JPH0421432B2 - - Google Patents
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- JPH0421432B2 JPH0421432B2 JP58067758A JP6775883A JPH0421432B2 JP H0421432 B2 JPH0421432 B2 JP H0421432B2 JP 58067758 A JP58067758 A JP 58067758A JP 6775883 A JP6775883 A JP 6775883A JP H0421432 B2 JPH0421432 B2 JP H0421432B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は単相交流電流を出力する単相電圧形
PWM（パルス幅変調方式）インバータに関する。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a single-phase voltage type that outputs a single-phase alternating current.
Regarding PWM (pulse width modulation method) inverters.
電圧形PWMインバータは、直流電力を可変電
圧可変調周波数の交流電力に変換する電力変換器
として知られており、交流可変速電動機の駆動電
源や、電刑系統の無効電力などを補償するための
アクテイブフイルター等に使われている。
A voltage-type PWM inverter is known as a power converter that converts DC power to AC power with a variable voltage and variable frequency. Used in filters, etc.
第１図は、従来の単相電圧形PWMインバータ
を用いたアクテイブフイルター装置の構成図を示
すものである。 FIG. 1 shows a configuration diagram of an active filter device using a conventional single-phase voltage type PWM inverter.
図中、VSは単相交流電源、LSは交流リアクト
ル、INVはPWMインバータ本体、COは直流平滑
コンデンサを示す。PWMインバータINVは、ゲ
ートターンオフサイリスタ（以下、GTOと略す）
S1〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4、中間
タツプ付直流リアクトルL1〜L2からなつている。 In the figure, V S is a single-phase AC power supply, L S is an AC reactor, INV is the PWM inverter body, and C O is a DC smoothing capacitor. PWM inverter INV is a gate turn-off thyristor (hereinafter abbreviated as GTO)
It consists of S 1 to S 4 , wheeling diodes D 1 to D 4 , and DC reactors L 1 to L 2 with intermediate taps.
また制御回路として、補償電流ICを検出する変
流器CT、比較器C1，C2、制御補償回路Ｈ（ｓ）、
三角波発生器TRG、シユミツト回路SH、ゲート
回路GCから成つている。 In addition, as a control circuit, a current transformer CT that detects the compensation current IC, comparators C 1 and C 2 , a control compensation circuit H (s),
It consists of a triangular wave generator TRG, a Schmitt circuit SH, and a gate circuit GC.
比較器C1により、補償電流の検出値ICとその指
令値I* Cを比較し、偏差ε1＝I* C−ICを次の制御補償
回路Ｈ（ｓ）に入力する。制御補償回路Ｈ（ｓ）は
比例要素あるいは積分要素などからなり、制御系
の安定化及び応答性を考慮してその定数が選択さ
れる。制御補償回路Ｈ（ｓ）の出力信号eiと、三
角波発生器TRGからの出力信号ａを比較器C2に
よつて比較し、その偏差ε2＝ei−ａを次のシユミ
ツト回路SHに入力する。シユミツト回路SHは偏
差ε2が正の時“１”の出力信号を偏差ε2が負の時
“０”の出力信号を発生し、ゲート回路GCを介し
て、GTS1〜S4に点弧信号を与える。 The comparator C 1 compares the detected value I C of the compensation current and its command value I * C , and inputs the deviation ε 1 = I * C − I C to the next control compensation circuit H(s). The control compensation circuit H(s) is composed of a proportional element or an integral element, and its constant is selected in consideration of stability and responsiveness of the control system. The output signal e i of the control compensation circuit H(s) and the output signal a from the triangular wave generator TRG are compared by a comparator C 2 , and the deviation ε 2 =e i −a is applied to the next Schmitt circuit SH. input. The Schmitt circuit SH generates an output signal of "1" when the deviation ε 2 is positive, and an output signal of "0" when the deviation ε 2 is negative, and ignites GTS 1 to S 4 via the gate circuit GC. give a signal.
第２図は、上記三角波発生器TRGの出力信号
ａと制御補償回路Ｈ（ｓ）の出力信号ei及びゲー
ト回路GCの出力信号Ｘの関係を示したもので、
そのときのインバータINVの出力電圧epを単位化
して表わしている。 FIG. 2 shows the relationship between the output signal a of the triangular wave generator TRG, the output signal e i of the control compensation circuit H(s), and the output signal X of the gate circuit GC.
The output voltage e p of the inverter INV at that time is expressed in units.
