JPH04208029A

JPH04208029A - 多重インバータ駆動保護装置

Info

Publication number: JPH04208029A
Application number: JP2340420A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Takeuchi; 弘竹内
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-11-30
Filing date: 1990-11-30
Publication date: 1992-07-29

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的コ（産業上の利用分野）本発明は、電力系統に接続される自励変換器に関連し、
トランスを用いた多重インバータ駆動保護装置に関する
。

（従来の技術）最近、電力系統に接続される無効電力制御用交直変換制
御用装置として、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式の自
励変換器が導入されつつあることは周知の通りである。

前記ＰＷＭ制御方式は、高調波低減の目的からも有効で
あるものの、この制御方式が有効であるのは、スイッチ
ング周波数が高い場合に限られる。しかるに、電力系統
で用いられる大容量自動変換器の動作周波数は、現在の
ところ数百Ｈｚどまりであり、変換器出力の高調波低減
の上では必ずしも十分ではない。

（発明が解決しようとする課題）このような事から、一般に、系統連系用電力変換装置は
、トランスと組合わせた多重インバータ方式ρ・適用さ
れる。この代表的なものとして、第４図に示すようにケ
ートターンオフサイリスタから構成される２組のインバ
ータＩＮＩ、ＩＮ２の出力側にトランスＴＩ、Ｔ２を以
下のように接続したものである。すなわち、インバータ
ＩＮＩの出力側にトランスＴ１の一次巻線Ｔユ１をΔ結
線し、該二次巻線ＴＩ２をＹ結線し、またインバータＩ
Ｎ２の出力側にトランスＴ２の一次巻線Ｔ２１をΔ結線
し、該二次巻線Ｔ２２をΔ結線したものである。このよ
うな構成の系統連系用電力変換装置は、周知の様に第７
次までの高調波を除去できるが、第１１次、第１３次、
第２３次、第２５次、・・・次は残る。

しかるに、前述の次数程度の除去では、系統を連系する
上では十分でない。従って、より多重化された連系方法
、並びに保護方法が望まれる。

そこで、本発明はインバータの多重度を上げることがで
き、かつ多重度を上げたことに伴う部分的な障害が発′
生した場合には、これを保護し、系統へ出力する高調波
を最小限に抑えることがてきる多重インバータ駆動保護
装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）本発明は前記目的を達成するため、ＰＷＭ制御駆動方式
の自励変換器を用いた多重インバータにより得られる交
流電力を、複数の三相トランスを介して交流電力系統に
供給制御する装置において、前記交流電力系統の電気信
号を入力し、同期クロックを出力する同期クロック発生
手段と、この同期クロック発生手段からの同期クロック
により計量される系統同期位相計数量を得、系統連系指
令値と系統連系計測量で定まるＰＷＭ基準信号およびＰ
ＷＭ搬送信号を得る演算手段と、この演算手段からのＰ
ＷＭ基準信号とＰＷＭ搬送信号をそのまラッチし、前記
同期クロックを用いて波形成形し得、前記ＰＷＭ基準信
号とＰＷＭ搬送信号の波形比較に従い、前記複数の自励
変換器を動作させるための複数のＰＷＭ駆動信号を得る
ＰＷＭ駆動信号生成手段とを具備し、前記Ｐ　Ｗ　Ｍ駆
動信号待機系統を設け、自励変換器出力電流監視により
、故障発生時において、故障ブリッジＰＷＭ駆動系統を
待機系に切換えることを特徴としたものである。

（作用）本発明は上記のように構成されているので、以下のよう
な作用が得られる。たとえばＰＷＭ出力回路の故障が生
じた場合、連系用出力電圧の低下をもたらす。同時に系
統へ出力される高調波も増加する。ここでトランスは通
常、渦電流等の保護があり、損焼することはない。従っ
て上記装置に於いては、ＰＷＭ制御回路の故障が致命的
になる。

