CN113708026B - 基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，用于解决现有技术存在的共模抑制度较低和相移带宽较窄的技术问题，包括上下层叠的第一介质板和第二介质板，第一介质板上表面靠近一组对边的位置各印制开口方向相背一对第一U型微带线，两对第一U型微带线之间印制有矩形微带线，第二介质板上表面的金属地板蚀刻有作为参考线的由反C型缝隙、第一矩形缝隙和第一L型缝隙组成的第一复合缝隙线，和作为主线的由第三矩形缝隙、第二L型缝隙、第二矩形缝隙线型缝隙组成的第二复合缝隙线，通过第一介质板上的微带与第二介质板上的缝隙组成微带转缝隙结构，来抑制共模信号，利用主线和参考线移相特性不同实现稳定的相移量。

Description

基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器
技术领域
本发明属于微波和射频技术领域，涉及一种差分移相器，具体涉及一种基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，可应用于射频微波通信系统。
背景技术
移相器是利用其能够产生相对恒定的相位差来实现相控阵天线或智能天线系统快速准确束波的关键器件，由主线和参考线两部分组成，用于射频前端电路中，其性能好坏往往直接影响到整个通信系统的优劣。移相器有很多种，比如：谢夫曼移相器、宽边耦合结构型移相器、高/低通网络型移相器等，其中，谢夫曼移相器由一条普通的均匀传输线作为参考线和一条单端连接的耦合线作为主线组成，原理是利用均匀传输线和耦合线相移特性不同来实现相移，由于其结构设计比较简单、带宽较宽，所以系统中应用度比较高。受小型化趋势的影响，电子设备越来越紧凑，其中的信号线的分布较为紧密，串扰和互耦问题严峻性也日益凸显，这使得人们对移相器的抗干扰能力提出了更高的要求，这是单端移相器无法做到的，所以差分移相器应运而生；差分移相器也因其具有抑制共模信号，传输差模信号而得名，因其出色的抗共模干扰能力，提高系统动态范围而被广泛采用，越好的共模抑制代表有越好的抗干扰能力；多年以来，改善差分移相器的插入损耗、回波损耗、移相带宽、共模抑制度等性能等都是大家关注的重点，由于现有的差分移相器都是完全用微带实现的，这种构造导致共模抑制度较低，且相移带宽较窄，无法满足日益提高的系统需求。
为了提高共模抑制度，例如，2019年Wei Zhang等学者在IEEE Trans.Ind.Electron期刊(VOL.66.NO.1,pp.378-386,Jan.2019)上发表的“Abalanced phase shifterwith common-mode suppression”论文中，提出了一种差分移相器，其使用了带有分支线的耦合线和中心负载的阶梯阻抗线。其中，中心负载的阶梯阻抗用来实现共模抑制，四分之一波长耦合线和两个四分之一波长分支线来降低移相误差，整个结构实现了较为稳定的相移量，但由于其整个设计全部由微带实现，导致其共模抑制度仍然较低，且相移带宽较窄。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术存在的不足，提出了一种基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，用于解决现有技术存在的共模抑制度较低和相移带宽较窄的技术问题。
为实现上述目的，本发明采取的技术方案包括上下层叠且形状为矩形的第一介质板1和第二介质板2，其中：
所述第一介质板1上表面一组对边靠近一个边线的位置印制有一对第一U 型微带线3，靠近另一个边线的位置印制有一对第二U型微带线4，用于与馈电端口进行匹配，所述一对第一U型微带线3与一对第二U型微带线4的开口方向相背，该一对第一U型微带线3与一对第二U型微带线4之间靠近第二U型微带线4一侧印制有矩形微带线5；
