JPH0422230A - 平坦スペクトル搬送波抑圧単側帯波ディジタル通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、遅延分散による干渉妨害を受けるディジタル
無線通信方式に関する。

（ロ）従来の技術 伝送速度がｌ　５Ｋｂｐｓを超える場合には、多重路伝
搬に起因する遅延分散が干渉妨害になり、７００ＭＨｚ
帯から準マイクロ波帯までの遅延分散は、大都市におい
て最大値は約６μｓｅｃ程度、平均値は約４μｓｅｃ程
度、平均実効値は約３μｓｅｃ程度であることが報告さ
れており、これらに抗しうる変復調方式として、周波数
ダイバーシチ効果をもつＦＦＨ（高速周波数ホラピンク
）スペクトル拡散方式、その周波数利用率を向上させた
ＳＦＨ（低速ＦＨ）方式、あるいは時間領域における遅
延信号の重なりに着眼したＤＳＫ方式等が考案されてい
るが、いずれも周波数利用率が低い。また、ＴＤＭＡ移
動通信において、伝送速度を１６Ｋｂｐｓ程度に低速化
することによって遅延分散を避ける方式が見受けられる
が、伝送速度の低速化によっても情報速度を低下させな
いた袷には、高能率音声符号化技術および品質の劣る伝
搬路における多値変復調技術等の実現を前提にしなけれ
ばならない。

（ハ）全開が解決しようとする問題点 本発明は、ｌ　ｂｐｓ／ｌｌｚ程度の周波数利用率をも
つ２値変復調方式に、遅延分散による干渉妨害に対する
耐力を付与する事を目的にする。

（ニ）問題点を解決するための手段 ビントレー）１／Ｔて２値変調した信号に対１−て、１
　ｂｐＳ／Ｈｚ程度の周波数利用率を達成するために通
過周波数幅を１／Ｔに帯域制限する場合に、Ｔ／２間隔
毎に正負ピークを生ずる１／Ｔ周波数成分を大切に伝送
する事によって、遅延分散に起因して広がる波形がＴ間
隔の符号間に及ぼす干渉を軽減し、復調側でＴ間隔毎の
波形ピークによる符号の２値判定を行い易くさせる。同
様に、ビット信号の１或いはＯのいずれかが連続する場
合には、周波数１／２Ｔ、１／３Ｔ、２／３Ｔ、・の成
分をも伝送する必要があり、結局、信号の平均電カスベ
クトル密度を周波数幅１／Ｔの占有帯域内に平坦に分布
させる事によって、信号波形を遅延分散による干渉妨害
に対して平均的に強化する。但し、送信信号が直流成分
を有すると、遅延分散によって受信信号の直流レベルが
変動し、復調におけろ２進判定を困難にするので、信号
の平均電カスベクトル密度の平坦化と言っても、直流成
分は例外であり、それは抑圧する。

以下、本発明の実施例を第１．２．３．４、および５図
にもとづいて詳細に説明する。

第１図は本発明における、変調前のディジタル信号の時
間配置の実施例を示す構成略図である。

変調器の入力側に加わるピント信号の列を３個のビット
毎に区切って、周期Ｔのビット信号ｄ１〜ｄ、と、その
前後にそれぞれ設定した時間長ｑＴおよびｐＴのガード
タイムとから成る、合計Ｌｐ＋ｑ＋Ｊ　　（ｐ≧１．ｑ
≧１．Ｊ≧２）による時間長ＬＴのブロックを形成させ
る。各ブロック毎にＪビット中の１ビツトを冗長ビット
とし、他の５Ｊ−１個のビットがブロック内ですべて０
あるいは１の２進数の値をとる場合に、逆の１あるいは
０の２進数値をとらせ、ブロック内Ｊ個のビットがすべ
て同じ２進数になる事を防ぐ。なお、信号の１フレーム
は数ブロツク栄位で構成する。

