JPH042023B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の分野＞ この発明は、ビツト再生装置あるいはスライサ
を使用した通信装置に関するものである。バース
ト誤差率を減少させるために、受信機で受信され
たとき予め定められた既知の持続時間をもつたパ
ルス幅は、一定のスライス・レベルを維持するた
めにパルス幅のロツクされた帰還ループの制御の
もとでビツトの決定またはスライスされる。

＜発明の背景＞ デジタル通信装置用の受信機における基本的な
目的は、所定のビツト誤差率を達成するのに必要
な受信電力の大きさを減少させることにある。例
えば、光学的フアイバ通信装置では、受信機の位
置あるいは場所にある光検知器は入射光信号を検
出し、それを小さな電流に変換する。光検知器に
後続する低ノイズ増幅器または前置増幅器は、付
加されるノイズの量を最少に保ちつゝ上記電流を
使用可能な信号に変換する。増幅器の出力におけ
る信号は、論理“０”（低レベル）が送信された
か論理“１”（高レベル）が送信されたかを決定
するためにデジタル再生装置あるいはビツト決定
比較器に供給される。ビツトの決定は、スライ
ス・レベルあるいは低レベルと高レベルとの間に
変化を表わすためにビツト決定比較器で使用する
ように選択された基準レベルに依存している。基
準レベルの選択は幾つかの要因、特に代表的な光
学的フアイバ通信装置では20ミリボルト（ｍｖ）
以下の非常に小さい信号レベルによつて複雑にな
る。高データ率装置における他の複雑な要因は、
光検知器と比較器との間に０周波数から数100M
Hzまでの帯域幅を得るのに必要な直流結合（DC
結合）である。

ビツトの決定に関する問題を解決するための１
つの従来技術は、信号の直流および低周波成分を
除去するデータ・コードを送信機で選択すること
である。直流成分を除去すると、受信機における
信号はビツト決定比較器にAC結合することがで
き、比較器の出力における信号の大きさを平均化
する低域通過フイルタを使用することによつて基
準レベルすなわちスライス・レベルが設定され
る。比較器に供給するための基準レベルを生成す
るために平均信号を分割するための分圧器が使用
される。

非常に高いデータ率が含まれているときは、こ
のような特殊化されたコード化を使用すること
は、必要なチヤンネル幅が増加するためにコスト
的に有効でない。1982年８月26日付けの米国特許
第4219890号明細書には、DC電圧の変化を補償す
るために、送信機において等しくない振幅で信号
を符号化するのに必要な複雑な回路の例が示され
ている。この米国特許明細書に示されている装置
では、ビツト・クロツク期間の２分の１の倍数に
等しい持続時間をもつた複数の遅延回路がデータ
の先端および後端を検出するために使用される。
データの端部において確実にトリガする双安定マ
ルチバイブレータが必要になる。入力パルス幅に
対して指定された市販のマルチバイブレータが使
用される。双安定マルチバイブレータに供給され
るパルスは２ナノ秒以下の持続時間であり、市販
のマルチバイブレータでは確実にトリガしないの
で、上記米国特許明細書に示されている装置は
216メガビツト／秒（Mbit／秒）のデータ伝送率
で実行することは困難である。そこで、高データ
率に対しても適用できるコスト的に有利なデジタ
ル再生装置あるいはスライサが望まれる。