本発明は、従って、この様な欠点を克服すべく、ＰＷＭ
制御回路をあらかじめ予備として待機せしめ、故障発生
時にこの系に切換えて、装置の継続運転を可能ならしめ
る。

この場合、待機系より発生するＰＷＭ波形位相を、故障
発生ＰＷＭ回路番号に合わせて変え、４つの回路の全て
に適用出来る様にするならば待機系は１台で済み、装置
を元の運転に復元せしめる利点かある。

（実施例）本発明は、高調波を低減するため、以下のようにしたも
のである。（］）（］Δ−Ｙ、Δ−Δ構成を２重化し、
高調波低減を１１次まで上げる。

２）（Δ−Ｙ、Δ−Δ）構成変換器出力どうしの間に、
更に時間的な位相差２Φを設け、出力高調波を１３次ま
で低減せしめる。

具体的に、上記構成の変換器とトランスの結線図を第１
図ブロック図下部に示す。又、４つの変換器から出力さ
れるＰ　Ｗ　Ｍ波形（擬似正弦波波形）の位相関係を次
に示す。

Δ−Ｙ構成ブリッジ１　−Φ＋３０°・・・（１）Δ−
Δ　　　〃　　１　−Φ　　　　・・・（２）Δ−Ｙ　
　　ｌｌ　　２　　　Φ＋３０″・・・（３）Δ−Δ　
　　／／　　　２　　　　Φ　　　　・・・（４）ここ
でΦの具体的な値は、本発明の本質にがかる問題ではな
いので省略する。

上記方式による結果、ＰＷＭ制御回路は、４回路設置さ
れ、これらのＰＷＭ出力電圧は、トランスを用いて直列
接続される。しかし二の構成においては、たとえばＰ　
Ｗ　Ｍ出力回路の故障か生した場合、連系用出力電圧の
低下をもたらす。同時に系統へ出力される高調波も増加
する。ここでトランスは通常、渦電流等の保護があり、
損焼することはない。従って上記装置に於いては、Ｐ　
Ｗ　Ｍ制御回路の故障が致命的になる。本発明は、従っ
て、この様な欠点を克服すべく、ＰＷＭ制御回路をあら
かじめ予備として待機せしめ、故障発生時にこの系に切
換えて、装置の継続運転を可能なら［２める。

この場合、待機系より発生するＰＷＭ波形位相を、故障
発生ＰＷＭ回路番号に合わせて変え、４つの回路の全て
に適用出来る様にするならば待機系は１台で済み、装置
を元の運転に復元せしめる利点がある。

以下、図面に示す本発明の実施例について説明する。第
１図は、本発明の一実施例の概略構成を示すブロック図
であり、交流電力系統５３の電圧から同期クロック信号
を得る為の同期クロ・ツク発生手段と、この商用同期ク
ロック発生手段からの商用同期クロックにより計量され
る系統同期位相計数量を得、系統連系指令値と系統連系
計測量で定まるＰ　Ｗ　Ｍ基準信号およびＰ　Ｗ　Ｍ搬
送信号を得る演算手段と、この演算手段からのＰＷＭ基
準信号とＰＷＭ搬送信号をそのまラッチし、前記商用同
期クロックを用いて波形成形し得、前記ＰＷＭ基準信号
とＰＷＭ搬送信号の波形比較に従い、前記複数の自励変
換器を動作させるための複数のＰＷＭ駆動信号を得るＰ
ＷＭ駆動信号生成手段とから構成されたものである。

