JPH04233808A - 高周波数、広帯域、3重平衡ミキサ - Google Patents

高周波数、広帯域、3重平衡ミキサ

Info

Publication number
JPH04233808A
JPH04233808A JP18701591A JP18701591A JPH04233808A JP H04233808 A JPH04233808 A JP H04233808A JP 18701591 A JP18701591 A JP 18701591A JP 18701591 A JP18701591 A JP 18701591A JP H04233808 A JPH04233808 A JP H04233808A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
mixer
balun
pair
fork
rings
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP18701591A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH0656932B2 (ja
Inventor
Owen D Fordham
オーウェン・ディー・フォードハム
Wilbert B Copeland
ウィルバート・ビー・コープランド
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Raytheon Co
Original Assignee
Hughes Aircraft Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hughes Aircraft Co filed Critical Hughes Aircraft Co
Publication of JPH04233808A publication Critical patent/JPH04233808A/ja
Publication of JPH0656932B2 publication Critical patent/JPH0656932B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D9/00Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
    • H03D9/06Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
    • H03D9/0608Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
    • H03D9/0633Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit
    • H03D9/0641Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit located in a hollow waveguide
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0011Diodes
    • H03D2200/0013Diodes connected in a ring configuration
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0023Balun circuits
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14Balanced arrangements
    • H03D7/1408Balanced arrangements with diodes
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D9/00Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
    • H03D9/06Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
    • H03D9/0608Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
    • H03D9/0633Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes mounted on a stripline circuit