三角波発生器TRGの出力信号ａはPWMイン
バータの搬送波となるもので、1kHz程度の三角
波となつている。また、制御補償回路Ｈ（ｓ）の
出力信号eiはPWMインバータの制御入力信号と
なるもので、入力電圧値eiに比例した電圧epをイ
ンバータINVから発生させる。 The output signal a of the triangular wave generator TRG serves as a carrier wave for the PWM inverter, and is a triangular wave of about 1 kHz. Further, the output signal e i of the control compensation circuit H(s) serves as a control input signal for the PWM inverter, and causes the inverter INV to generate a voltage e p proportional to the input voltage value e i .
ε2＝ei−ａが正のとき、GTサイリスタS1と
S4にオン信号が与えられ、S2とS3にはオフ信号が
与ええられる。故に第１図の主回路で、電流Icが
矢印の方向に流れている場合、直流コンデンサ
Co（＋）→サイリスタS1→直流リアクトルL1→交
流リアクトルLs→交流電源Vs→直流リアクトル
L2→サイリスタS4→直流コンデンサCo（−）の経
路で流れる。ここで、直流コンデンサCoの電圧
Vcを電源電圧Vsの最大値Vs（max）より大きく
しておけば、ε2＞０のとき補償電流Icを矢印の方
向に増加させる。電流Icの方向が矢印と逆の向き
に流れている場合電流は、直流コンデンサCo
（−）→ダイオードD4→直流リアクトルL2→交流
電源Vs→交流リアクトルLs→直流リアクトルL1
→ダイオードD1→直流コンデンサCo（＋）の経路
に流れる。この場合電流Icは減少していく。従つ
てε2＞０の場合インバータINVの出力電圧Eoは
第１図の矢印の向きになり、補償電流Icを矢印の
方向に流すように働らく。 When ε 2 = e i −a is positive, GT thyristor S 1 and
An on signal is given to S 4 and an off signal is given to S 2 and S 3 . Therefore, in the main circuit of Figure 1, if the current Ic is flowing in the direction of the arrow, the DC capacitor
Co(+) → Thyristor S 1 → DC reactor L 1 → AC reactor Ls → AC power supply Vs → DC reactor
Flows through the path L 2 → thyristor S 4 → DC capacitor Co (-). Here, the voltage of DC capacitor Co
If Vc is made larger than the maximum value Vs (max) of the power supply voltage Vs, the compensation current Ic is increased in the direction of the arrow when ε 2 >0. If the direction of current Ic is flowing in the opposite direction to the arrow, the current flows through the DC capacitor Co.
(-) → Diode D 4 → DC reactor L 2 → AC power supply Vs → AC reactor Ls → DC reactor L 1
→ Diode D 1 → Flows to the path of DC capacitor Co (+). In this case, the current Ic decreases. Therefore, when ε 2 >0, the output voltage Eo of the inverter INV will be in the direction of the arrow in FIG. 1, and the compensation current Ic will flow in the direction of the arrow.
e2＝ei−ａが負のとき、GTO S2とS3にオン信
号が与えられ、S1とS4にはオフ信号が与えられ
る。故に第１図の主回路で、電流Icが矢印の方向
に流れている場合、直流コンデンサCo（−）→ダ
イオードD2→直流リアクトルL1→交流リアクト
ルLs→交流電源Vs→直流リアクトルL2→ダイオ
ードD3→直流コンデンサCo（＋）の経路で流れ電
流Icを減少させる。また電流Icが矢印と逆向きに
流れている場合、直流コンデンサCo（＋）→サイ
リスタS3→直流リアクトルL2→交流電源Vs→交
流リアクトルＬ→直流リアクトルL1→サイリス
タS2→直流コンデンサCo（−）の経路で流れ、当
該方向に電流を増加させるように動作する。 When e 2 =e i -a is negative, an on signal is given to GTOs S 2 and S 3 , and an off signal is given to S 1 and S 4 . Therefore, in the main circuit of Figure 1, if current Ic is flowing in the direction of the arrow, DC capacitor Co (-) → diode D 2 → DC reactor L 1 → AC reactor Ls → AC power supply Vs → DC reactor L 2 → Diode D 3 → DC capacitor Co (+) reduces the flowing current Ic. Also, when the current Ic is flowing in the opposite direction to the arrow, DC capacitor Co (+) → Thyristor S 3 → DC reactor L 2 → AC power supply Vs → AC reactor L → DC reactor L 1 → Thyristor S 2 → DC capacitor Co It flows along the (-) path and operates to increase the current in that direction.