所述第二介质板2的上表面印制有金属地板6，该金属地板6偏向一对第一 U型微带线3一侧蚀刻有作为移相器参考线的第一复合缝隙线7，偏向一对第二 U型微带线4一侧蚀刻有作为移相器主线的第二复合缝隙线8；所述第一复合缝隙线7包括反C型缝隙71和位于每个第一U型微带线3投影位置的第一矩形缝隙72，该反C型缝隙71与每个第一矩形缝隙72之间通过第一L型缝隙73连接，该对第一L型缝隙73和一对第一U型微带线3组成微带转缝隙结构；所述第二复合缝隙线8包括第二矩形缝隙81和位于每个第二U型微带线4投影位置的第三矩形缝隙82，该第二矩形缝隙81与每个第三矩形缝隙82之间通过线型缝隙 83和第二L型缝隙84连接，该对第一L型缝隙84和一对第二U型微带线4组成微带转缝隙结构；所述线型缝隙83由一段短截线型缝隙和一段长截线型缝隙拼接而成，短截线型缝隙一端与第二矩形缝隙81连接，且短截线型缝隙的宽度大于长截线型缝隙的宽度，两条线型缝隙83平行排列，且两段短截线型缝隙之间的距离大于两段长截线型缝隙之间的距离；
所述一对第一U型微带线3，其中一个U型微带线作为参考线的输入端口，另一个U型微带线作为参考线的输出端口；所述一对第二U型微带线4，其中一个U型微带线作为主线的输入端口，另一个U型微带线作为主线的输出端口；
共模和差模信号从作为输入端口的第一U型微带线3进入，该第一U型微带线投影位置的第一矩形缝隙72和与之相连的第一L型缝隙73对共模和差模信号进行滤波，实现对共模信号的抑制，并经反C型缝隙71将滤波后的共模和差模信号传输至作为输出端口的第一U型微带线3；共模和差模信号从作为输入端口的第二U型微带线4进入，该第二U型微带线投影位置的第三矩形缝隙82 和与之相连的第二L型缝隙84对共模和差模信号进行滤波，实现对共模的抑制，并经第二矩形缝隙81和线型缝隙83将滤波后的共模和差模信号传输至作为输出端口的第二U型微带线4。
上述基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，所述第一介质板1，其上表面一组对边靠近一个边线的位置印制的一对第一U型微带线3，以及靠近另一个边线的位置印制的一对第二U型微带线4，关于该组对边中点的连线对称，且第一 U型微带线3与第二U型微带线4的结构相同。
上述基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，所述第二介质板2，其上表面印制的第一矩形缝隙72位于与其对应的第一U型微带线3的对称轴上，且第一矩形缝隙72与第一L型缝隙73连接的一边，位于第一U型微带线3底边的内边缘的投影位置；第三矩形缝隙82位于与其对应的第二U型微带线4的对称轴上，且第三矩形缝隙82与第二L型缝隙84连接的一边，位于第二U型微带线4 底边的内边缘的投影位置；第二矩形缝隙81短边中点的连线与一对第一矩形缝隙72的对称轴，以及一对第三矩形缝隙82的对称轴重合；所述两条线型缝隙 83的对称轴与第二矩形缝隙81短边中点的连线重合。
上述基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，所述第一矩形缝隙72与第三矩形缝隙82的结构相同，所述第一L型缝隙73和第二L型缝隙84的宽度相同。
上述基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，所述矩形微带线5，其两个短边中点的连线与一对第一U型微带线3的对称轴，以及一对第二U型微带线4 的对称轴重合。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
1.本发明第二介质板上表面印制的金属地板上蚀刻的第一复合缝隙线和第二复合缝隙线，分别与第一介质板上表面对应位置印制的一对第一U型微带线进行耦合，当共模和差模信号从作为输入端口的U型微带线进入时，只有差模信号才能激励起对应U型微带输入端下方第一矩形缝隙线和第三矩形缝隙的电场，从而实现差模信号的过渡传输和对共模信号的高度抑制。
2.本发明第一矩形缝隙和第三矩形缝隙形成了谐振腔，由于该谐振腔会出现多个谐振点，从而拓宽了差分谢夫曼移相器的带宽。
3.本发明第一介质板与第二介质板上下层叠，第二介质板有效阻止了信号的逸散，降低了回波损耗和插入损耗，提高信号的传输效率。
4.本发明第一介质板上表面采用的矩形微带，用于提高线型缝隙间耦合，补偿了由线型缝隙自身耦合外的耦合，从而实现移相器的小型化。
附图说明
图1为本发明的整体结构示意图。
图2为本发明的俯视图。
图3为本发明第一介质基板上表面的结构示意图。
图4为本发明第二介质基板上表面的结构示意图。