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Amplitude Modulation (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に高レベル補助
信号を加算或いは減算的に混合することにより所定の周
波数の入射信号を異なる周波数の出力信号へ変換するこ
とを必要とする無線受信機および送信機に関し、特に広
帯域特性を有し高周波数信号を低い歪みで混合できる3
重平衡ミキサに関する。
【0002】
【従来の技術】ミキサは2個の入力信号、すなわち低電
力無線信号(RF)と、高電力局部発振器信号(LO)
を受信し、1個の出力信号、すなわち中間周波数信号(
IF)を生成する。正弦波入力信号は典型的に入力信号
周波数の和と差の周波数成分を有する出力信号で生じる
。さらに、出力信号は入力信号周波数の倍数の和と差を
含む。典型的に、入力信号の和または差のみが望ましく
、他の信号成分はフィルタで除去される。
【0003】通常のミキサは能動、受動或いはスイッチ
ング型式である。しかしながら、受動ミキサに対するシ
ョッツキバリヤダイオードの発展は他の型式よりも有効
な受動ダイオードミキサを生成し、したがって、受動ダ
イオードミキサはより幅広く使用されている。
【0004】ミキサは単一ダイオード(シングルエンド
ミキサ)によって構成されるが、最小の十分な性能を与
えるために3個のポート全てにフィルタを含まなければ
ならない。しかしながら、フィルタの使用は任意の2個
のポートの隣接する周波数を処理するためにそのような
ミキサの無能を生じさせる。このミキサのスプリアス特
性は一般的にダイオードの固有する非線形にすぎないも
のであり、分離はフィルタを設けることによってのみ良
好に行うことができる。RFおよびLO周波数とその高
調波と他の不所望な混合生成物はIFポートに出力信号
の可成の成分として現れる。
【0005】単一平衡ミキサは2個のダイオードから構
成されるので、シングルエンドミキサよりもLOの高出
力を必要とする。しかし、単一平衡ミキサの利点は少な
くとも1個の漏洩路に対してより良好なスプリアス抑制
および分離を有することである。単一平衡ミキサはIF
ポートから分離するLOまたはRFポートのいずれかに
バラン(balun:平衡不平衡変成器)を使用するが
、フィルタは他のポート(RFまたはLOポート)に必
要とされている。ミキサバランの最も重要な特性は逆電
圧および逆電流(180 度の位相差で等振幅)を平衡
負荷の両側に供給する能力である。
【0006】2重平衡ミキサは4個のダイオードから構
成されるので、単一平衡ミキサよりもLO出力を必要と
する。しかしながら、2重平衡ミキサはすぐれたスプリ
アス抑制と、ダイナミック範囲と、低いVSWR(電圧
定型波比)と、低変換損失と、低雑音とを有する。2重
平衡ミキサは互いにLOおよびRF信号を分離しさらに
IF信号からその両者を分離するためにRFおよびLO
ポートの2個のバランを使用する。
【0007】3重平衡ミキサは8個のダイオードおよび
3個のバラン(或いはより正確に3対のバラン)から構
成される。3重平衡ミキサは広いダイナミック範囲と、
良好なスプリアス抑制と、中間ポート分離を提供し、2
重平衡ミキサよりも高いIFポート周波数を許容する。 3重平衡ミキサの欠点はLOの高出力が要求されること
と、IFポートの直流(DC)に減少する不安定性と、
高コストであることである。
【0008】ミキサ性能が比較的高い入力周波数すなわ
ち18ギガヘルツより高い入力周波数によって悪影響を
与えることは重要である。周波数が増加すると、ポート
間の分離は減少し、導入線インダクタンスと、寄生キャ
パシタパンスと、部品の物理的位置はミキサの性能をま
すます低下させる傾向がある。結果的に、多くの重要な
手段において、通常のミキサは典型的にそのような高周
波数では十分に動作しない。
【0009】そのようなミキサの高周波数性能を改良す
るための企てにおいて、幾つかの従来のミキサは導波管
ポートを利用してきた。導波管ポートを使用する従来の
ミキサの1例はWestgate氏による米国特許4,
691,380 号明細書中に開示されている。Wes
tgateの装置は35ギガヘルツまでの高周波数で使
用されるために構成された2重平衡ミキサである。しか
し、Westgateの装置は上述の2重平衡ミキサの
欠点を有する。
【0010】他の従来のミキサは直交構造を使用するこ
とによってそのような高周波数要求でのポート分離を改
良する。RFおよびLOポートに対する直交ハイブリッ
ドT接合を利用する従来のミキサの1例はWong氏他
による米国特許4,480,336 号明細書で開示さ
れている。Wong氏他によるミキサは単一平衡ミキサ
または2重平衡ミキサであるので、単一および2重平衡
ミキサに対する典型的な欠点を有する。
【0011】現在市販されている3重平衡ミキサはハウ
ジング内で1対のパッケージされたダイオードリングを
吊している3対のバランと3組のコネクタのシステムを
利用する。バランはポート分離を改良するために直交し
て配置され、電磁エネルギ吸収材料がハウジング内で生
じた電流を減少するために使用される。そのような従来
の3重平衡ミキサは26ギガヘルツまでの周波数で動作
するように設計されたが、20ギガヘルツより高いその
性能は好ましくない。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】したがって、ミキサは
良好なポート分離と、スプリアス抑制と、高周波数にお
ける低変換損失を提供することが必要とされ、これらの
結果に達成することが可能であり、さらに高帯域性能お
よび低い歪みを設けることができるミキサが必要とされ
ている。
【0013】本発明の主な目的は、高周波数入力信号に
よって良好の性能を可能にする改良されたミキサを提供
することである。
【0014】本発明の別の目的は、高周波数入力信号に
よって良好の性能を可能にする3重平衡ミキサを提供す
ることである。
【0015】本発明のさらに別の目的は、広帯域特性を
有する3重平衡ミキサを提供することである。
【0016】本発明のさらに別の目的は、高ダイナミッ
ク範囲を有する3重平衡ミキサを提供することである。
【0017】本発明の目的は、優良なスプリアス特性を
有する改良されたミキサを提供することである。
【0018】特に本発明は、同軸または導波管ポートを
利用するか否かに依存して38ギガヘルツまたは50ギ
ガヘルツ程度に高周波数に対する通常の高性能3重平衡
ミキサの性能特性を発展させる。
【0019】
【課題を解決するための手段】通常当業者は、20ギガ
ヘルツより高い周波数での満足すべき性能を可能にする
3重平衡ミキサを構成することは不可能であることは信
じていた。これはダイオード四辺形はキャパシタンスお
よび寄生導入線インダクタンスを有し、それらはリボン