＜発明の概要＞ この発明の通信装置はデジタル・ビツト流れに
対する適合型のスライサを含んでいる。ビツトの
流れは、各々が所定の公称持続時間をもつたレベ
ル指示パルスを含んでいる。スライサは第１およ
び第２の入力端子をもつた制御可能な比較器を含
んでいる。第１の入力端子はビツトの流れを受信
するように結合されている。比較器はビツトの流
れの瞬時の振幅を第２の入力端子に供給される基
準スライス信号と比較する。比較器はビツトの決
定を代表する２レベル信号を発生する。レベル指
示パルスの期間中の２レベル信号の持続時間は瞬
時スライス・レベルを表わす。スタート・ストツ
プ発振器のようなゲート型（ゲートされる）発振
手段は各比較されたレベル指示パルスに応答して
発振のバーストを発生する。このような各バース
トは複数の発振サイクルを含んでいる。ゲート型
発振手段に結合された双安定手段はバースト中の
各発振のサイクルに応答して濾波されない、すな
わち生の出力信号を形成するために状態を変化す
る。生の出力信号は発振バーストの受信前は第１
の状態をもつている。各バーストの受信後は、ス
タート・ストツプ発振器が偶数個の発振サイクル
を発生すると、出力信号は同じ状態（初期レベ
ル）を持つている。一方、スタート・ストツプ発
振器が奇数個のサイクルを発生すると、出力信号
は各バーストの受信後第２の状態をもつ。このよ
うにして、比較器がそのビツト決定の基礎とする
スライス・レベルによつて、出力信号の平均レベ
ルは連続するレベル指示パルス間の期間中に変化
させられる。双安定手段に結合された平均および
制御信号処理手段は出力信号の第１の状態と第２
の状態とを平均して、基準スライス信号を発生す
るように信号を平均化する処理を行なう。このよ
うにして生成されたスライス・レベル信号は、比
較されたレベル指示パルスの持続時間またはパル
ス幅を実質的に一定に維持するように選ばれた振
幅をもつている。

＜実施例の説明＞ 第１図において、デジタル的に変調された光信
号用の受信機６は光信号を受信するためのフアイ
バー・オプチツク・バスに結合されるように構成
された端子８と、この端子８に結合されていて導
体１１上に電流を発生するホトダイオード１０と
を含んでいる。電流はインピーダンス変換増幅器
でもよい前置増幅器または低雑音増幅器１２に供
給される。導体１１上の検出された信号は、レベ
ル指示パルスおよびそれらの保護ビツトが後続す
る同期語相互に間挿されて点在する論理“１”と
論理“０”の形式のデータを含んでいる。レベル
指示パルスは少なくとも一定の持続時間と一定の
立上り時間および立下り時間をもつて送信機（第
１０図によつて後程説明する）で発生される。も
し必要なら、パルスは予め定められた公称持続時
間をもつていてもよい。これらの持続時間、立上
り時間、立下り時間は受信機６にスライス・レベ
ルの制御を可能にする情報を供給する。同期パル
スは、スライス・レベルの制御用の処理を行なう
レベル指示パルスの抽出を行なうためのタイミン
グ基準として使用される。

前置増幅器１２からの増幅されたデータおよび
レベル指示パルスは比較器１４を含むパルス幅ロ
ツクド・ループ（PWLL）７に供給される。パ
ルスは比較器１４の非反転入力（＋）に供給され
て、比較器１４の反転入力（−）に供給されるス
ライダ・レベルと比較される。反転されたデータ
の流れ（）は導線ｃを経てナンド・ゲー
ト２６の第１の入力端子に供給される。反転され
たデータの流れには反転された同期語、反転され
たレベル指示パルス、および反転された保護ビツ
トが含まれている。

第２図ａは比較器２１４の反転出力に現われる
反転されたデータの流れを２１０として示してい
る。第２図ａにおいて、２１２は反転された同期
語を示している。同様に、２１４は反転されたレ
ベル指示パルスを示し、２１６は反転されたレベ
ル指示パルス保護パルスを示す。反転された同期
語２１２は16個の論理“０”ビツトの流れからな
る。反転されたレベル指示パルス２１４は２個の
連続する論理“１”ビツトからなる。レベル指示
パルスの立上り、立下り時間が無傷の状態である
ように保護するために、そのレベル指示パルスの
前後に１対の論理“０”のビツトを含む１対の各
保護パルス２１６が設けられている。次に１対の
パルス２１６の前後には第２図ａに示すような、
すべて論理“１”のビツトが配置されている。従
つて、パルス２１４およびその保護パルス２１６
を示すレベルを含む反転されたビツト・パターン
は10011001になる。時示のように、同期語基準周
波数はNTSCテレビジヨンの線くり返し周波数に
相当する63.55マイクロ秒（μs）である。従つて、
転送されるデータはテレビジヨン信号を含むこと
もある。

