実施例の回路動作を説明する図。FIG. 7 is a diagram illustrating the circuit operation of the second embodiment.
【図8】待機期間に閉じるスイツチの回路例を示す図。FIG. 8 is a diagram showing a circuit example of a switch that closes during a standby period.
【図9】動作期間に閉じるスイツチの回路例を示す図。FIG. 9 is a diagram showing an example of a circuit of a switch that closes during an operation period.
【図10】増幅器DIFの回路例を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a circuit example of an amplifier DIF.
DIF…差動増幅器 S…スイツチ C…キャパシタ DIF...Differential amplifier S...Switch C...Capacitor
Claims (3)
ト電圧をキヤンセルするためのオフセット電圧のサンプ
ルホールド回路とを具備した電圧比較集積回路装置にお
いて、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に設けられた
2組のスイツチグループであって、前記差動増幅器の2
つの入力の夫々に対して同電位の第1の基準電圧を導く
第1と第2のスイツチからなる第1スイツチグループと
、前記差動増幅器の2つの入力の夫々に対して比較対称
の入力電圧と第2の基準電圧とを導く第3と第4のスイ
ツチからなる第2スイツチグループとを具備し、前記2
組のスイツチグループは互いに背反のタイミングで開閉
することを特徴とする電圧比較集積回路装置。1. A voltage comparison integrated circuit device comprising a differential amplifier and an offset voltage sample-and-hold circuit for canceling the offset voltage of the differential amplifier, wherein each of two inputs of the differential amplifier two switch groups provided, two switch groups of the differential amplifier;
a first switch group consisting of first and second switches that lead a first reference voltage of the same potential to each of the two inputs of the differential amplifier; and a comparatively symmetrical input voltage to each of the two inputs of the differential amplifier. and a second switch group consisting of third and fourth switches that guide the second reference voltage and the second reference voltage.
A voltage comparison integrated circuit device characterized in that switch groups of a set open and close at mutually opposite timings.
記差動増幅器の2つの入力の夫々をキャパシタ結合する
ための夫々のキャパシタと前記差動増幅器の各々の入力
端子に第3の基準電位を供給する第5,第6のスイツチ
により開閉可能な基準電圧回路とを更に具備し、上記第
5,第6のスイツチは、前記第1のスイツチグループの
スイツチと同タイミングで開閉することを特徴とする請
求項の第1項に記載の電圧比較集積回路装置。2. A third reference potential is provided at a subsequent stage of each of the switch groups to respective capacitors for capacitor coupling each of the two inputs of the differential amplifier and to each input terminal of the differential amplifier. It further comprises a reference voltage circuit that can be opened and closed by a fifth and sixth switch, and the fifth and sixth switches open and close at the same timing as the switches of the first switch group. A voltage comparison integrated circuit device according to claim 1.
特徴とする請求項の第1項に記載の電圧比較集積回路装
置。3. The voltage comparison integrated circuit device according to claim 1, wherein the first and second reference voltages are equal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3013231A JPH04247705A (en) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | Integrated circuit device for voltage comparison |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3013231A JPH04247705A (en) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | Integrated circuit device for voltage comparison |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04247705A true JPH04247705A (en) | 1992-09-03 |
Family
ID=11827414
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3013231A Pending JPH04247705A (en) | 1991-02-04 | 1991-02-04 | Integrated circuit device for voltage comparison |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04247705A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011061726A (en) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Toshiba Corp | Semiconductor integrated circuit |
JP2012095349A (en) * | 2004-02-23 | 2012-05-17 | Sony Corp | Ad conversion method and ad conversion device |
-
1991
- 1991-02-04 JP JP3013231A patent/JPH04247705A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012095349A (en) * | 2004-02-23 | 2012-05-17 | Sony Corp | Ad conversion method and ad conversion device |
JP2011061726A (en) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Toshiba Corp | Semiconductor integrated circuit |
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