コネクタインダクタンスと結合されてローパスフィルタ
としてミキサ回路中で作用するので、ミキサの高周波数
特性が制限されるからである。しかし、低キャパシタパ
ンスビームリードダイオード四辺形リングをバランに直
接接続することによって、最高周波数信号を供給するこ
とが予想され(したがってリボンコネクタは不必要)、
特別に設計されたバランを結合することによって、これ
らの特性および寄生インダクタンスは最小限にされた。 結果的に、本発明のミキサは比較的低い周波数で動作す
る通常の3重平衡ミキサの高性能特性の全てを維持なが
ら、50ギガヘルツまでの高周波数信号を処理すること
が可能である。
【0020】本発明は適切な誘電体シートの両面に配置
された2個のビームリードダイオード四辺形リングを備
える。これらの部品に対する適切なハウジングは3対の
バランに接続されるRF、LO、およびIFポート(入
力および出力信号に対する)を有する。適切なコネクタ
は2対のバランをリングに接続する。しかしながら、他
の対のバランはコネクタを使用せずにダイオードリング
に直接接続される。そのようなコネクタの除去はそのよ
うなコネクタによるンダクタンスを除く。最高周波数を
ミキサに供給するポートはそのようにしなければ大きな
性能低下を生じさせるものである。したがって、高周波
数ポート用の回路中のコネクタは除去されることが好ま
しい。結果として、高周波数ポート用のこの新しい回路
は高周波数の制限を上昇させ、ミキサは処理可能である
ので、大いにその性能を高めることができる。
【0021】本発明は、またコネクタ長を減少するため
に新しく設計されたバランを利用してバランが与えるイ
ンダクタンスを減少することができる。さらに、バラン
の新しい設計はバランの寄生短絡スタブインピーダンス
を最大にし、2個のポートのコネクタ長を最小にし、他
のポートのコネクタの必要性を除去する。したがって、
ユニークなバラン設計はミキサがその帯域幅(従来の場
合には比較的低い周波数でしか得られない)を保持する
ことを可能にさせ、同時に高周波数特性を延在する。必
然的に、バランのユニークな特徴は中間部分で外方向に
屈曲されるフォーク状の特殊な形状にある。このバラン
は短絡スタブインピーダンス、すなわちフォーク状部分
の枝部間のインピーダンスを最大にするために(その長
の大部分に対して)フォーク状の部分の広い間隔を設け
、さらにダイオードリングとフォーク状部分との距離を
最小にするためにフォーク状部分の端部で狭い間隔を設
けるので、コネクタがブリッジするための必要な距離を
最小にし、少なくとも1対のバランのダイオードリング
への直接接続を許容する。
【0022】ハウジングはそのほぼ中心部分に空洞を形
成する内壁を有する。空洞はリングと、バランとバラン
コネクタを含む。空洞の大きい寸法はさもなければミキ
サの平衡をだめにさせるバランと空洞との電磁結合を最
小にする。
【0023】
【実施例】図を参照にすると、本発明のミキサが全体を
符号10で示されている。ミキサ10は符号12,14
 で示された1対のダイオード四辺形リングを含むこと
が好ましく、リング12,14 はファイバ補強テフロ
ン(デュロイド)材料から構成されるのが好ましい適切
なシート16上に配置されることが好ましい。またリン
グ12,14 は図2で示されたようにシート16の反
対面上に配置されることが好ましい。
【0024】シート16は約0.127 ミリメータ(
5ミル)の一致した厚さからなることが好ましい。しか
しながら、シート16はまた他の適当な厚さからなるこ
とができ、デュロイド以外の材料から構成されることも
できる。
【0025】ミキサ10はまたハウジング20を含むこ
とが好ましい。ハウジング20はミキサ10から或いは
ミキサ10への信号入力および出力に対するRF(高周
波)ポート22と、LO(局部発振)ポート24と、I
F(中間周波数)ポート26とを有する。RFバラン対
28はRFポート22に接続され、LOバラン対30は
LOポート24に接続され、IFバラン対32はIFポ
ート26に接続される。バラン対28はその上部と下部
をそれぞれ示す図9の(a)と(b)に示されたように
接地面60と平行に配置したライン58を有することが
好ましい。ライン58および接地面60は不平衡マイク
ロストリップ伝送ラインを構成する。ライン58および
接地面60は1対の平行の平衡ストリップ伝送ライン、
すなわち上部または下部フォーク状部分44,45 に
それぞれ信号を供給する。バラン対28は以下詳細に説
明されるデュロイド層18の反対面上に付着された金属
パターンの形態であることが好ましい。バラン対30も
同様に1対の平行の平衡ストリップ伝送ライン、すなわ
ち上部および下部フォーク状部分50,53 にそれぞ
れ信号を供給するライン62および平行接地面64を有
することが好ましい。バラン対30はまた相互コネクタ
96の1つに適応するようにバラン対30の中心線でカ
ットアウト部分またはホール59を有することが好まし
い。ホール59および相互コネクタ96については以下
詳細に説明される。バラン対32は上部および下部フォ
ーク状部分54,57 にそれぞれ信号を供給するライ
ン66および平行接地面68を有する。 図2に示されたようにバラン対28,30,32は互い
に近くに配置され、また四辺形リング12,14 を近
くに配置することを容易にするために溝を付けることが
できる。しかし、バラン対28,30,32のいずれか
または全部は図9の(a)と(b)に示されたように溝
を付けなくてもよい。
【0026】電気コネクタ34と36はリングの適当な
端子にバラン28と32をそれぞれ相互接続する。コネ
クタ34と36(またはRFバランコネクタ34および
IFバランコネクタ36)はさもなければミキサ10の
性能を低下させるリードインダクタンスを最小にするた
めに最小長から構成する薄い、平坦な導電体(リボンコ
ネクタ)であるのが好ましい。
【0027】リング12,14 と、バラン対28,3
0,32と、コネクタ34,36 はハウジング20の
側壁40と上部および下部壁42によって限定された空
洞38内に配置される。壁40,42 は空洞壁とリン
グ、バラン、およびバランコネクタとの間の電磁相互作
用による信号損失を最小にし空洞38の寸法を最大にす
るように選択した寸法に定められる。壁40,42 は
図1で示されたようにバランと壁の間に2.54ミリ(
100 ミル)の間隔を設けるために約5.08ミリ(
200 ミル)の高さおよび幅を有することが好ましい
。この近似する間隔は大きい間隔が信号損失を十分に改
良できない点において適していることが決定された。窓
41およびたな突出部43は各ポートへのバラン28,
30,32の接続を容易にするために側壁40に位置さ
れることが好ましい。ハウジング20はバランの接地側
(接地面60,64,68)の接続に対する導電材料か
ら構成されることが好ましい。
【0028】高周波ポートは必要に応じて3個のポート