補償電流の指令値I* cを正の値に設定し、I* c＞Ic
とした場合、偏差ε1＝I* c−Icは正の値となつて制
御補償回路Ｈ（ｓ）を介して、制御入力信号eiを
増加させる。PWMインバータINVの出力電圧Eo
は入力信号eiの値に比例して第１図の矢印の向き
に増加する。その結果、補償電流の実際値Icが増
加し、Ic＝I* cになるように制御される。 Set the compensation current command value I * c to a positive value, and I * c > Ic
In this case, the deviation ε 1 =I * c −Ic becomes a positive value and increases the control input signal e i via the control compensation circuit H(s). Output voltage Eo of PWM inverter INV
increases in the direction of the arrow in FIG. 1 in proportion to the value of the input signal e i . As a result, the actual value Ic of the compensation current increases and is controlled so that Ic=I * c .
I* c＜Icとなつた場合、制御入力信号eiは減少し
インバータINVの出力電圧Eoを減少させる。 When I * c <Ic, the control input signal e i decreases, reducing the output voltage Eo of the inverter INV.
故に、実電流Icが減少しやはりIc＝I* cとなるよ
うに制御される。 Therefore, the actual current Ic decreases and is controlled so that Ic=I * c .
電流指令値I* cを正弦波状に変化させれば、それ
に追従して、実電流Icも正弦波状に変化する。 If the current command value I * c is changed sinusoidally, the actual current Ic will also change sinusoidally following it.
PWMインバータINVをアクテイブフイルター
として使う場合、上記補償電流の指令値I* cは電源
電圧Vsに同期した有効電流、無効電流はもちろ
んのこと、種々の高調波成分まで含まれており、
電流制御系の追従性の良いものが必要となる。 When using the PWM inverter INV as an active filter, the compensation current command value I * c includes not only active and reactive currents synchronized with the power supply voltage Vs, but also various harmonic components.
A current control system with good followability is required.
上記電流制御系の応答特性は、PWMインバー
タINVの制御周波数cに依存しcが高いほど、
追従性の良い制御が可能となる。
The response characteristics of the above current control system depend on the control frequency c of the PWM inverter INV, and the higher c is, the more
Control with good followability becomes possible.
制御周波数cは三角波発生器TRGの出力周波
数そのものであり、通常1kHz程度に選ばれる。 The control frequency c is the output frequency itself of the triangular wave generator TRG, and is usually selected to be about 1kHz.
従つて周波数cをさらに高くすればそれだけ、
制御応答特性が改善されるが、PWMインバータ
を構成するGTのスイツチング特性等を考慮す
るとやはり1kHz程度が妥当な値となつている。 Therefore, the higher the frequency c, the more
The control response characteristics are improved, but when considering the switching characteristics of the GT that makes up the PWM inverter, a value of about 1 kHz is still appropriate.
従つて、従来のPWMインバータをアクテイブ
フイルター装置に適用した場合、電源電圧Vsの
基本波成分（50Hz又は60Hz）に対しては充分追従
できるが、高調波成分（第３次、第５次、第７次
……）等に対しては、満足な補償を行うことがで
きなくなる欠点があつた。 Therefore, when a conventional PWM inverter is applied to an active filter device, it can sufficiently follow the fundamental wave component (50Hz or 60Hz) of the power supply voltage Vs, but the harmonic components (3rd, 5th, 60Hz) can be tracked sufficiently. 7th order...) etc., there was a drawback that it was not possible to provide satisfactory compensation.
本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、
PWMインバータを構成するGTOのスイツチン
グ周波数を高めることなく、インバータの出力周
波数を２倍に高められる、単相電圧形PWMイン
バータを提供することを目的とする。
The present invention has been made in view of the above points,
The purpose of the present invention is to provide a single-phase voltage type PWM inverter that can double the output frequency of the inverter without increasing the switching frequency of the GTO that constitutes the PWM inverter.
本発明は、半導体スイツチング素子を少なくと
も２個直列接続した対を２組設け、それらを直流
電圧源に対し並列に接続し、前記直列接続の中間
点から交流出力電圧を得るようにした単相PWM
インバータにおいて、上記一対の直列接続スイツ
チング素子のPWM制御の搬送波をもう一対の直
列接続スイツチング素子のPWM制御の搬送波に
対し、電気角で180゜ずらして与えるようにした。
The present invention provides a single-phase PWM in which two pairs of at least two semiconductor switching elements connected in series are provided, these are connected in parallel to a DC voltage source, and an AC output voltage is obtained from the midpoint of the series connection.