ここで、得られた位相カウント量と、Ａ／Ｄ変換された
有効電力指令値２０、無効電力指令値２１、並びに有効
電力計測値２２、無効電力計測値２３、連系電圧（系統
電圧）２５、連系電流（系統電流）２４に従い４ブリッ
ジ分のＰＷＭ基準信号量を演算する高速演算回路２６と
、位相カウンタのカウント量を基に、４ブリッジ分のＰ
ＷＭ搬送波信号を生成せしめるＰＷＭ搬送信号生成回路
３５と、上記ＰＷＭ基準信号と、搬送信号により、同期
式ＰＷＭ信号を生成せしめるＰＷＭ生成回路３６と、光
電変換回路３８、光ファイバー３９、自励変換器駆動回
路４０と、自励変換器４２、該自励変換器４２の出力を
直列接続し、系統へ連系せしめるトランス４３と、自励
変換器出力電流を元にＰＷＭ制御回路部の故障を検出す
る故障検出回路２８と、この故障検出回路２８に従って
、当該故障回路番号に応じた待機系のＰ　Ｗ　Ｍ基準波
信号のＰＷＮｉ搬送波信号をラッチせしめる基準信号ラ
ッチ回路３１．３４と自励変換器４２の駆動信号を正常
系から待機系へ切換えるＰＷＭ信号切換え回路器４１よ
りなる。

前記商用同期クロック発生手段は、交流電力系統５３の
電圧を計器用変圧器４５で検出し、この電圧１００を３
相／２相変換回路１０により２相に変換し、この変換値
１０７と後述するＤ／Ａ変換器１７からの変換値１０３
の位相差を検出する位相差検出回路１コ−１この位相差
検出回路１１の出力をループフィルタ１２により濾過し
てディジタル電圧制御発振器１３に入力し、この発振器
１３の発振信号は位相カウンタ１４、カウンタクリア回
路１５、帰還信号発生回路１６、Ｄ／Ａ変換器１７から
成る。又、高速演算回路２６に関連して、有効／無効電
力指令値２０，２１、有効／無効電力計測値２’２．２
Ｂ、連系電流２４．連系電圧２５、読取り用Ａ／Ｄ変換
器２７、演算で得られたＰＷＭ基準信号、ＰＷＭ搬送信
号をラッチするラッチ回路３０．３４が設置される。

一方、制御される電力諸量については、直流系統５０、
直流コンデンサ５１、遮断器５２、交流電力系統５３が
あり、連系用電力すなわち有効電力計測値２２、無効電
力計測値２３を計測するためにＣＴ４４．ＰＴ４５が設
置される。

次に、上記構成回路について動作を説明する。

第１図に於いて、３相／２相変換回路１０は、ＰＴ４５
により検出された系統３相電圧信号１００を２相変換し
て５ｉｎ（ωｔ＋φ）、ｅｏｓ（ωｔ＋φ）の各２相変
換信号１０７を位相差検出回路１１に加える。

一方、帰還信号発生回路１６がｓｉｎ　　（ωを十〇）
、ＣＯＳ（ωを十θ）の商用同期帰還信号１０３をＤ／
Ａ変換器１７を介して発生し位相差検出回路１１に加え
る。位相差検出回路１１はこれらの信号に基づいて次の
演算を行い、２相変換信号１０７と帰還信号１０３の位
相差を求める。

ｓｉｎ　　（ωを十〇）・ｃｏｓ　　（ωｔ＋θ）−Ｃ
ＯＳ　　（ωを十〇）・ｓｉｎ　　（ωｔ＋θ）−ｓｉ
ｎ　　（φ−〇）次に、この位相差信号ｓｉｎ　　（φ−θ）はループフ
ィルタ１２によって高調波成分か除去された後、電圧制
御発振器１３に加えられる。電圧制御発振器１３は帰還
作用により、前記２相変換信号１０７と帰還信号１０３
の位相差信号ｓｉｎ　　（φ−θ）を零にするように商
用同期パルス（商用同期クロック）１０４を発生し、こ
の同期パルス１０４は位相カウンタ１４によって計数さ
れる。この場合、位相カウンタ１４の計数量が規定値、
即ち１周期に相当する値に到達するとオーバーフローす
るようになっており、このとき、カウンタクリア回路１
５がカウンタクリア信号１０６を生成し、位相カウ゛ン
タ１４をクリアする。

尚、位相カウンタ１４の計数量と帰還信号発生回路１６
の出力信号位相とは連動しており、位相カウンタ１４を
クリアしたタイミングで、ｓｉ口θ＝Ｏ１ｃｏｓθ−１
となるようにテーブルか設定されている。