の任意のものでよい。しかし、ミキサ10の設計の説明
を簡略にするために、LOポートおよびLO回路が高周
波数ポートおよび高周波数回路として以下示されている
【0029】高周波数は一般的に平衡ミキサの特性、特
に3重平行ミキサの特性を低下させるので、高周波数L
O回路のインダクタンスおよびキャパシタパンスが最小
にされることは最も重要である。本発明のミキサ10は
LOバラン30をダイオードリング端子に少なくとも部
分的に直接接続することによって上記目的を達成するこ
とができる。この直接接続はLO回路のバランコネクタ
の必要性を除去するので、そのようなコネクタが与える
インダクタンスを除去することができる。
【0030】RFおよびIF回路はLOポートが伝送す
る周波数ほど高い周波数を伝送しない。しかし、RFバ
ランコネクタ34およびIFバランコネクタ36の長さ
を最小にすることによって、これらのコネクタのリード
インダクタンスを減少させることができる。適切なHP
HSCH−9301 ビームリードショッツキ四辺形リ
ング12,14 (他方の四辺形リングもまた適切であ
る)はリードを含まない0.356 ミリ(14ミル)
平方(現在使用されている最小ダイオード四辺形)ので
、バランコネクタ34,36 の長さはリング12,1
4 の寸法に適合しなければならない。結果的に、コネ
クタ34,36 の長さの減少はリング12,14 の
寸法によって制限される。したがって、各バランコネク
タ34と36の長さは、以下詳しく説明される小型リン
グ12,14 の寸法およびバラン対28,32 の寸
法の両方を考慮に入れると、それぞれ約0.381 ミ
リ(15ミル)と約0.508 ミリ(20ミル)であ
る。
【0031】バラン対28,30,32は構造、形状、
および寸法においてほぼ類似している。代表的なバラン
対を示す図9の(a)と(b)はバラン対28,30,
32に対する好ましい形状を示し、バラン対28,30
,32のいずれか或いは全部は必要に応じて図10に示
された形状を代りに有することができる。図9の(a)
と(b)に示されたバラン対は簡明のためにバラン対2
8を代表として示しており、描かれた特徴はその他のバ
ラン対30,32 も同様に適用する。バラン対28は
上部(または上部)フォーク状部分44および下部(底
部)フォーク状部分45と、上部枝部46および下部枝
部47とを有し、枝部46と枝部47の間隔を最大にす
るために外方向に屈曲される中間部分49を有するので
、広帯域幅を保持することができる。例えば、中間部分
49の間隔は最も広い分離点において約1.067 乃
至1.194 ミリ(42乃至47ミル)である。広い
間隔は以下詳細に説明されるパラメータによって決定さ
れる枝部長により制限される。枝部46,47 の端部
48は上述のようにインダクタンスを最小にするために
この端部48とリング端子を相互接続するバランコネク
タ34の長さを最小にする狭い間隔を有する。例えば、
端部48の狭い間隔は約0.521 乃至0.584 
ミリ(20.5乃至23ミル)にすることができる。 端部48の狭い間隔は四辺形リング12,14 の寸法
によって制限される。フォーク状部分44,45 は1
端部において開いたほぼ円形形状であるようにその周囲
を湾曲されることが好ましい。しかし、フォーク状部分
44,45 はまた同様に他の適切な形状を有すること
ができる。フォーク状部分50,53 と、バラン対3
0の枝部51,52 と、フォーク状部分54,57 
と、バラン対32の枝部55,56 は必然的に上述の
ようにフォーク状部分44,45およびバランの枝部4
6,47 と構造的に一致している。
【0032】任意に、図10に示されたもっと一般的な
構造のバラン対31が使用されることができる。バラン
対31は図示のようにほぼ直線状の上部および底部枝部
37,39 を有する上部および下部フォーク状部分3
3,35 を有する。しかし、この通常の設計では、枝
部37と枝部39の間隔は、広帯域を促進させる広い間
隔と、バランコネクタ長(すなわちバランコネクタイン
ダクタンス)を最小(或いは除去)にする狭い間隔の対
立する要求を適合させなればならない。これらの要求に
対する適切な妥協は約1.016 ミリ(40ミル)の
枝部37と39の間隔によって生じる。しかしながら、
小型ダイオード四辺形リングの使用は低い寄生キャパシ
タパンスおよびインダクタンスを与えるので望ましいの
で、広い間隔を要求するほぼ直線状の枝部を有するその
ようなバランの結合はミキサの帯域幅を制限する。
【0033】上部フォーク状部分44と下部フォーク状
部分45の間隔は図11に示されている。説明の簡明の
ために、図11中のフォーク状部分および枝部はそれぞ
れ符号44,45,46,47 と呼ばれ、必然的に構
造的に一致しており、同様に形成されていることが好ま
しい中間部分49および端部48を有するバラン対30
,32 の他のフォーク状部分および枝部を代表する。 図11は上部と下部に関係して配置され、1対の平行ス
トリップ伝送ラインを形成することが好ましいフォーク
状部分44,45 を示す。バラン対28,30,32
は誘電体、好ましくはデュロイド(ファイバ補強テフロ
ン)層18上に付着された金属層をエッチングして形成
されることが好ましい。したがって、デュロイド層18
は平行なフォーク状部分44と45の間に配置され、バ
ラン対28の全長に沿って延在することが好ましい。枝
部間のデュロイド層18の部分は図2および図9の(a
)と(b)に示されたように電気接続のため枝部間のダ
イオードリングの配置を容易にするためにバラン対28
,32 に関係して切取られることができる。また、デ
ュロイドから構成されることが好ましいシート16は図
2に示されたようにデュロイド層18と一体されること
が好ましい。 リング12,14はシート16と接触しないようにその
反対面に隣接することが好ましい。リング12,14 
はまたバラン対28,30,32の1つのデュロイド層
の反対面上に交互に直接配置されることができる。
【0034】バラン対をその各ポートと整合するために
、平行枝部を分離する誘電体に関係する枝部の幅が必要
とされた。ポート整合に必要とされたインピーダンスは
約42オーム(平行フォーク状部分のインピーダンスの
半分)であることがわかった。1つの枝部46および代
表的なバラン対28(他のバラン対30,32 と同一
である)の対応する下部の枝部47の等価回路は図3に
示されている。RFポートの入力ノード73および接地
ノード74は抵抗70に接続される。抵抗70はリング
12,14 と並列に位置するダイオードの等価抵抗を
示す。信号部分は破線で示された構造72を表すハウジ
ング壁に結合される。偶数モードは枝部47,48 と
ハウジング壁との間を伝播し、ハウジング壁は破線で示
された構造72によって表わされる。 平衡を劣化させる短絡スタブ伝送ラインはハウジング壁