再び第１図を参照すると、反転されたデータは
比較器１４からブロツク１８として示す同期分離
および信号処理回路に供給され、同期分離および
信号処理回路１８は出力導体１９にデータを供給
し、また同期テータ２１２の最後のビツトの受信
に後続するビツト期間の１ビツト期間の持続時間
を有する第２図ｂに示すようなタイミングあるい
は同期パルス２１８を発生する。タイミング・パ
ルス２１８は導体を経てPWLL７の一部である
ワン・シヨツト・マルチバイブレータすなわち単
安定マルチバイブレータに供給される。マルチバ
イブレータ２２は、タイミング・パルス２１８の
遅延端に応答して第２図ｃに示すウインドウ信号
２２０を発生するワン・シヨツト・マルチバイブ
レータである。ウインドウ信号２２０は、２ビツ
トの持続時間をもつたレベル指示パルスが生ずる
時間を包囲する５ビツトの期間をもつている。ワ
ンシヨツト・マルチバイブレータ２２のウインド
ウ信号出力は導線ｂを経てナンド・ゲート２６の
第２の入力に結合されている。ナンド・ゲート２
６はウインドウ信号によつて付勢されて、第２図
ｄに示すようにさらに反転された反転レベル指示
パルスを導線ｄを経てスタート・ストツプ発振器
２８の制御入力端子にゲートする。

スタート・ストツプ発振器２８の出力は導線ｅ
を経て÷２分周器３０に供給され、分周された周
波数は低域通過フイルタ３２に供給されて、濾波
された信号が生成される。濾波された信号は比較
増幅器３４に供給されて基準電圧V_refと比較さ
れ、得られた２レベル信号は低域通過フイルタ３
６によつてさらに濾波されて、基準スライス・レ
ベルとして比較器１４の反転入力端子に供給され
る。

第３図および第４図は、216メガビツト／秒
（Mbit／秒）で動作する装置に対する第１図の構
成において生ずる波形を示し、この場合、１クロ
ツク（ビツト）サイクルは4.63ナノ秒の持続時間
をもつている。非反転レベル指示パルスは連続す
る２個の低論理レベルからなり、伝送されたとき
9.26ナノ秒の公称持続時間をもつている。スター
ト・ストツプ発振器２８の周波数は約640MHzで、
各レベル指示パルス期間中に約５あるいは６サイ
クルの発振が生ずる。

第３図ａはワンシヨツト・マルチバイブレータ
２２に供給される分離されたタイミング・パルス
を波形３１０として示す。第３図ｂの波形３１２
はマルチバイブレータ２２のウインドウ信号出力
を示す。ナンド・ゲート２６は少なくともT₂−
T₁₈の期間波形３１２によつて付勢されることが
判る。マルチバイブレータ２２は分離された同期
信号に応答してパルス３１２を発生するので、期
間T₂−T₁₈はレベル指示パルス期間を含む。導体
ｃ上の反転されたデータの流れの反転されたレベ
ル指示パルス部分は第３図ｃの波形３１４によつ
て示されている。図示のように、期間T₆−T₁₆中
の反転されたレベル指示パルスは9.26ナノ秒より
やゝ短かく、その結果、低すぎるスライス・レベ
ルが生ずる。ナンド・ゲート２６が導体ｂ上のパ
ルス３１２によつて別のやり方で付勢され、この
ナンド・ゲート２６が第３図ｄの３１６として示
す導体ｄ上の２回反転されたパルス、すなわち非
反転レベル指示パルスを発生する期間に波形３１
４の高論理部分が生ずる。パルス３１６はスター
ト・ストツプ発振器２８を付勢し、該スタート・
ストツプ発振器２８は発振して第３図ｅに全体と
して３１８で示す一連のパルスを発生する。第３
図ｅに示すように、特定の持続時間をもつたパル
ス３１６については、発振器２８によつて５個の
クロツク・パルスが発生する。５個のクロツク・
パルスはその発生順序に１〜５の番号が付されて
いる。パルス群３１８の各々が分周器３０に供給
されると、第３図ｆの３２０によつて示すように
分周器の状態が変化する。時間T₈に先行する時
点では分周器３０の出力は高論理レベルにあると
見ることができる。そして、パルス群３１８の各
パルスはその状態を変化させる。パルス群３１８
は奇数個のパルスを含んでいるので、５個のパル
ス群３１８の最後のパルスでは分周器３０の出力
の状態は低論理レベルである。