图5为本发明的差模回波损耗和差模插入损耗的S参数实测图。
图6为本发明的共模回波损耗和共模插入损耗的S参数实测图。
图7为本发明的相移量ΔΦ实测图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例，对本发明做进一步详细描述。
参照图1和图2，本发明包括上下层叠且形状为矩形的第一介质板1和第二介质板2，该第一介质板1和第二介质基2都采用相对介电常数为2.2，大小为 80mm*105.7mm，厚度为0.8mm的矩形F4BM-2材料，该第一介质板1两条短边中心的连线为AA’。
参照图3，所述第一介质板1上表面一组短边靠近一个边线的位置印制有一对第一U型微带线3，靠近另一个边线的位置印制有一对第二U型微带线4，并且在一对第一U型微带线3与一对第二U型微带线4之间有一个矩形微带线5。
所述一对第一U型微带线3，其中一个U型微带线作为参考线的输入端口，另一个U型微带线作为参考线的输出端口；所述一对第二U型微带线4，其中一个U型微带线作为主线的输入端口，另一个U型微带线作为主线的输出端口；所述两个第一U型微带线3与两个第二U型微带线4的结构相同、开口方向相背，且关于AA’镜像对称，其结构均为两个纵向臂采用平行于AA'的大小为 11mm*3mm的矩形微带，横向底采用垂直于AA'的大小为17mm*3mm的矩形微带；一对第一U型微带3的对称轴间距离为d1＝40.4mm，一对第二U型微带4 的对称轴间距离为d2＝25.5mm；
所述矩形微带线5，其两个短边中点的连线与一对第一U型微带线3的对称轴，以及一对第二U型微带线4的对称轴重合，其大小为25mm*10mm，且两个短边中点的连线与AA'重合，该矩形微带线5靠近第二U型微带4的短边与第二 U型微带4横向底的外边沿的距离d3＝10.7mm。
参照图2和图4，所述第二介质板2的上表面印制有金属地板6，该金属地板6上蚀刻有偏向一对第一U型微带线3一侧的第一复合缝隙线7和偏向一对第二U型微带线4一侧的第二复合缝隙线8；
所述第一复合缝隙线7包括反C型缝隙71和位于每个第一U型微带线3投影位置的第一矩形缝隙72，该反C型缝隙71与每个第一矩形缝隙72之间通过第一L型缝隙73连接，第一矩形缝隙72位于与其对应的第一U型微带线3的对称轴上，且第一矩形缝隙72与第一L型缝隙73连接的一边，位于第一U型微带线3底边的内边缘的投影位置；
第二复合缝隙线8包括第二矩形缝隙81和位于每个第二U型微带线4投影位置的第三矩形缝隙82，该第二矩形缝隙81与每个第三矩形缝隙82之间通过两个线型缝隙83和两个第二L型缝隙84连接；第三矩形缝隙82与第二L型缝隙84连接的一边，位于第二U型微带线4底边的内边缘的投影位置；且该第二矩形缝隙81短边中点的连线、一对第一矩形缝隙72的对称轴、两条线型缝隙 83的对称轴和一对第二U型微带线4的对称轴重合；
所述第一复合缝隙线7中一对第一矩形缝隙72和第二复合缝隙线8中的一对第三矩形缝隙82相同，其大小为8mm*5mm；第一复合缝隙线7中一对第一 L型缝隙73和第二复合缝隙线8中的一对第二L型缝隙84结构相同，均由一个平行于AA’的11.7mm*0.2mm的线型缝隙和一个垂直于AA’的长为 12.1mm*0.3mm的线型缝隙连接组成。
所述第一复合缝隙线7作为移相器的参考线中，反C型缝隙71由两个相同的平行于AA’的6.5mm*0.3mm的线型缝隙和一个垂直于AA’的16mm*0.3mm的线型缝隙线连接组成。
所述第二复合缝隙线8作为移相器的主线中，线型缝隙83由一对短截线型缝隙和一对长截线型缝隙拼接而成，短截线型缝隙一端与第二矩形缝隙81连接，且短截线型缝隙的宽度大于长截线型缝隙的宽度，两条线型缝隙83平行排列，且两段短截线型缝隙之间的距离大于两段长截线型缝隙之间的距离，该对短截线型缝隙大小为5.8mm*0.4mm，间距为0.9mm，该对长截线型缝隙大小为 33mm*0.8mm，间距为0.1mm，第二矩形缝隙81大小为7mm*4mm；