In the inverter, the carrier waves for PWM control of the pair of series-connected switching elements are shifted by 180 degrees in electrical angle from the carrier waves for PWM control of the other pair of series-connected switching elements.
第３図は本発明の単相電圧形PWMインバータ
の実施例を示す構成図である。
FIG. 3 is a configuration diagram showing an embodiment of the single-phase voltage type PWM inverter of the present invention.
主回路構成は第１図と同様である。制御回路に
おいてC1，C2，C3は比較器、Ｈ（ｓ）は制御補償
回路TRGは三角波発生器、SH1、SH2はシユミ
ツト回路、GC1，GC2はゲート制御回路である。 The main circuit configuration is the same as that shown in FIG. In the control circuit, C 1 , C 2 and C 3 are comparators, H(s) is a control compensation circuit, TRG is a triangular wave generator, SH 1 and SH 2 are Schmitt circuits, and GC 1 and GC 2 are gate control circuits.
比較器C1によつて補償電流検出値Icとその指令
値I* cを比較し、偏差ε1＝I* c＝Icを制御補償回路Ｈ
（ｓ）に入力し、比例増幅あるいは積分増幅等を
行つて制御入力信号eiを得ているのは従来と同じ
である。 The comparator C 1 compares the compensation current detection value Ic and its command value I * c , and the deviation ε 1 = I * c = Ic is determined by the control compensation circuit H.
(s) and performs proportional amplification or integral amplification to obtain the control input signal e i , as in the conventional case.
制御入力信号eiは比較器C2とC3に入力され、三
角波発生器TRGからの出力信号ａ及びｂと比較
される。出力信号ａに対し、出力信号ｂは電気角
で180゜だけ位相がずれている。簡単には、ａ信号
を反転することによりｂ信号が得られる。 The control input signal e i is input to comparators C 2 and C 3 and compared with the output signals a and b from the triangular wave generator TRG. The output signal b is out of phase with the output signal a by 180 degrees in electrical angle. Simply, the b signal is obtained by inverting the a signal.
シユミツト回路SH1は制御入力信号eiが上記搬
送波（三角波）ａより大きいとき“１”の信号を
出力し、次のゲート回路GC1を介してGTOS1に
オン信号をGTOS2にオフ信号を与える。逆にei
＜ａのとき、SH1の出力は“０”となり、S1にオ
フ信号、S2にオン信号を与える。 The Schmitt circuit SH1 outputs a signal of "1" when the control input signal e i is larger than the carrier wave (triangular wave) a, and sends an ON signal to GTOS 1 and an OFF signal to GTOS 2 via the next gate circuit GC 1 . give. On the other hand, e i
When <a, the output of SH 1 becomes "0", giving an off signal to S 1 and an on signal to S 2 .
シユミツト回路SH2は制御入力信号eiが上記搬
送波（三角波）ｂより大きいとき、“１”の信号
を出力し、ゲート回路GC2を介してGTOS4にオ
ン信号GTOS3にオフ信号を与える。逆にei＜ｂ
のとき、SH2の出力は“０”となりS4にオフ信
号、S3にオン信号を与える。 When the control input signal e i is larger than the carrier wave (triangular wave) b, the Schmitt circuit SH 2 outputs a signal of "1" and gives an on signal GTOS 3 and an OFF signal to the GTOS 4 via the gate circuit GC 2 . Conversely, e i <b
At this time, the output of SH2 becomes "0", giving an off signal to S4 and an on signal to S3 .
第４図は第３図の各部波形を示したもので、搬
送波ａ，ｂに対して制御入力信号eiを与えること
によりゲート回路GC1及びGC2の出力信号は各々
ｘ及びｙの波形となり、出力電圧（単位化して表
わしている）はepの如くなる。また制御入力信号
がe′iのように負の値のときのGC1，GC2の出力信
号はx′，y′のようになりそのときの出力電圧はe′p
のようになる。 Figure 4 shows the waveforms of each part of Figure 3. By applying control input signals e i to carrier waves a and b, the output signals of gate circuits GC 1 and GC 2 become x and y waveforms, respectively. , the output voltage (expressed in units) becomes e p . Also, when the control input signal is a negative value like e′ i , the output signals of GC 1 and GC 2 are x′, y′, and the output voltage at that time is e′ p
become that way.