上記制御の結果、位相カウンタ１４には外部入力に追従
した帰還信号の位相情報がディジタルの形で記憶される
。

高速演算回路２６は、高速サンプリング周期ごとに、第
２図に示すようにＰＷＭ基準信号２１６〜２２７、ＰＷ
Ｍ搬送信号３０２を求めるものである。ここでは、電流
マイナーループによる演算が行われ、系統連系用有効電
力指令値２０、無効電力指令値２１に有効電力計測値２
２．２３が追従する様制御され、この結果水めるＰＷＭ
基準波信号３０１、ＰＷＭ搬送信号３０２が生成される
。

ここで、有効電力指令値２０．無効電力指令値２１、並
びに有効電力計測値２２．無効電力計測値２３は、Ａ／
Ｄ変換器２７を通して読取られる。

具体的に、電流マイナー制御を用いたＰ　ＷＭ基準信号
３０１の生成は、第２図に示す回転座標軸上のｄ−ｑ制
御を用いて行われる。まず、始めに、有効電力指令値２
０に有効電力計測値２２を一致せしめるべく有効電力基
準値Ｐ８を求めるとともに、無効電力指令値２１に無効
電力計測値２３を一致せしめるべく無効電力基準値Ｑ”
を求める。

このように求められた有効電力基準値Ｐ８と無効電力基
準値Ｑ８および連系電圧（変換器出力電圧）２５は、電
力・電流基準変換回路２００に入力され、ここで次の（
５）　、　（６）式に基づいて変換器電流基準１ｑ、１
（３が求められる。

このようにして求められた変換器電流基準ＩＱ、Ｉｄに
、更に変換器出力電流２４が、追従制御され、ＰＷＭ基
準信号の振幅と系統電圧に対する位相のづれが求まる。

より詳細には、静止座標軸上の、変換器出力電流２４は
、３・２相変換回路２ｏ１て変換された後、ｄ軸・ｑ軸
変換回路２０２において座標変換用位相量（位相カウン
ト量とし。

で読取る）２０４，２０５を入力し、ここで、Ｓｌ。、
　ｅｏｓ成分を用いて回転座標軸上の値に変換され、こ
の値により、前述したＩＱ、Ｉｄｌ二対するフィー　ド
パツク制御か行われる。

このフィードバックで得られた変換器電流基準（ｚｔ分
値）−Ｉ　ｑ、Ｉｄは、ついで電流・電圧変換回路２０
ＢによりＰＷＭ基準信号３０１に対する回転座標上の電
圧基準ｖｑ、Ｖｄがそれぞれ求められる。この電圧基準
ｖｑ、Ｖｄは、２相・交流変換回路２０４に入力され、
ここで再度系統同期信号のｓｉｎ　、　ｃｏｓ成分を用
いて、静止座標軸上の値２０８，２０９に戻される。こ
の値２０８，２０９は、更に２相・３相違変換回路２０
５により変換されることにより、３相用ＰＷＭ基準信号
２１６．２１７，２１８が得られる。

以上述べたことは変換器が１ブリ・ソジの構成てり、本
実施例にあっては、変換器が４ブリ・ンジ分であるか、
その構成は前述と同様であるので、ここでは説明を省略
する。これら４ブリツジに対する制御法は、先に述へた
通りｐ　ｗ　ｂｉ基準信号２コ９〜２２１．２２２〜２
２４．２２５・〜２２７に、ＰＷＭ搬送信号に対して４
ブリツジの間に、位相差をもたせることにある。即ち、
Δ−Δ、Δ−Ｙの組合せによる変換器は、ＹがΔに対し
て３０゜の位相差を゛もたせることにある。式（１）〜
（４）これに対応して回転座標軸上で得られたＰ　Ｗ　
Ｍ基準信号ｖｑ、Ｖｄはブリッジごとに、上式に従う位
相差で各々の制？Ｂ量に変換される。