第？図は本発明における、帯域内で直流成分を抑圧しで
平均電カスベクトル密度を平坦化する２値変調の実施例
を示す変調器の構成略図であり、単一周波数の搬送波の
替わりに、搬送周波数ｆ４、に対して搬送波抑圧単側帯
波状の電カスベクトルを有し、かつ平均電カスベクトル
密度がビットレートの周波数幅にわたって均一のｌ／ベ
ルで分布するような狭帯域白色信号を搬送信号として用
い、これを２進情報で２相変調する。

入力端１に加わるビット信号列ｄ、〜ｄ、を、３段の２
進シフトレジスタ２に蓄え、値０を−１、ｌを＋１に変
換して、並列にゲート３へ送る。ゲー）３は、１ブロッ
ク分の３個のビットがシフトレジスタ２に蓄えられるご
とに開き、閉じている間はその値を保持し、時間的に並
列に変換した３個のビットを、それぞれ３個のアナログ
乗積器４．５、・・・　６において、搬送信号発生器７
で発生した３個の搬送信号に１ブロツク長の時間だけ乗
積変調し、アナログ加算器８によって３個の各乗積器の
出力信号を加え合わせた後に、変調器の出力端９から送
り出す。フレーム同期回路１０は、入力端１に入ってく
るフレーム信号を捕捉、追尾し、フレーム同期信号発生
器１１によって、それに同期したクロック信号を発生し
、ンフトレジスタ２のンフト周期、ゲート３のゲート周
期、搬送信号発生器７の基本周期、およびそれらの位相
を制御統制する。

第３図は、本発明における変調器内で用いる搬送信号発
生器、すなわち第２図中の７の実施例を示す構成略図で
ある。正弦波発振器１６によって、周波数１／Ｔの正弦
波を発生させ、入力端１２に加えるフレーム同期クロッ
ク信号によって、その位相を制御する。その正弦波と、
それを位相角π／２ラジアンの位相推移回路１７を通し
てうる余弦波とを、Ｌ−１個の分周器１８．１９．２０
および２１．２２．２３によってそれぞれ並列に１／Ｌ
、２／Ｌ、・・・　　（＞１＞／Ｌに分周し、分周しな
い原信号共々すべて等振幅のＬ個の正弦波および余弦波
を、アナログ加算器２４および２５によってそれぞれ加
え合わせ、アナログ加算器２５の出力信号はさらに位相
反転器２６を通ず。周波数ｆ。の正弦波発振器２７の出
力信号およびそれを位相角π／２ラジアンの位相推移回
路２８に通した余弦波を、それぞれアナログ乗積器２９
および３０において、加算器２４の出力信号および位相
反転器２６の出力信号によってそれぞれ乗積変調し、そ
れらの出力信号をアナログ加算器３１によって加え合わ
せた後に、搬送信号発生器の出力端１３に送り、これを
遅延回路３２．３３、・・・、３４によって更に時間Ｔ
ずつ順次遅延させて出力端１４、・・・　１５へ送る。

この搬送信号の電カスベクトル配置の実施例を図４に示
す。Ｌ個の正弦波を配置した帯域の下側および上側帯域
に、それぞれｍおよびｎ個のガートバンドを配する。た
だし、図中でｆ、−１／ＴおよびｆＲ＝ｆｂ／Ｌである
。また、この搬送信号をＣ，（ｔ）　　（Ａ＝１．２．
、、、Ｊ＜Ｌ）とおき、次式で記述する。

Ｃ，（ｔ）　　＝　２　Ａ・　Ｃｃｏｓ（２πｆ０ｔ）
・′ｆｌ　　ｃｏｓ　　　（２π　　ｆｓ　　　ｋ　　
　（ｔ　　−＜Ａ−ｑ−１，／２）　　　ゴ）　　）ｋ
＝１ ｓｉｎ（２π　ｆｏ　ｔ）− １゜ Σ　ｓｉｎ　　（２ｒｒ　　ｆＢ　ｋ　　（ｔ　−（Ａ
−ｑ４／２）Ｔ））、’″Ｊｋ＝１ ：ｆＢ　＝１／ＬＴ、　　β−１，２，３，、、、Ｊ≦
Ｌｑ　≧　１゜ ただし、Ａは信号の振幅、ｆｏ　は搬送周波数、ｑはガ
ードタイムスロット数である。