本发明的原理是：共模和差模信号由一对第一U型微带线和一对第二U型微带线中的一个U型微带输入，经过微带转缝隙结构时，只有输入信号中的差模信号才能激励起对应U型微带输入端下方第一矩形缝隙线和第三矩形缝隙的电场，这样就会抑制绝大部分共模信号，抑制共模信号后的信号分别通过第一L 型缝隙、反C型缝隙和第二L型缝隙、线型缝隙、第三矩形缝隙分别传输；参考线中产生相移的关键部分反C型缝隙为一条普通的均匀缝隙传输线，其移相特性仅随缝隙线长而变化，主线中产生相移的关键部分第二矩形缝隙和线型缝隙组合成为单端连接的平行缝隙耦合线，其移相特性随平行缝隙耦合线耦合程度和耦合线长度而变化，在本发明中还额外通过第一介质板上表面的矩形微带，来增强线型缝隙的耦合，利用均匀传输缝隙线和单端相连耦合线的移相特性不同而产生恒定的相移量；最后，分别处理后的相位不等的信号从两侧的另外两个U型微带输出，由此实现高共模抑制的特性的同时产生恒定的相位差。
以下结合实验数据，对本发明的技术效果进行说明。
1.实验条件和内容：
使用矢量网络分析仪N5230A对本发明的参考线的差模回波损耗
Figure BDA0003228874530000061
和差模插入损耗
Figure BDA0003228874530000062
主线的差模回波损耗
Figure BDA0003228874530000063
和差模插入损耗
Figure BDA0003228874530000064
进行测量，其结果如图5所示；对本发明的参考线的共模回波损耗
Figure BDA0003228874530000065
和共模插入损耗
Figure BDA0003228874530000066
主线的共模回波损耗
Figure BDA0003228874530000067
和共模插入损耗
Figure BDA0003228874530000068
进行测量，其结果如图6所示；对本发明的相移量ΔΦ进行测量，其结果如图7所示。
2.实验结果分析：
参照图5，差分90度谢夫曼移相器的频带范围为1.79GHz-3.01GHz，相对带宽为52.3％；参考线和主线的差模回波损耗
Figure BDA0003228874530000071
的最大值分别为30dB 和36dB，差模插入损耗
Figure BDA0003228874530000072
的最小值分别为1.5dB和0.9dB，从图中可以看出本发明有良好的传输性能；
参照图6，参考线和主线的共模回波损耗
Figure BDA0003228874530000073
在工作频段范围内都小于等于0.11dB和0.15dB，参考线和主线的共模插入损耗
Figure BDA0003228874530000074
分别大于等于68dB和58dB，从图中可以看出本发明实现了显著的共模抑制。
参照图7，在工作频带范围内有90°±5°的相移量，可以看出，在工作频段内实现了较为稳定的相移。

Claims (5)

1.一种基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，其特征在于，包括上下层叠且形状为矩形的第一介质板(1)和第二介质板(2)，其中：
所述第一介质板(1)上表面一组对边靠近一个边线的位置印制有一对第一U型微带线(3)，靠近另一个边线的位置印制有一对第二U型微带线(4)，用于与馈电端口进行匹配，所述一对第一U型微带线(3)与一对第二U型微带线(4)的开口方向相背，该一对第一U型微带线(3)与一对第二U型微带线(4)之间靠近第二U型微带线(4)一侧印制有矩形微带线(5)；
所述第二介质板(2)的上表面印制有金属地板(6)，该金属地板(6)偏向一对第一U型微带线(3)一侧蚀刻有作为移相器参考线的第一复合缝隙线(7)，偏向一对第二U型微带线(4)一侧蚀刻有作为移相器主线的第二复合缝隙线(8)；所述第一复合缝隙线(7)包括反C型缝隙(71)和位于每个第一U型微带线(3)投影位置的第一矩形缝隙(72)，该反C型缝隙(71)与每个第一矩形缝隙(72)之间通过第一L型缝隙(73)连接，该对第一L型缝隙(73)和一对第一U型微带线(3)组成微带转缝隙结构；所述第二复合缝隙线(8)包括第二矩形缝隙(81)和位于每个第二U型微带线(4)投影位置的第三矩形缝隙(82)，该第二矩形缝隙(81)与每个第三矩形缝隙(82)之间通过线型缝隙(83)和第二L型缝隙(84)连接，该对第二L型缝隙(84)和一对第二U型微带线(4)组成微带转缝隙结构；所述线型缝隙(83)由一段短截线型缝隙和一段长截线型缝隙拼接而成，短截线型缝隙一端与第二矩形缝隙(81)连接，且短截线型缝隙的宽度小于长截线型缝隙的宽度，两条线型缝隙(83)平行排列，且两段短截线型缝隙之间的距离大于两段长截线型缝隙之间的距离；
所述一对第一U型微带线(3)，其中一个U型微带线作为参考线的输入端口，另一个U型微带线作为参考线的输出端口；所述一对第二U型微带线(4)，其中一个U型微带线作为主线的输入端口，另一个U型微带线作为主线的输出端口；
共模和差模信号从作为输入端口的第一U型微带线(3)进入，该第一U型微带线投影位置的第一矩形缝隙(72)和与之相连的第一L型缝隙(73)对共模和差模信号进行滤波，实现对共模信号的抑制，并经反C型缝隙(71)将滤波后的共模和差模信号传输至作为输出端口的第一U型微带线(3)；共模和差模信号从作为输入端口的第二U型微带线(4)进入，该第二U型微带线投影位置的第三矩形缝隙(82)和与之相连的第二L型缝隙(84)对共模和差模信号进行滤波，实现对共模的抑制，并经第二矩形缝隙(81)和线型缝隙(83)将滤波后的共模和差模信号传输至作为输出端口的第二U型微带线(4)。
2.根据权利要求1所述的基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，其特征在于，所述第一介质板(1)，其上表面一组对边靠近一个边线的位置印制的一对第一U型微带线(3)，以及靠近另一个边线的位置印制的一对第二U型微带线(4)，关于该组对边中点的连线对称，且第一U型微带线(3)与第二U型微带线(4)的结构相同。
3.根据权利要求2所述的基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，其特征在于，所述第二介质板(2)，其上表面印制的第一矩形缝隙(72)位于与其对应的第一U型微带线(3)的对称轴上，且第一矩形缝隙(72)与第一L型缝隙(73)连接的一边，位于第一U型微带线(3)底边的内边缘的投影位置；第三矩形缝隙(82)位于与其对应的第二U型微带线(4)的对称轴上，且第三矩形缝隙(82)与第二L型缝隙(84)连接的一边，位于第二U型微带线(4)底边的内边缘的投影位置；第二矩形缝隙(81)短边中点的连线与一对第一矩形缝隙(72)的对称轴，以及一对第三矩形缝隙(82)的对称轴重合；所述两条线型缝隙(83)的对称轴与第二矩形缝隙(81)短边中点的连线重合。
4.根据权利要求1所述的基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，其特征在于，所述第一矩形缝隙(72)与第三矩形缝隙(82)的结构相同，所述第一L型缝隙(73)和第二L型缝隙(84)的宽度相同。
5.根据权利要求1所述的基于缝隙线的差分90度谢夫曼移相器，其特征在于，所述矩形微带线(5)，其两个短边中点的连线与一对第一U型微带线(3)的对称轴，以及一对第二U型微带线(4)的对称轴重合。
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《An Improved Design and Implementation of a Broadband Circularly Polarized Antenna》;Chien-Hsing Lee 等;《IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION》;20140630;第62卷(第6期);全文 *
《Design and Analysis of Schiffman Phase Shifter Under Operation of Its Second Phase Period》;Yun-Peng Lyu 等;《IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES》;20180731;第66卷(第7期);全文 *

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CN113708026A (zh) 2021-11-26

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