72に短絡された枝部47によって形成される。高い偶
数モードインピーダンス(約400 オームが好ましい
)はこの結合を最小にするために望ましい。枝部とハウ
ジング壁との分離はこのパラメータを制御する。
【0035】実効的ダイオードインピーダンスとポート
インピーダンス(50オーム)を整合するために、誘電
体の厚さに対する枝部の比率が選択された。上述の特定
のダイオードに対して、84オームの平行ストリップイ
ンピーダンス(フォーク状部分インピーダンス)が50
オームに整合するために必要とされる。フォーク状部分
44と45の間の間隔はデュロイド18によって設定さ
れ、0.127 ミリ(5ミル)が好ましい。幅と高さ
の比率は誘電定数2.2 (すなわち実効誘電定数1.
92)のデュロイドで84オームインピーダンスを得る
ために2.0 が好ましい。したがって、枝部46,4
7,51,52,55,56 の幅は0.254 ミリ
(10ミル)である。デュロイド18の厚さおよび枝部
46,47,52,55,56の間隔は、枝部の幅と長
さの比を最小にし、各バラン対28,30,32の各フ
ォーク状部分44,45,50,53,54,57 の
間の接続による寄生を最小にするために、比較的薄くし
、0.127 ミリ(5ミル)が好ましい。
【0036】フォーク状部分44,45,50,53,
54,57 の枝部の長さはミキサの予想した且つ好ま
しい動作範囲である12乃至40ギガヘルツの適当な性
能を与えるために26ギガヘルツの信号の1/4波長に
等しいことが好ましい。しかしながら、フォーク状部分
の枝部の長さはミキサ10の望ましい動作周波数範囲に
応じて他の長さにすることができる。
【0037】図4はダイオードリング12,14 の特
定の端子(或いは端子の組)のバラン接続を詳細に示す
。バラン対28,30,32はポート分離を高めるため
に(図示のように)直交して配置されることが好ましい
。RFポート22の入力ノード73はRFバラン対28
を通ってリング12,14 の端子80,82 に接続
され、RFポート22の接地ノード74はRFバラン対
28を通ってリング12,14 の端子84,86 に
接続される。LO回路接続は幾分異なる。図4および図
6で示されたように、LOポート24の入力ノード77
はLOバラン対30を通ってダイオードリング12の端
子80,84 に接続され、LOポート24の接地ノー
ド78はLOバラン対30を通ってダイオードリング1
4の端子82,86 に接続される。IF回路接続はR
F回路接続と幾つかの点において類似している。IFノ
ード26の入力ノード75は適切な相互コネクタ96に
よって相互接続される(或いは必要に応じて単に直接接
続される)ダイオードリング端子92,94 に接続さ
れる。端子92,94 の相互コネクタ96は端子92
と94の相互接続を容易にするためにデュロード層18
中のカットアウトまたは窓59を通過することが好まし
い。言換えれば、端子92と94は相互コネクタ96が
電気的に接続されている結合パッド(図示せず)によっ
て接続されることもできる。結合パッドはデュロイド層
18を通って延在する金属層である。IFポート26の
接地ノード76はまた相互コネクタ96によって相互接
続されるダイオードリング端子88,90 に接続され
る(或いは必要に応じて単に直接接続される)。各IF
バラン対32のフォーク状部分はリング端子への接続と
同時に接続されることが好ましい。
【0038】LOポートで見られる等価回路は図6で示
されている。端子88,90,92,94 はLOバラ
ン対に対する実質上の接地であるので、各側で平行の2
個のダイオードの平衡負荷が認められる。RFバラン対
は端子80と82を横切りさらに端子84と86を横切
る短絡スタブである。 RFポート22で見られる等価回路は、LOバラン対3
0がノード80,84,82,86 を横切る短絡スタ
ブであることを除いて図6の回路と実質上同一である。 IFポート26で見られる等価回路は異なり図5で示さ
れている。LOおよびRFバラン対によって形成された
4個の短絡スタブは実質上の接地における4個の端子間
で接続される。したがって、LOおよびRFバラン対は
IFポート整合または平衡には影響がない。
【0039】本発明のミキサ10は優良な性能を備える
アップ変換またはダウン変換のいずれかに使用されるこ
とが可能である。図7および図8はアップ変換器として
使用されるときのミキサ10の性能特性を示す。図7は
信号入力が2乃至17.5ギガヘルツの範囲内にあり、
LO信号入力が22ギガヘルツの固定した出力で23乃
至40ギガヘルツ範囲内にあるときの良好である変換損
失(デシベルで)を示す。図8は23乃至40ギガヘル
ツの範囲内の高いLO入力周波数を有する−10 dB
mでの11ギガヘルツの干渉信号によって良好である2
.0 スプリアス阻止性能を描く。導波管ポート(図示
せず)の設置はミキサ10の優良な性能を約50ギガヘ
ルツまで拡張できる。導波管ポートの使用はミキサ10
の性能を約46ギガヘルツまで拡張でき、ただ6デシベ
ル程度の変換損失を越えることができる。
【0040】したがって、本発明にしたがい上述の目的
を十分に満足にさせる無線受信機および送信機ミキサが
提供される。ここで使用された全ての用語は制限される
ことはないことを理解すべきである。本発明は上述の特
定の実施例に関して記載されたが、多くの置換、変更、
および変化はここで明らかにされた開示を考慮すると当
業者には明らかであろう。したがって、特許請求の範囲
で明らかであるようにそのような全ての置換、実施例、
変更、および変化は本発明の技術的範囲内に含まれるも
のである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のミキサの斜視図。
【図2】空洞およびミキサ部品を詳細に示す図1のミキ
サの1部分の斜視図。
【図3】ミキサの代表バランの等価回路図。
【図4】ミキサ回路の概略図。
【図5】IFポートから見たミキサのダイオード四辺形
リングおよびIF回路の等価図。
【図6】LOポートから見たミキサのダイオード四辺形
リングおよびLO回路の等価図。
【図7】入力周波数の関数としてミキサの変換損失を示
すミキサの動作特性のグラフ。
【図8】発振器周波数の関数としてミキサのスプリアス
阻止を示すミキサの動作特性のグラフ。
【図9】ミキサに使用された好ましいバラン対設計の上
部および底部の平面図。
【図10】ミキサに使用される一般的なバラン対設計の
平面図。
【図11】図9の(a)の線11−11に沿ったバラン
対の断面図。
【符号の説明】
10…ミキサ、12,14 …リング、16…シート、
18…層、20…ハウジング、22,24,26…ポー
ト、28,30,32…バラン対、34,36 …コネ
クタ、38…空洞、40,42…壁、44,45 …フ
ォーク状部分、46,47 …枝部、48…端部、58
…ライン、60…接地面、80,82,84,86 …
端子。