制御入力信号eiが正の値のときGTOS1のオン
期間はGTOS2のオン期間より長くなりまた
GTOS4のオン期間はGTOS3のオン期間より長く
なる。しかもGTOS1のオン期間中にGTOS3のオ
ン期間が一度だけ発生し、GTOS4のオン期間中
にGTOS2のオン期間が一度だけ発生する。従つ
て次の３つのモードが発生する。 When the control input signal e i has a positive value, the ON period of GTOS 1 is longer than the ON period of GTOS 2 .
GTOS 4 's on period is longer than GTOS 3 's on period. Moreover, the ON period of GTOS 3 occurs only once during the ON period of GTOS 1 , and the ON period of GTOS 2 occurs only once during the ON period of GTOS 4 . Therefore, the following three modes occur.
(イ) S1オン（S2オフ）、S4オン（S3オフ）
(ロ) S1オン（S2オフ）、S3オン（S4オフ）
(ハ) S2オン（S1オフ）、S4オン（S3オフ）
上記(イ)のモードではコンデンサ電圧Vcが出力
端子に発生し、Eo＝＋Vcとなる。(ロ)及び(ハ)のモ
ードでは出力端子は短絡されEo＝０となる。従
つて出力電圧Eoを単位化した場合第４図のepの
ような波形となる。出力電圧epは常に正の値でそ
の平均値は制御入力電圧eiに比例した値となつて
いる。(B) S 1 on (S 2 off), S 4 on (S 3 off) (B) S 1 on (S 2 off), S 3 on (S 4 off) (c) S 2 on (S 1 off) ), S 4 on (S 3 off) In mode (a) above, capacitor voltage Vc is generated at the output terminal, and Eo = +Vc. In modes (b) and (c), the output terminals are short-circuited and Eo=0. Therefore, if the output voltage Eo is unitized, it will have a waveform like e p in FIG. 4. The output voltage e p is always a positive value, and its average value is a value proportional to the control input voltage e i .
出力電圧epの制御周波数cはGTOS1〜S4のオン
オフ周波数すなわち搬送波周波数の２倍になつて
いるのがわかる。 It can be seen that the control frequency c of the output voltage e p is twice the on-off frequency of GTOS 1 to S 4 , that is, the carrier wave frequency.
また制御入力信号が負の値e′iとなつた場合、今
度は、GTOS2のオン期間がGTOS1のオン期間よ
り長くなり、さらにGTOS3のオン期間がGTOS4
のオン期間より長くなる。しかもGTOS2のオン
期間中にGTO4のオン期間が一度だけ発生し、ま
た、GTOS3のオン期間中にGTOS1のオン期間が
一度だけ発生する。 Furthermore, when the control input signal becomes a negative value e′ i , the on period of GTOS 2 becomes longer than the on period of GTOS 1 , and furthermore, the on period of GTOS 3 becomes longer than the on period of GTOS 4 .
longer than the on period of Moreover, the ON period of GTO 4 occurs only once during the ON period of GTOS 2 , and the ON period of GTOS 1 occurs only once during the ON period of GTOS 3 .
従つてこの場合は次の３つのモードが考えられ
る。 Therefore, in this case, the following three modes are possible.
(イ) S1オン（S2オフ）、S3オン（S4オフ）
(ロ) S2オン（S1オフ）、S3オン（S4オフ）
(ハ) S2オン（S1オフ）、S4オン（S3オフ）
上記(イ)及び(ハ)のモードではインバータの出力端
子は短絡され出力電圧Eoは零となる。また(ロ)の
モードでは、出力端子に−Vcの電圧が発生し、
Eo＝−Vcとなる。従つて出力電圧Eoを単位化し
て表わすと第４図のe′pのような波形となる。出
力電圧e′pは常に負の値でその平均値は制御入力
電圧e′iに比例した値になつている。この場合も出
力電圧e′pの制御周波数cはGTOS1〜S4のスイツ
チング周波数すなわち搬送波周波数の２倍になつ
ているのがわかる。(B) S 1 on (S 2 off), S 3 on (S 4 off) (B) S 2 on (S 1 off), S 3 on (S 4 off) (c) S 2 on (S 1 off) ), S 4 on (S 3 off) In modes (a) and (c) above, the output terminals of the inverter are short-circuited and the output voltage Eo becomes zero. In addition, in mode (b), a voltage of -Vc is generated at the output terminal,
Eo=-Vc. Therefore, when the output voltage Eo is expressed in units, it has a waveform like e'p in FIG. The output voltage e′ p is always a negative value, and its average value is a value proportional to the control input voltage e′ i . It can be seen that in this case as well, the control frequency c of the output voltage e' p is twice the switching frequency of GTOS 1 to S 4 , that is, the carrier wave frequency.