制御上は、Ｐ　Ｗ　Ｍ基準信号Ｖｑ、Ｖｄが、位相カウ
ンタの信号に、（１）　＝（４）式の位相差が加減算さ
れて、座標変換され、このことは第２図の座標変換ブロ
ックの入力に対して示されている。

同様に、Ｐ　Ｗ　Ｍ搬送信号の４ブリツジに関する位相
量も（１）〜（４）に従う位相差で生成される。

尚、ＰＷＭ搬送信号は、演算回路２６が商用同期回路で
得られたザンプリング周期ごとに位相カウント量を読取
り、４ブリツジに対する補正を行った後、出力される。

さてここで、本発明にかかるＰＷＭ信号の生成方法、並
びに、ＰＷＭ生成回路故障時の復旧方法について述べる
。

第１図において、前述のＰＷＭ基準信号３０１は、ブリ
ッジごとに、ラッチ回路３０へ設定される。ここでは、
第２図および第３図の３相伝号、例えば２１６〜２１８
は代表して１つのラッチ回路３０へ設定される様、表現
されている。

同様に、ＰＷＭ搬送信号３０２も、ブリッジごとに、ラ
ッチ回路３２へ設定される。ラッチされたＰＷＩｉ搬送
信号は、商用同期回路で生成されたクロック信号１０４
を用いて、ＰＷＭ搬送信号生成回路３３により、第３図
に示す正弦波状のＰＷＭ搬送信号波形３０２へ変換され
る。

Ｐ　Ｗ　Ｍ基準信号３０１とＰＷＭ搬送信号３０２は、
ＰＷＭ生成回路３６において比較され、第３図に示すよ
うにパルス状のＰＷＭ駆動信号３０３が生成される。こ
のＰＷＭ駆動信号３０３は、光電変換回路３８、光ファ
イバー３９、ゲート駆動回路４０を経て、自励変換器４
２に対する駆動信号６１〜６４となる。駆動信号に対し
てブリッジごとの所望の位相差が設定されることは前述
した通りである。

次いで、ＰＷＭ制御回路の故障時の復旧法について述べ
る。ここでは、構成要素３０〜４０の中のいづれかの故
障を想定する。故障か発生すると、自励変換器４２の出
力電流６６．６７．６８．６９が定格値からはすれ、故
障検出回路２８て故障ブリッジ番号が識別される。

故障判別法は、−例として、Δ−Ｙ結線用３相電流を、
検出用ＣＴを用いてΔ−Δ結線用に変換し、４つのブリ
ッジの変換器出力電流を系統電流位相と同相にし、これ
ら４つのｉｌ流値の平均を取り、この平均値から所定量
を越えてずれる回路を当該の故障番号とする。

１−１Σ　Ｉｉ　ｌ−ｌ　Ｉｊｌ　ｌ＞Δ■　・・・（
７）（ｊ−１〜４）故障発生番号は、演算回路２６か故障検出回路２８より
この値を読８し、この番号に従い、故障切換回路４１を
動作せしめ、切換え信号６５を用いて待機系ＰＷＭ生成
回路へ切換える。

この場合、待機用ＰＷＭ基準信号３０１とＰＷＭ搬送信
号３０２は故障番号の所定の位相に合わせて設定される
。具体的には式（１）〜（４）に合わせて位相差が設定
され、これにより求められた値が、ＰＷＭ基準信号３０
１を出力するラッチ回路３１、ＰＷＭ搬送信号のラッチ
回路３４へ設定される。この場合の、制御量は、演算回
路２６で行うので、ラッチ回路３４に対する設定値は、
自由に変更できる。

この結果、待機用ＰＷＭ生成回路３７を１回路用意する
のみで、設置費用を極小にして故障時の復旧が行える。

前述の実施例においては、演算回路２６を共通とし、待
機系は１ブリツジのみとしたが、−層万全な装置が望ま
れるならば、待機系の範囲を更に広範囲にとってもよい
。即ち第２図において、系統からの検出量と、ＰＷＭ生
成回路まで含めた装置を更に１セツト用意し、自励変換
器へ与えるＰＷＭ信号のみを切換える構成であってもよ
い。二の方式によれば、広範囲の故障をカバーでき、電
力系統への連系装置としてより万全の装置を構成するこ
とができる。