Claims (41)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】  端子を有する第1のダイオード四辺形
    リングと、端子を有する第2のダイオード四辺形リング
    と、前記第1および第2のリングを少なくとも部分的に
    包囲するハウジングと、前記ハウジングに取付けられた
    RFポートと、前記ハウジングに取付けられたIFポー
    トと、前記ハウジングに取付けられたLOポートと、前
    記RFポートに電気的に接続されたRFバラン対と、前
    記RFバラン対と前記リングの選択された端子を電気的
    に相互接続するRFバランコネクタと、前記IFポート
    に電気的に接続されたIFバラン対と、前記IFバラン
    対と前記リングの選択された端子を電気的に相互接続す
    るIFバランコネクタと、前記LOポートおよび前記リ
    ングの選択された端子に電気的に接続されたLOバラン
    対とを具備しているミキサ。
  2. 【請求項2】  前記RF、IF、およびLOバラン対
    はミキサのポート信号分離を高めるために互いに直交し
    て配置されている請求項1記載のミキサ。
  3. 【請求項3】  前記第1および第2のリングは前記R
    F、IF、およびLOバラン対から吊されている請求項
    2記載のミキサ。
  4. 【請求項4】  壁は前記リングと、バラン対と、バラ
    ンコネクタから放出された信号の反射を最小にするため
    に内面に電磁エネルギ吸収材料を具備している請求項1
    記載のミキサ。
  5. 【請求項5】  前記吸収材料は焼結した鉄を含む請求
    項4記載のミキサ。
  6. 【請求項6】  前記リングはシートの反対面上に配置
    されている請求項1記載のミキサ。
  7. 【請求項7】  前記シートは誘電体材料から構成され
    ている請求項6記載のミキサ。
  8. 【請求項8】  前記シートはデュロイド材料から構成
    されている請求項7記載のミキサ。
  9. 【請求項9】  前記シートは前記第1および第2のリ
    ングがほぼ平行な平面に位置するようにほぼ一致した厚
    さに構成されている請求項6記載のミキサ。
  10. 【請求項10】  前記RFバラン対は互いに平行に配
    置されたRF接地面とRFラインとを含み、前記IFバ
    ラン対は互いに平行に配置されたIF接地面とIFライ
    ンとを含み、前記LOバラン対は互いに平行に配置され
    たLO接地面とLOラインとを含み、前記RFラインお
    よび接地面はそれらの間に位置するデュロイド層を使用
    し、前記IFラインおよび接地面はそれらの間に位置す
    るデュロイド層を使用し、前記LOラインおよび接地面
    はそれらの間に位置するデュロイド層を使用する請求項
    1記載のミキサ。
  11. 【請求項11】  前記シートは前記LOバラン対の前
    記デュロイド層と一体である請求項10記載のミキサ。
  12. 【請求項12】  約84オームの所望のインピーダン
    スを与えるために、前記バラン対の前記デュロイド層は
    約0.127 ミリの厚さを有し、前記バラン対のフォ
    ーク状部分の枝部は約0.254 ミリの幅を有する請
    求項10記載のミキサ。
  13. 【請求項13】  前記RF、IF、およびLOバラン
    対はフォーク状部分を有する請求項1記載のミキサ。
  14. 【請求項14】  前記フォーク状部分の枝部は12乃
    至40ギガヘルツのLO周波数信号のミキサの性能を最
    大にするために26ギガヘルツの信号の1/4波長にほ
    ぼ等しい長さを有する請求項13記載のミキサ。
  15. 【請求項15】  前記フォーク状部分の枝部は、それ
    ら枝部の端部が枝部のほぼ中間部分により近く位置され
    るように共に屈曲されている請求項13記載のミキサ。
  16. 【請求項16】  前記各フォーク状部分の枝部は前記
    フォーク状部分のインピーダンスを最大にし前記バラン
    コネクタのインダクタンスを最小にするために、中間部
    分は約1.143 ミリの間隔を隔て、端部は約0.5
    59 ミリの間隔を隔てている請求項13記載のミキサ
  17. 【請求項17】  前記フォーク状部分はほぼ湾曲され
    ている請求項13記載のミキサ。
  18. 【請求項18】  前記フォーク状部分は1端部におい
    てほぼ開かれた円形形状であるように湾曲されている請
    求項17記載のミキサ。
  19. 【請求項19】  1対のダイオード四辺形リングと、
    前記1対のダイオード四辺形リングが配置される空洞を
    少なくとも部分的に限定する壁を有するハウジングと、
    前記ハウジングに取付けられたRFポートと、前記ハウ
    ジングに取付けられたIFポートと、前記ハウジングに
    取付けられたLOポートと、前記RFポートと前記1対
    のリングの間を電気的に結合し、フォーク状部分の枝部
    の端部が共に枝部のほぼ中間部分より近く位置するよう
    に屈曲されているフォーク状部分を有するRFバラン対
    と、前記IFポートと前記1対のリングの間を電気的に
    結合し、前記フォーク状部分の枝部の端部が共に枝部の
    ほぼ中間部分より近く位置するように屈曲されているフ
    ォーク状部分を有するIFバラン対と、前記LOポート
    と前記1対のリングの間を電気的に結合し、前記フォー
    ク状部分の枝部の端部が共に枝部のほぼ中間部分より近
    く位置するように屈曲されているフォーク状部分を有す
    るLOバラン対とを具備している3重平衡ミキサ。
  20. 【請求項20】  LOバラン対枝部の端部は前記1対
    のリングの選択された端子に直接接続されている請求項
    19記載のミキサ。
  21. 【請求項21】  さらに、前記RFバラン対と前記1
    対のリングの選択された端子を相互接続するRFバラン
    コネクタと、前記IFバラン対と前記1対のリングの選
    択された端子を相互接続するIFバランコネクタとを含
    む請求項20記載のミキサ。
  22. 【請求項22】  前記RF、IF、およびLOバラン
    対の前記フォーク状部分はほぼ円弧形状であるように湾
    曲されている請求項19記載のミキサ。
  23. 【請求項23】  前記RF、IF、およびLOバラン
    対はミキサのポート信号分離を高めるために互いにほぼ
    直交して配置されている請求項19記載のミキサ。
  24. 【請求項24】  前記RFバラン対はRFラインと、
    RF上部フォーク状部分と、RF接地面と、層によって
    分離されたRF下部フォーク状部分とを含む請求項19
    記載のミキサ。
  25. 【請求項25】  前記層は誘電体材料から構成されて