以上のように本発明の単相電圧形PWMインバ
ータによれば、従来の主回路構成を変えることな
く、インバータの出力電圧の制御周波数を構成素
子のスイツチング周波数の２倍に高めることがで
き、従つて制御の応答速度が高められ、従来不可
能であつた高次の高周波成分まで補償するアクテ
イブフイルターにも使うことができる。
As described above, according to the single-phase voltage source PWM inverter of the present invention, the control frequency of the inverter output voltage can be increased to twice the switching frequency of the constituent elements without changing the conventional main circuit configuration, and the control frequency of the inverter output voltage can be increased to twice the switching frequency of the component elements. As a result, the control response speed is increased, and it can also be used as an active filter that compensates for high-order high-frequency components, which was previously impossible.
さらに出力電圧の制御周波数を高めることによ
り、補償電流Icの脈動が小さくなり、その結果、
交流リアクトルも小さなもので済むようになる。 Furthermore, by increasing the control frequency of the output voltage, the pulsation of the compensation current Ic becomes smaller, and as a result,
The AC reactor can also be small.
また、第２図（従来）と第４図（本発明）の出
力電圧epを比較した場合、従来装置ではepは“＋
１”か“−１”であつたのに対し、本発明のepは
“＋１”と“０”と“−１”の３段階に制御され
ている。すなわち、出力電圧epの変化が小さくな
りその点からも補償電流Icの脈動を小さくする効
果がある。さらにまた、制御入力信号eiが零のと
き、従来装置では出力電圧epが“＋１”の期間と
“−１”の期間が同じになるだけで、常時“＋１”
と“−１”の間を変化している。これに対し本発
明の制御方法によれば、ei＝０のときS1オン（S2
オフ）のとき、S3オン（S4オフ）となりS2オン
（S1オフ）のとき、S4オン（S3オフ）となつて、
epは常に“０”となる。すなわち出力電圧脈動は
零となる。従つて出力電流（補償電流Ic）の脈動
もなくなる。 Furthermore, when comparing the output voltage e p in Fig. 2 (conventional) and Fig. 4 (invention), in the conventional device e p is “+
1" or "-1", e p of the present invention is controlled in three stages: "+1", "0", and "-1". In other words, the change in the output voltage e p This has the effect of reducing the pulsation of the compensation current Ic.Furthermore, when the control input signal e i is zero, in the conventional device, the output voltage e p has a period of "+1" and a period of "-1". Always “+1” just because the period is the same
and "-1". On the other hand, according to the control method of the present invention, when e i =0, S 1 is turned on (S 2
When S 3 is on (S 4 off), and when S 2 is on (S 1 off), S 4 is on (S 3 off),
e p is always “0”. That is, the output voltage pulsation becomes zero. Therefore, there is no ripple in the output current (compensation current Ic).
尚、本発明の単相電圧形PWMインバータはア
クテイブフイルター装置としてはもちろんのこ
と、次のような装置にも適用することができる。 The single-phase voltage type PWM inverter of the present invention can be applied not only to an active filter device but also to the following devices.
例えば、第３図の直流コンデンサCoに負荷を
接続し、当該コンデンサ電圧Vcがほぼ一定にな
るように電源からの入力電源Icを制御するもの
で、当該入力電流Icは電源電圧Vsと同相の正弦
波電流が流れるように制御した、入力力率＝１の
交直電力変換装置（コンバータ）として動作させ
ることができる。 For example, a load is connected to the DC capacitor Co shown in Figure 3, and the input power Ic from the power supply is controlled so that the capacitor voltage Vc is approximately constant, and the input current Ic is a sine wave in phase with the power supply voltage Vs. It can be operated as an AC/DC power conversion device (converter) with an input power factor of 1, which is controlled so that a wave current flows.
また、電源Vsの代りに単相負荷を接続し、直
流コンデンサCoを直流電源に置き換えて負荷電
流Icを制御する直交電力変換装置（インバータ）
として動作させられることは言うまでもない。 In addition, an orthogonal power converter (inverter) connects a single-phase load in place of the power supply Vs, replaces the DC capacitor Co with a DC power supply, and controls the load current Ic.
Needless to say, it can be operated as
第１図は従来の単相電圧形PWMインバータの
応用例を示す構成図、第２図は第１図の装置の動
作を説明するためのタイムチヤート図、第３図は
本発明の単相電圧形PWMインバータの実施例を
示す構成図、第４図は第３図の装置の動作を説明
するためのタイムチヤート図である。
Vs……交流電源、Ls……交流リアクトル、
INV……PWMインバータ本体、Co……直流コン
デンサ、S1〜S4……GTOサイリスタ、L1，L2…
…直流リアクトル、D1〜D4……ホイーリングダ
イオード、CT……変流器、C1…C3……比較器、
Ｈ（ｓ）……制御補償回路、TRG′……三角波発
生器、SH1，SH2……シユミツト回路、GC1，
GC2……ゲート制御回路。
Fig. 1 is a configuration diagram showing an application example of a conventional single-phase voltage type PWM inverter, Fig. 2 is a time chart diagram for explaining the operation of the device shown in Fig. 1, and Fig. 3 is a single-phase voltage type inverter according to the present invention. FIG. 4 is a block diagram showing an embodiment of the PWM inverter, and FIG. 4 is a time chart for explaining the operation of the device shown in FIG. Vs...AC power supply, Ls...AC reactor,
INV...PWM inverter body, Co...DC capacitor, S 1 to S 4 ...GTO thyristor, L 1 , L 2 ...
...DC reactor, D 1 to D 4 ... Wheeling diode, CT ... Current transformer, C 1 ... C 3 ... Comparator,
H(s)...Control compensation circuit, TRG'...Triangular wave generator, SH1 , SH2 ...Schmitt circuit, GC1 ,
GC 2 ...Gate control circuit.
Claims (1)
列接続した回路を２組設け、それらを直流電圧源
に対して並列接続し、かつ前記半導体スイツチン
グ素子にそれぞれホイーリングダイオードを設
け、前記直列回路の中間点から交流出力電圧を得
るようにした単相電圧形PWMインバータにおい
て、該インバータの出力電圧指令と第１の搬送波
とを比較して前記一方の直列回路の半導体スイツ
チング素子をオンオフ制御する手段と、前記イン
バータの出力電圧指令と前記第１の搬送波に対し
て180゜位相の異なる第２の搬送波とを比較して前
記他方の直列回路の半導体スイツチング素子をオ
ンオフ制御する手段を具備してなる単相電圧形
PWMインバータ。1 Two sets of circuits in which at least two semiconductor switching elements are connected in series are provided, and they are connected in parallel to a DC voltage source, and a wheeling diode is provided in each of the semiconductor switching elements, and an AC voltage is applied from the intermediate point of the series circuit. A single-phase voltage type PWM inverter configured to obtain an output voltage, comprising means for comparing an output voltage command of the inverter with a first carrier wave to control on/off of a semiconductor switching element in one of the series circuits; A single-phase voltage source comprising means for controlling the on/off of the semiconductor switching element of the other series circuit by comparing the output voltage command with a second carrier wave having a phase difference of 180° with respect to the first carrier wave.
PWM inverter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58067758A JPS59194669A (en) | 1983-04-19 | 1983-04-19 | Controlling method of single phase pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58067758A JPS59194669A (en) | 1983-04-19 | 1983-04-19 | Controlling method of single phase pwm inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59194669A JPS59194669A (en) | 1984-11-05 |
| JPH0421432B2 true JPH0421432B2 (en) | 1992-04-10 |
Family
ID=13354155
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58067758A Granted JPS59194669A (en) | 1983-04-19 | 1983-04-19 | Controlling method of single phase pwm inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59194669A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4663702A (en) * | 1984-10-12 | 1987-05-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter apparatus and control method thereof |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55125082A (en) * | 1979-03-19 | 1980-09-26 | Toshiba Corp | Controlling method for three-phase current pulse width controlling inverter |
-
1983
- 1983-04-19 JP JP58067758A patent/JPS59194669A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55125082A (en) * | 1979-03-19 | 1980-09-26 | Toshiba Corp | Controlling method for three-phase current pulse width controlling inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59194669A (en) | 1984-11-05 |
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