第３図ｆの波形３２０は各同期パルスの終了近
くの時点における分周器３０の出力における変化
を詳細に示している。各同期パルスのくり返し周
波数で、分周器３０からの出力信号は矩形波にな
り、各同期パルス期間中レベルの変化が生ずるこ
とが判る。これは第３図ｇの波形３２２として示
されており、太枠で示す第３図ｆの波形３２２の
部分をもつている。矩形波３２２のビーク振幅は
約４ボルトであるから、その平均値は約２ボルト
になる。フイルタ３２は分周器３０からの信号を
平均し、導体ｈ上に第３図ｈに示すような約２ボ
ルトの大ききさをもつ濾波された第１の制御信号
３２４を発生する。比較器３４はその非反転入力
端子に供給される３ボルトの基準電圧とフイルタ
３２の出力から供給される信号３２４とを比較し
て２レベル信号を発生する。比較器３４は反転機
能をもつたもので、信号３２４が＋３ボルトよる
も大であるときは、比較器の出力電圧は低論理レ
ベルになり、信号３２４が＋３ボルトより小さい
ときは、その出力は高論理レベルになる。後程説
明するように、比較器３４は負帰還形態で負帰還
ループを閉じている。

第４図は比較器１２からのスライスされたレベ
ル指示パルスの持続時間が所望の9.26ナノ秒より
も長いとき、こゝに示した例では、9.3ナノ秒よ
りも多少長いときに生ずる波形を示している。こ
のような状態はスライス・レベルが高すぎるとき
に生ずる。第３図の波形に対応する第４図の波形
の参照番号は、第３図の300番台の数字に対して
400番台の同じ一連の番号で示されている。図か
ら明らかなように、波形４１０および４１２はそ
れぞれ波形３１０，３１２に実質的に対応してい
る。反転されたレベル指示パルスである波形４１
４は第３図に示す波形３１４よりも多少広いすな
わち長い持続時間をもつている。波形４１６は波
形４１４と実質的に同じ持続時間をもつている。
波形４１６の持続時時間が長くなると、発振器２
８は第４図ｅに示すように５個ではなく殆んど６
個のパルスを発生する。以下に説明するように、
分周器３０の最大トグル周波数近くの発振器の発
振動作により、分周器３０は部分的な最後のクロ
ツク・パルスに対しては応答しない。その結果、
分周器３０は偶数回状態を変え、レベル指示パル
スが終了した後はそのレベル指示パルスの前にあ
つた状態に留まつている。第４図ｆに示す特定の
状態に対しては、波形４２０はレベル指示パルス
期間の前後のいずれにおいても高論理レベルにあ
る。その結果、導体ｇ上に発生する信号は第４図
ｇに示すように殆んど連続的に高論理レベルにあ
る。高論理レベルは＋４ボルトであるので、極く
短時間が論理“０”であることから導体ｇ上の信
号の平均レベルは約3.4ボルトになる。第４図ｈ
の信号４２４は比較器３４の入力に供給される濾
波された3.4ボルトのレベルを示し、これは上記
比較器３４において＋３ボルトの基準レベルと比
較される。640MHzの発振の１サイクルまたはそ
れ以下（以下に説明する）に相当するレベル指示
パルスの持続時間の変化の結果として、比較器３
４の反転入力端子への平均電圧は、基準レベルよ
りも小さな電圧から基準レベルよりも大きな電圧
に変化する。