［発明の効果］以上述べた本発明によれば、インバータノ多重度を上げ
ることができ、かつ多重度を上げたことに伴う部分的な
障害が発生した場合には、これを保護し、系統へ出力す
る高調波を最小限に抑えることができる多重インバータ
駆動保護装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による多重インバータ装置を用いた系統
連系多重インバータ駆動保護装置の一実施例を示すブロ
ック図、第２図は第１図の４重ブリッジＰＷＭ基準信号
生成制御ブロック図、第３図は第１図のＰＷＭ駆動信号
生成回路を示す図、第４図はΔ−Ｙ、Δ−Δ結線を用い
た多重インバータ装置の結線図である。１０・・３相／２相変洪回路、１１・・・位相差検出回
路、１２・・・ループフィルタ、１３・・・電圧制御発
振器、１４・・・位相カウンタ、１６・・帰還信号発生
回路、１７・・・Ｄ／Ａ変換器、２０／２４・・・有効
電力／無効電力指令値、２２．２３・・・有効電力／無
効電力計測値、２４・・・連系電流、２５．・・連系電
圧、２６−９．高速演算回路、２７・・・Ａ／Ｄ変換器
、２８１９．故障検出回路、３０．３１・・・ＰＷＭ基
準信号ラッチ回路、３２／３４・・・ＰＷＭ搬送信号う
、ソチ回路、３３／３５・・・ＰＷＭ搬送信号生成回路
１．３６・・・ＰＷＭ駆動信号生成回路、４１・・・Ｐ
ＷＭ駆動信号切換回路、４２・・・自励変換器、４３・
・・トランス、５０・・・直流系統、５１・・・直流コ
ンデンサ、５３・・・交流系統。出願人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦盃φ３０゜ｆｌＮ＋第４　ロ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＰＷＭ制御駆動方式の自励変換器を用いた多重イ
ンバータにより得られる交流電力を、複数の三相トラン
スを介して交流電力系統に供給制御する装置において、前記交流電力系統の電気信号を入力し、同期クロックを
出力する同期クロック発生手段と、この同期クロック発
生手段からの同期クロックにより計量される系統同期位
相計数量を得、系統連系指令値と系統連系計測量で定ま
るＰＷＭ基準信号およびＰＷＭ搬送信号を得る演算手段
と、この演算手段からのＰＷＭ基準信号とＰＷＭ搬送信
号をそのまラッチし、前記同期クロックを用いて波形成
形し得、前記ＰＷＭ基準信号とＰＷＭ搬送信号の波形比
較に従い、前記複数の自励変換器を動作させるための複
数のＰＷＭ駆動信号を得るＰＷＭ駆動信号生成手段とを
具備し、前記ＰＷＭ駆動信号待機系統を設け、自励変換器出力電
流監視により、故障発生時において、故障ブリッジＰＷ
Ｍ駆動系統を待機系に切換えることを特徴とした多重イ
ンバータ駆動保護装置。
（２）ＰＷＭ基準信号は、系統連系有効電力指令値、系
統連系無効電力指令値、系統連系有効電力計測値、系統
連系無効電力計測値、連系電圧、電流により、電流フィ
ードバック制御を用いて得、複数ブリッジの自励変換器
に対するＰＷＭ基準信号とＰＷＭ搬送信号の位相差は、
多重インバータブリッジ構成で定まる位相差と同一量で
算出されることを特徴とした請求項１記載の多重インバ
ータ駆動保護装置。
（３）自励式変換器の出力電流故障番号検出は、変換器
出力電流検出ＣＴにより、全てのブリッジの変換器出力
電流位相を、系統電流位相と同一になる様に設定し、こ
れらの平均値を求め、この平均値より所定量だけレベル
を越えるブリッジ番号を、故障検出番号とすることを特
徴とする請求項１記載の多重インバータ駆動保護装置。