    いる請求項24記載のミキサ。
  26. 【請求項26】  前記層はデュロイド材料から構成さ
    れ、約84オームの所望なインピーダンスを前記RFバ
    ラン対に与えるために前記RFフォーク状部分は約0.
    254 ミリの幅を有し、前記デュロイド層は約0.1
    27 ミリの厚さを有する請求項25記載のミキサ。
  27. 【請求項27】  前記IFバラン対はIFラインと、
    IF上部フォーク状部分と、IF接地面と、層によって
    分離されたIF下部フォーク状部分とを含む請求項19
    記載のミキサ。
  28. 【請求項28】  前記層は誘電体材料から構成されて
    いる請求項27記載のミキサ。
  29. 【請求項29】  前記層はデュロイド材料から構成さ
    れ、約84オームの所望なインピーダンスを前記IFバ
    ラン対に与えるために前記IFフォーク状部分は約0.
    254 ミリの幅を有し、前記デュロイド層は約0.1
    27 ミリの厚さを有する請求項28記載のミキサ。
  30. 【請求項30】  前記LOバラン対はLOラインと、
    LO上部フォーク状部分と、LO接地面と、層によって
    分離されたLO下部フォーク状部分とを含む請求項19
    記載のミキサ。
  31. 【請求項31】  前記層は誘電体材料から構成されて
    いる請求項30記載のミキサ。
  32. 【請求項32】  前記層はデュロイド材料から構成さ
    れ、約84オームの所望なインピーダンスを前記LOバ
    ラン対に与えるために前記LOフォーク状部分は約0.
    254 ミリの幅を有し、前記デュロイド層は約0.1
    27 ミリの厚さを有する請求項31記載のミキサ。
  33. 【請求項33】  前記1対のリングは前記LOライン
    と前記LO平面を分離し前記LO上部フォーク状部分と
    前記LO下部フォーク状部分を分離する前記デュロイド
    層の反対面上に配置されている請求項32記載のミキサ
  34. 【請求項34】  前記デュロイド層は、前記LOライ
    ンと前記LO上部フォーク状部分とを前記LO平面と前
    記LO下部フォーク状部分から分離し、前記各対のリン
    グが前記1対の他方のリングの平面とほぼ平行に位置す
    るようにほぼ一致した厚さを有する請求項33記載のミ
    キサ。
  35. 【請求項35】  前記バラン対のフォーク状部分は前
    記バラン対のインピーダンスを最大にしインダクタンス
    を最小にするために約1.143 ミリの間隔を隔てて
    いる請求項19記載のミキサ。
  36. 【請求項36】  前記バラン対のフォーク状部分の枝
    部は12乃至40ギガヘルツの所望なLO動作周波数信
    号範囲のミキサの性能を最大にするために26ギガヘル
    ツの信号の1/4波長にほぼ等しい長さを有する請求項
    19記載のミキサ。
  37. 【請求項37】  前記ハウジングの壁は前記バラン対
    と前記壁との電磁結合を最小にするために、前記RF、
    IF、およびLOバランが前記壁の1つとそれぞれ約2
    .54ミリ離れてほぼ平行に位置するように選択的に寸
    法が定められている請求項19記載のミキサ。
  38. 【請求項38】  前記壁は前記1対のリングと前記バ
    ラン対から放出された信号の反射を最小にするために内
    面上に電磁エネルギ吸収材料を具備している請求項37
    記載のミキサ。
  39. 【請求項39】  前記1対のリングは前記RF、IF
    、およびLOバラン対から吊されている請求項19記載
    のミキサ。
  40. 【請求項40】  デュロイドシートと、前記シートの
    片面に隣接して配置された第1のダイオード四辺形リン
    グと、前記第1のリングとほぼ平行の平面に位置するよ
    うに前記シートの反対面に隣接して配置された第2のダ
    イオード四辺形リングと、選択的に寸法が定められるR
    Fバラン対と、前記RFバラン対の入力端部を前記第1
    のダイオードリングの第1の組の対向端部の一方および
    前記第2のダイオードリングの第1の組の対向端部の一
    方に接続し、その接地端部を前記第1のリングの第1の
    組の対向端部の他方および前記第2のリングの第1の組
    の対向端部の他方に接続する1組のRFバランコネクタ
    と、選択的に寸法が定められるIFバラン対と、前記I
    Fバラン対の端部を前記第1のダイオードリングの第2
    の組の対向端部の一方および前記第2のダイオードリン
    グの第2の組の対向端部の一方に接続し、その端部を前
    記第1のリングの第2の組の対向端部の他方および前記
    第2のリングの第2の組の対向端部の他方に接続する複
    数のIFバランコネクタと、選択的に寸法が定められ、
    前記第1のダイオードリングの前記第1の組の対向端子
    に接続された端部と、前記第2のダイオードリングの前
    記第1の組の対向端子に接続された端部とを有するLO
    バラン対と、前記第2の組の対向端部を一緒に接続する
    手段と、前記第1および第2のリングが配置される空洞
    を限定し、前記第1および第2のリングと前記バラン対
    と前記バランコネクタとの間の所望な最小距離を選択的
    に設けるために選択的に寸法が定められている側壁と上
    部および下部壁を有するハウジングと、前記ハウジング
    に取付けられ前記RFバラン対に接続されたRFポート
    と、前記ハウジングに取付けられ前記IFバラン対に接
    続されたIFポートと、前記ハウジングに取付けられ前
    記LOバラン対に接続されたLOポートとを具備する3
    重平衡ミキサ。
  41. 【請求項41】  前記壁の寸法は前記バラン対と前記
    壁の間に約2.54ミリの間隔を設けるために約5.0
    8ミリ平方であり、前記空洞壁および前記バラン対は前
    記バラン対からの信号損失を最小にするために約400
     オームの偶数モードインピーダンスを有する請求項4
    0記載のミキサ。
JP18701591A 1990-07-02 1991-07-02 高周波数、広帯域、3重平衡ミキサ Expired - Fee Related JPH0656932B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US54697290A 1990-07-02 1990-07-02
US546972 1990-07-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH04233808A true JPH04233808A (ja) 1992-08-21
JPH0656932B2 JPH0656932B2 (ja) 1994-07-27