第５図は、本発明における復調器の実施例を示す構成略
図である。入力端３５へ加えた受信信号から帯域ろ波器
３６で所要帯域内の信号を取り出した後に、低域ろ波器
３８、ループろ波器３９によって電圧制御発振器４０を
用いて発生させた周波数ｆ、の局部搬送波の位相の制御
統制を行いつつ、アナログ乗積器３７で通常の同期検波
を行う。

位相平均化１／Ｔ周波数成分検出器４１によって、同期
検波後のベースバンド信号から、遅延分散による波形ピ
ークの遅延を１ブロック時間内で平均化しつつ周波数１
／Ｔの成分を抽出し、ビット同期信号発生器４２によっ
て、標本化クロ・ツクを生成する。遅延回路４３によっ
て１ブロック時間長ＬＴだけ遅延させた波形を、標本器
４４によって、そのりｏ　ツク信号で標本化する。

１ブロツク内のＪビットのうちで１をとる個数と０をと
る個数との差の絶対値をビ・ントノ＜イアス、１ブロツ
ク内の信号のＴ間隔標本値列のレベ／ｌ、最大正値と最
少負値との和の１／２の絶対値をレベルバイアスと呼ぶ
ことにし、過大な振幅レベルを有する突発性雑音の混入
時にレベルバイアスが大きく偏倚することを防ぐために
、振幅制限器４５で波形標本値列の振幅を制限した後に
、再度、遅延回路４６によって１ブロック時間長ＬＴだ
け遅延させ、この聞に、１ブロック時間内の標本値列に
関するレベルバイアスを検出回路４７で検出する。アナ
ログ加算器４８によって、遅延回路４６の出力標本列の
各レベルからこのレベル／＜イアスを減算した後に、２
値判定器４９によってビット情報判定を行い、その判定
結果を出力端５０に伝達する。フレーム同期回路５１は
、２値判定器４９の入力端に現れるフレーム信号を捕捉
、追尾し、これに同期したクロック信号をフレーム同期
信号発生器５２によって生成させて、レベルノ１イアス
検出器４７の検出開始・終了の繰り返しタイミングが１
ブロック周期に一致するように制御統制する。

（ホ）作用 遅延分散を受けた被変調信号を同期検波した後に２値判
定する際に問題になる干渉妨害は、波形ピークの遅延変
動とレベル変動とであるが、本発明は、変調におけるビ
ア）レート周波数幅の帯域内での信号の平均電カスベク
トル密度の平坦化と直流成分の抑圧とによ−って、これ
らの変動を抑え、かつ復調において、遅延分散の相関性
の変動および他の伝搬特性の変動等による同期検波後の
信号の変化を検出し、ビット同期ずれの平均化とレベル
バイアスの補償とを行う。以下に、これらの作用を詳細
に説明する。

本発明においては、被変調信号の平均電カスベクトル密
度をビットレート周波数１／Ｔ幅の帯域内で平坦化する
ので、周波数１／Ｔのビット同期イバ号成分を充分に含
ませる事ができ、遅延分散が増すにつれて波形が広がる
ので、周波数１／Ｔの成分が減少し、波形ピーク点も遅
延していくが、復調における同期検波後の位相平均化１
／Ｔ周波数成分検出器（第５図の４１）において、等価
的に１／Ｔ周波数共振回路の時定数を調整する事によっ
て、その遅延幅を時間長ＬＴの間で平均化させ、この平
均化の時間だけ波形を遅延させれば、標本器によって、
はぼ望ましいタイミングで標本化する事ができる。

また、送信信号の直流成分を常に零に抑圧するので、ビ
ットバイアスが零の場合にはレベルバイアスも遅延分散
の大きさに無関係に零であるが、ピットバイアスが大き
くなるにつれて送信信号のレベルバイアスも大きくなり
、かつ遅延分散が大きいほど受信信号のレベルバイアス
が増加し、このレベルバイアスは２値判定闇値の変動分
に一致するので、レベルバイアスを検出し、標本値列レ
ベルからレベルバイアスを減算した後に２値判定（零レ
ベル闇値）を行えば、遅延分散による１ブロフク時間内
のレベル変動を補償することができ、２値判定を行い易
くしうる。

なお、ピットバイアスが１００％の場合には、遅延分散
がτ／Ｔ＝０．５に近づくにつれて受信信号は急速に減
衰し、τ／Ｔ＝０．５では重なる２波が逆相になるので
、その２波のレベル比がＱｄＢの場合には受信信号が消
滅する。この特異な現象を避けるために、本実施例では
冗長ビットを用いてｌブロック内のＪビットがすべて１
あるいはすべて０を取ることを防止している。

（へ）発明の効果 本変復調方式は、遅延分散が零の場合には周波数１／Ｔ
の成分が多いので、アイ開口幅は最小かつ開口レベルは
最大になるが、遅延分散が増すにつれて波形が広がるの
で周波数１／Ｔの成分が減少し、アイ開口幅は広がるが
開口レベルが減少し、波形ピーク点も平均的に遅延分散
の半分程度に遅延する。遅延分散が増し、周波数１／Ｔ
の成分が少なくなると、ブロック復調におけるビット同
期の抽出が困難になって同期がずれ、遅延する波形ピー
クに対する標本化のタイミングがずれる可能性を生ずる
が、同時にアイ開口幅が広がるので、標本化のタイミン
グのずれによる標本化レベルの誤差は補償される。この
標本化における、遅延分散によるビット同期すれとアイ
開口幅広がりとの相補効果は、ビットレート幅の帯域内
への平均電カスベクトル密度の直流成分を抑えた平坦化
と、復調におけるレベルバイアス補償とに起因する効果
である。

【図面の簡単な説明】

第２．３、および５図は、それぞれ本発明における実施
例を示す変調器、搬送信号発生器、および復調器の各構
成略図であり、第１および４図は、それぞれ第２および
３図に示した装置の作用を説明するための、ビット信号
の時間配置および搬送信号の電カスベクトル配置の実施
例を示す構成略図である。 １．１２．３５・・・入力端、２・・・２進シフトレジ
スタ、３・・・ゲート、４，５，６゜２９．３０．３７
・・・アナロク乗積器、７・・搬送信号発生器、８，２
４，２５．３１．４８・アナログ加算器、９．１３，１
４．１５５０・・・出力端、１０．５１・・・フレーム
同期回路、１１．５２・・・フレーム同期信号発生器、
１６，２７．４０・・・正弦波発振器、１７２８・・・
π／２位相推移回路、１８．１９，２０゜２１．２２．
２３・・・分周器、２６・・・位相反転器、３２，３３
．３４・・・時間Ｔ遅延回路、３６・・・帯域通過ろ波
器、３８・・・低域通過ろ波器、３９・・・ループろ波
器、４１・・・位相平均化１／Ｔ周波数成分検出器、４
２・・・ビット同期信号発生器、４３．４６・・・時間
ＬＴ遅延回路、４４・・・標本器、４５・・・振幅制限
器、４７・・・レベルバイアス検出器、４９・・２値判
定器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル通信において、ビットレートに一致する周波
   数幅の伝送帯域内に、伝送すべき信号の平均電力スペク
   トル密度を一様平坦に近く分布させるような搬送波抑圧
   単側帯波による変復調方式を採用することによって、多
   重路伝搬に起因する遅延分散（Ｄｅｌａｙ　Ｓｐｒｅａ
   ｄ）による干渉妨害に抗することを特徴とするディジタ
   ル通信方式。