第５図は、第３図および第４図に比して比較的
長い期間にわたる受信機６のパルス幅安定化ルー
プすなわちパルス幅ロツクド・ループ（PWLL）
７の動作を示す。第５図ａの波形５２４はフイル
タ３２の出力における電圧を示している。DCレ
ベルは基準電圧V_refの上下に振動していると見る
ことができる。第５図ｂの波形５２６は電圧５２
４の変化に応答して比較器３４の出力に現われる
信号を示し、第５図ｃの波形５２８は比較器３４
の出力信号５２６に応答するフイルタ３６の出力
を表わす。第５図および上の説明から明らかなよ
うに、ループはスライス・レベルを所望のレベル
からの変移の正方向端と負方向端との間で駆動す
る２つの状態間で切換わる。所望のレベルは第５
図ｃの点線のレベル５３０で示されている。

上述のPWLL７はそのスイツチング・モード
の動作のために比例して動作する帰還ループと同
程度に正確には作ることができないように思われ
るかも知れない。実際には、比例的帰還ループは
有限のループ利得をもつており、スライス・レベ
ルをスライスされた所望のパルス持続時間を与え
るレベルに向けて駆動することができるにすぎな
い。スライス・レベルが比例的帰還ループ系中の
所望のレベルに近ずくと、駆動動作は低下し、そ
のため正確なスライス・レベルには決して到達し
ない。しかしながら、この発明の構成では、スラ
イス・レベルは正確なスライス・レベルの上下の
振幅をとり、殆んどの期間中、所望のスライス・
レベルまたはそれに近いレベルにある。このよう
に、所望のスライス・レベルまたはそれに近いレ
ベルにある期間中に行なわれるこれらのビツトの
決定は、正確なスライス・レベルあるいはその近
くで行なわれ、比例的に制御されるスライス・レ
ベルと共に行なわれるビツトの決定よりも誤差は
さらに少なくなる傾向がある。この発明の構成に
よつて制御されるようにスライス・レベルが所望
のレベルから最大の振幅近くにあるとき、発振器
の周波数が充分に適正な制御を与えるということ
に関して、ビツトの決定は比例的制御に対するよ
りも一層誤差の少ないものとなる。

PWLLはレベル指示パルスの幅の変化、従つ
てスライス・レベルの正確な値からのずれに対し
て非常に敏感である。これは、実際には÷２分周
器３０を構成するために使用されるＤ型ラツチは
その最大トグル周波数（f_tpggle（max））よりも低
い周波数をもつたクロツク・パルスのみを検出す
ることができるからである。従つて、分周器３０
は発振器２８からの完全なパルスに適正に応答す
るが、部分的なパルスに応答して状態を変えるこ
とができない。第６図ａはナンド・ゲート２６の
入力における導体ｃ上のレベル指示パルス６１６
を示し、第６図ｂはナンド・ゲート２６から導体
ｄに結合される分離されたレベル指示パルスに応
答して発生される発振器２８の完全な出力パルス
１，２，３…ｎ，ｎ＋１と不完全なパルス６１８
とを示している。図から明らかなように、レベル
指示パルス６１８の持続時間は発振器の整数個の
パルスの長さよりも短かいので、パルス６１８は
パルス１乃至（ｎ＋１）よりも幅が狭く、従つて
持続時間は短かい。パルス６１８の持続時間がこ
のように短かいことにより、パルス６１８に対応
する周波数はパルス１乃至（ｎ＋１）によつて表
わされる周波数よりも高い。最後のパルス６１８
の持続時間はパルス６１６の持続時間が短かいこ
とによつて減少しているから、分周器３０はある
点で部分パルスに応答するのを停止する。換言す
れば、ラツチは最後のクロツク・パルスが実際に
消滅する前に上記最後のクロツク・パルス長を見
のがし、これによつてループ誤差は著しく減少し
た。PWLLは、スタート・ストツプ発振器の最
後のパルスがT_tpggle（min）にほヾ等しくなる状態
に自動的にロツクされる。後程示すように、 T_tpggle（min）＝１／2f_tpggle（max） になる。

次の例はPWLLの設計に当つてパラメータの
選択にこの基準をどのように使用するかを示して
いる。

設計例 １ Ｔ＝レベル指示パルスの幅 f_tpggle（max）＝Ｄ型ラツチの最大トグル周波数 T_tpggle（min）＝１／2f_tpggle（max）＝Ｄ型ラツチで
検出 可能な最小パルス幅 T_p＝１／f_p＝スタート・ストツプ発振器２８の１ク ロツク・サイクル期間 T_NOR＝発振器が付勢（消勢）された後、発振器
が発振を開始（停止）する前に経過する期間を
決定する、スタート・ストツプ発振器として使
用されるノア・ゲートの伝播遅延時間、 Ｎ＝完全なクロツクのサイクル数、 第６図から次の式が得られる。

Ｔ＋T_NOR＝T_NOR＋NT_p＋T_tpggle（min） Ｔ＝NT_p＋T_tpggle（min） T_p＝Ｔ−T_tpggle（min）／Ｎ f_p＝Ｎ／Ｔ−T_tpggle（min） これは所定の適用例に対して発振周波数を計算
するのに必要な一般式である。例えば、
216Mb／ｓの装置に対しては発振周波数は次の
ように計算される。

Ｔ＝9.26ナノ秒（ns） （これは２ビツト・クロツク期間の持続時間に相
当する。） f_tpggle（max）＝750MHz （フエアチヤイルド社製のラツチ11C06用とし
て） T_tpggle（min）＝10^-6／750＝0.67ナノ秒 Ｎ＝１ （安定した発振周波数に対して） f_p＝Ｎ／Ｔ−T_tpggle（min）＝116.414MHz 第７図から明らかなように、発振周波数は装置
のクロツク周波数よるも低くなければならない。

次の例に示すように、レベル指示パルスが約
100ナノ秒の範囲内にあるように選ばれていると、
Ｎに１よる大きな値をとる必要がある。

設計例 ２ 100Mb／ｓ伝送リンクを仮定する。

Ｔ＝100ナノ秒（ns） 装置のクロツク＝100MHz f_tpggle＝160MHz （フエアチヤイルド社製のラツチF10131用とし
て） T_tpggle（min）＝3.215ナノ秒 Ｎ＝５ f_p＝Ｎ／Ｔ−T_tpggle（min）＝51.6MHz 第８図は第１図の装置のさらに詳細なブロツク
図で、スタート回路を含めて示されている。第８
図において、第１図の素子に対応する素子は同じ
参照番号によつて示されている。マルチバイブレ
ータ２２はモトローラ社製の型番MC10198の集
積回路単安定回路８２２を含み、約23ナノ秒の持
続時間をもつたパルスを発生させるために47PF
（ピコフアラツド）のキヤパシタと10オームの抵
抗が使用されている。ゲート２６は型番
MC10104のナンド・ゲートである。スタート・
ストツプ発振器２８は、フエアチヤイルド社製の
集積回路で型番F100102と、その出力を入力端子
に結合する伝送線８５２とを含む周知の形式のも
のである。伝送線８５２は所望の動作周波数をも
つように計算された遅延をもち、伝送線の特性イ
ンピーダンスを整合させるための直列抵抗８５０
を含んでいる。分周器３０はフエアチヤイルド社
製のＤ形フリツプ・フロツプ11C06として構成さ
れている。フイルタ３２は、ECL−TTL変換器
８５４、100キロオームの直列抵抗器８５６、お
よび並列の2μF（マイクロフアラツド）のキヤパ
シタ８５８を含んでいる。比較器３４は型番
LM339のものであり、フイルタ３６は直列の100
キロオームの抵抗器８６０と47μFのキヤパシタ
８６２とを含んでいる。

最初ターン・オンしたとき、もしスライス・レ
ベルがほヾ正しければ、同期信号は同期分離およ
び信号処理回路１８の出力においてのみ得られる
ので、同期信号は存在しないかも知れない。その
ため、点線ブロツク８７０内のスタート回路がス
タート動作を助けるために有効である。点線ブロ
ツク８７０内のスタート回路は、前置増幅器１２
の出力に結合されていて受信信号を平均して、ス
ライス・レベルの近似値を生成する全体を８７２
で示す低域通過フイルタと、平均信号をスイツチ
８７６の端子８７６ａに結合するためのバツフア
増幅器８７４とを含んでいる。最初ターン・オン
したとき、あるいは分離された同期パルスが存在
しなければ、単安定マルチバイブレータ８７８か
ら導体８８０上に供給される出力信号は高論理レ
ベルで、スイツチ駆動回路８８２はこの高論理レ
ベルに応答してスイツチ８７６を閉じ、接点８７
６ａを接点８７６ｂに結合する。これによりフイ
ルタ３６のキヤパシタ８６２の両端間にバツフア
８７４からほヾ正しい平均信号レベルの信号を供
給する。このほヾ正しい信号は、ビツト決定動作
を開始させるためにバツフア８８４によつて比較
器１４の反転入力に供給される。分離器１８によ
つて一旦同期語が検出されると、単安定回路８７
８をトリガして導体８８０上に低論理レベルを発
生させる。マルチバイブレータ８７８の時定数
は、２〜３の同期パルスの損失により、導体８８
０上の信号を高論理レベルに戻してスタート・モ
ードを開始させるように選定されている。

第９図は、受信機６のある部分と共に同期分離
器すなわち識別器１８の詳細な構造を示す。第９
図において、第１図中の素子に対応する素子は同
じ参照番号で示されている。同期分離器１８は基
本的には入力ビツト・パターンを、蓄積された同
期パターンと比較する相関装置である。同期分離
器１８はクロツク・パルスを発生するビツト・ク
ロツク再生器９１２を含み、クロツクを１対の縦
続接続された８ビツト・シフト・レジスタ９１４
および９１６に供給する。シフト・レジスタ９１
４および９１６は比較器１４からの非反転データ
の流れを受信するように結合されていて、16ビツ
トの全数にわたつてデータを順次クロツクする。
従つて、シフト・レジスタ９１４および９１６は
一緒に最後の16ビツトのデータの流れを含む、す
なわち蓄積する。同期語のパターンは16個の連続
する論理“１”のビツトであることを考えると、
到達する同期語が終了すると瞬時にシフト・レジ
スタの出力はすべて論理“１”になることは明ら
かである。16個のシフト・レジスタの出力は蓄積
された同期のパターンと比較するために16ビツト
比較器９１８に供給される。比較器９１８が一致
を見付けると、導体９２０上に第２図の２１８で
示すように同期すなわちタイミング・パルスを発
生し、これをPWLL７に供給する。比較器１４
の出力における一連のデータのデータ部分は論理
回路９２４によつて制御されるゲート９２２によ
つて出力導体１９にゲートされる。論理回路９２
４はデータ時間に対応するクロツク・パルス・カ
ウンタ９２６の係数に応答して動作する。カウン
タ９２６は導体９２０上の各タイミング・パルス
によつてリセツトされる。

第１０図はデジタル・データを受信し、立上り
時間および立下り時間を持つ周期的レベル指示パ
ルスがとびとびに挿入され、持続時間の制御され
たデジタル・データの流れを発生するデジタル送
信機の簡略化されたブロツク図を示す。

第１０図において、、、……Ｎで示され
た複数のアナログ信号源はアナログ−デジタル変
換器（ADC）１０１０，１０１２，１０１４…
…１０１６に結合されていて、マルチチヤンネル
並列デジタル・データを発生する。２個の８ビツ
ト・ラツチ１０１８，１０２０は16ビツト同期語
の各部分を保持し、第３のラツチ１０２２は８ビ
ツト・コードからなる保護ビツトとレベル指示パ
ルス・ビツトを保持する。マルチプレクサ１０２
４は各種の信号源からの並列データ信号を一緒に
マルチプレツクスし、１０２６として全体的に示
すクロツクされた制御論理論の制御のもとでラツ
チする。マルチプレツクスされたデータはシフ
ト・レジスタ１０２８によつて第２図ａに示す形
式の直列形式に変換される。直列データは１０３
０として全体的に示す制御されたレーザによつて
光学的信号に変換され、この光学的信号はフアイ
バ１０３２を経て第１図の端子８に伝送される。
レベル指示パルスの持続時間は送信機のクロツク
によつて設定され、レベル指示パルスの立上りお
よび立下り時間は送信機中に各種のゲートの特性
によつて設定され、これらの特性は通常動作中変
化しない。

この発明の他の実施例は当技術分野の技術者に
とつて明らかである。特に、スタート・ストツプ
発振器のクロツク周波数はレベル指示パルスの期
間中、任意の数の発振サイクルを発生するように
選定することができる。もし望ましいなら、レベ
ル指示パルスをレベル指示と同期の双方のために
使用することができる。デジタル通信装置は上述
の光学的フアイバ以外にパルスを送信するための
他の方法を使用することもできる。このような他
の形式の通信にマイクロ波放射、赤外線あるいは
音響伝送がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるデジタル的に変調され
た光学的信号用受信機の簡略化されたブロツク
図、第２図および第５図は第１図の装置で生ずる
信号電圧の振幅対時間の関係をプロツトした図、
第３図および第４図はレベル指示パルスが生ずる
時間近くの時間に対する上記第２図および第５図
と同様な振幅対時間の関係をプロツトした図、第
６図および第７図は動作中に第１図の装置におい
て生ずる信号電圧の振幅対時間の関係をプロツト
した図、第８図は第１図の装置のさらに詳細なブ
ロツ図、第９図は第１図および第８図の構成で使
用するのに適したレベル指示パルス分離回路のブ
ロツ図、第１０図は第１図および第８図の受信機
と共に使用するのに適した送信機のブロツク図で
ある。 ｛１４……比較手段、２２……ワンシヨツト、
２６……ナンド・ゲート、２８……スタート・ス
トツプ発振器、｝ゲート型発振器、３０……÷２
分周器（双安定手段）、｛３２……低域通過フイル
タ、３４……比較増幅器、３６……低域通過フイ
ルタ、｝平均化および制御信号処理手段、５２８
（第５図ｃ）……基準スライス信号、３１８（第
３図ｅ），４１８（第４図ｅ）……発振バースト、
３２２（第３図ｇ），４２２（第４図ｇ）……出
力信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デジタル・ビツトの流れに対する適合型スラ
   イサを含み、上記ビツトの流れはレベル指示パル
   スを含み、上記スライサは、 上記ビツトの流れを受信するように結合された
   第１の入力端子と、基準スライス信号を受信する
   ように結合された第２の入力端子とを含み、上記
   のビツトの流れを上記基準スライス信号と比較し
   て比較されたレベル指示パルスを含む比較された
   パルスを発生する比較手段と、 上記比較手段に結合されていて、各比較された
   レベル指示パルスに応答して発振バーストを発生
   するゲート型発振手段と、 上記ゲート型発振手段に結合されていて上記発
   振バースト中の各発振に応答して状態を変化する
   双安定手段であつて、上記各発振バーストの受信
   前は第１の状態をもち、奇数個の発振を含む上記
   発振バーストの１個の受信後は第２の状態をも
   ち、偶数個の発振を含む上記各発振バーストの１
   個の受信後は上記第１の状態をもつ出力信号を発
   生する上記双安定手段と、 上記双安定手段に結合されていて、該双安定手
   段の出力信号の上記第１および第２の状態を平均
   し、上記比較されたレベル指示パルスの持続期間
   を一定値に維持するように選択された極性をもつ
   た上記基準スライス信号を発生するように上記平
   均され信号を処理する平均および制御信号処理手
   段と、からなる通信装置。