Family

ID=24182795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP18701591A Expired - Fee Related JPH0656932B2 (ja) 1990-07-02 1991-07-02 高周波数、広帯域、3重平衡ミキサ

Country Status (4)

Country Link
EP (1) EP0464608B1 (ja)
JP (1) JPH0656932B2 (ja)
CA (1) CA2042544C (ja)
DE (1) DE69124013T2 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009239400A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Anritsu Corp イメージエンハンストミキサ回路
CN111193085A (zh) * 2020-02-24 2020-05-22 南京理工大学 双通带巴伦滤波器

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI103614B (fi) * 1997-03-20 1999-07-30 Nokia Mobile Phones Ltd Vaiheistus- ja balansointielin
KR100982441B1 (ko) * 2008-11-19 2010-09-15 한국전자통신연구원 평판형 더블 밸런스드 믹서를 위한 3방향 발룬

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4125810A (en) * 1977-04-08 1978-11-14 Vari-L Company, Inc. Broadband high frequency baluns and mixer
US4186352A (en) * 1978-03-23 1980-01-29 Rockwell International Corporation Signal converter apparatus
US4245356A (en) * 1979-04-27 1981-01-13 Rockwell International Corporation Frequency translator
US4355421A (en) * 1980-12-05 1982-10-19 Vari-L Company, Inc. Broadband mixer with coplanar balun
US4736165A (en) * 1987-04-17 1988-04-05 Hughes Aircraft Company Distortion generating circuit

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009239400A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Anritsu Corp イメージエンハンストミキサ回路
CN111193085A (zh) * 2020-02-24 2020-05-22 南京理工大学 双通带巴伦滤波器
CN111193085B (zh) * 2020-02-24 2021-06-11 南京理工大学 双通带巴伦滤波器

Also Published As

Publication number Publication date
DE69124013D1 (de) 1997-02-20
EP0464608A1 (en) 1992-01-08
JPH0656932B2 (ja) 1994-07-27
DE69124013T2 (de) 1997-04-17
CA2042544C (en) 1995-07-04
CA2042544A1 (en) 1992-01-03
EP0464608B1 (en) 1997-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5745017A (en) Thick film construct for quadrature translation of RF signals
US8284001B2 (en) Differential filtering device with coplanar coupled resonators and filtering antenna furnished with such a device
US6278340B1 (en) Miniaturized broadband balun transformer having broadside coupled lines
US4287603A (en) Radiated input mixer
US4032850A (en) Coaxial balun with doubly balanced heterodyne converter
JP3875724B2 (ja) モノリシック・マイクロ波集積回路のための高性能ミクサ構造
KR100445243B1 (ko) 비가역 회로 소자 및 통신 장치
JPH0462481B2 (ja)
US6891448B2 (en) Compact balun for 802.11a applications
US4291415A (en) Microwave integrated circuit double balanced mixer
US5428838A (en) Diode mixer implemented in a planar monolithic IC
US4661997A (en) Mixer for use in a microwave system
KR930004493B1 (ko) 플래너 에어스트립라인-스트립라인 매직-t회로망 장치
JPH04233808A (ja) 高周波数、広帯域、3重平衡ミキサ
KR19990000905A (ko) 마이크로웨이브 시스템에 사용하기 위한 주파수변환기
US4823400A (en) Radio frequency mixer
US5142697A (en) Balanced high-frequency mixer having a balun circuit
JPH1168420A (ja) バラン及びプッシュプル増幅器
US4375699A (en) Microwave frequency converter with dual balun port
US4399562A (en) Full balun mixer
GB2104749A (en) Microwave mixer/modulator
CN113708026B (zh) 基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器
JP3170334B2 (ja) 高周波用トランスおよびこれを用いたミキサ
GB2023954A (en) A signal mixer
Maas Planar Diode Mixers and Frequency Multipliers for Microwave and Wireless Systems

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees