JPH0417490B2

JPH0417490B2 -

Info

Publication number: JPH0417490B2
Application number: JP56164908A
Authority: JP
Inventors: Aaru Sooyaa Don
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1980-10-15
Filing date: 1981-10-15
Publication date: 1992-03-26
Also published as: US4362999A; JPS5797245A

Description

生するコンデンサ５６を具備している事を特徴とするAMステレオ受信
機の位相復調器。２特許請求の範囲第１項記載の位相復調器にお
いて、該復調器はさらに、前記乗算器の出力端子
対におけるコモンモード電圧に応答して前記第１
及び第２の可変電流源を制御するように接続され
たフイードバツク手段６０，６３〜６５を具備し
ていることを特徴とする位相復調器。３特許請求の範囲第１項記載の位相復調器にお
いて、該復調器はさらに、前記コンデンサ５６に
並列に接続されたインダクタ要素５８を具備し
て、前記出力端子対を所定周波数スペクトラムの
下限の周波数で共振させるよう構成されている事
を特徴とする位相復調器。４特許請求の範囲第３項記載の位相復調器にお
いて、前記インダクタ要素の値は、所定周波数搬
送波変調信号に対する回路応答を決定するよう選
択されている事を特徴とする位相復調器。５特許請求の範囲第３項記載の位相復調器にお
いて、前記インダクタ要素は、 (a) 前記象限乗算器の出力端子対５３，５４に接
続された一対の入力端子及び電流源出力を有す
る第１の相互コンダクタンス増幅器６４、 (b) 前記第１の相互コンダクタンス増幅器の電流
源出力に接続されたコンデンサであつて、その
両端の電圧が該電流源の電流より位相が約90度
遅れているコンデンサ６３、 (c) 前記(b)のコンデンサ６３の両端の電圧と基準
電圧（V_REF）との差電圧を受け取る一対の入力
端子及び一対の差動出力端子を有する第２の相
互コンダクタンス増幅器６５、及び (d) 前記第２の相互コンダクタンス増幅器６５の
一対の出力端子をそれぞれ前記第１及び第２の
可変電流源５１，５２に接続して該可変電流源
をそれぞれ制御し、これにより前記乗算器の出
力端子５３，５４に帰還される電流信号がイン
ダクタ要素をシユミレートしてほぼ90度だけそ
の間の電圧より遅れるようにする接続手段からなる回路構成でシユミレートされる事を特
徴とする位相復調器。６特許請求の範囲第５項記載の位相復調器にお
いて、該復調器はさらに、前記乗算器の出力端子
対５３，５４に接続された一対の入力端子と前記
第１の相互コンダクタンス増幅器６４の一対の入
力端子に接続された一対の出力端子とを有するバ
ツフア増幅器６０を具備している事を特徴とする
位相復調器。７特許請求の範囲第６項記載の位相復調器にお
いて、該復調器はさらに、デツドバンドを有しか
つ前記バツフア増幅器６０の一対の出力端子に接
続された電流コンパレータ手段９９を具備し、前
記デツドバンドが前記復調器の同調範囲を調整し
かつ該同調範囲を越えたときに出力を発生するよ
うに構成されている事を特徴とする位相復調器。

【発明の詳細な説明】

本発明はAMステレオラジオ放送受信機に関
し、詳細には連邦通信委員会（Federal
Communication Commission）による選択のシ
ステムとして最近公表されたマグナボツクス
（Magnavox）を用いた受信機に関する。このシ
ステムでは、従来の振幅変調（AM）された無機
チヤンネルがＬ＋Ｒステレオ信号を搬送し、その
ために通常のモノラルラジオがコンパチブル信号
を受信する。Ｌ−Ｒステレオ信号は搬送波の位相
変調（PM）として送信される。可聴下
（subaudible）パイロツト信号も搬送波を位相変
調する。その位相変調は実質的にＬ−Ｒ成分のも
のよりも大きい。従来のラジオはPMには応答し
ないので、このことによつては影響を受けない。
しかし、リミツタ及びPM検波器がラジオに付加
されたならば、AMは無視されたPMが受信でき
る。そのため、Ｌ−Ｒ情報及びパイロツト信号が
別個に受信できる。ステレオオーデイオシステム
における再生用のステレオ信号を受信するために
２つのチヤンネルを組合わせる（matrix）こと
だけが必要である。この明細書で開示される回路は提案されたマグ
ナボツクスシステムと共に使用することを意図し
ているが、実行される機能は他の提案されたAM
ステレオシステムと共に使用できることは理解さ
れるべきである。別のステレオ受信機回路が受信機の構成につい
てのAMステレオの経済的な影響（inpact）を最
小にするために集積回路（IC）形式で使用でき
ることは重要である。デコーダが、無線信号回路
によりピツクアツプされそのため寄生応答を発生
するような信号の放出を行なわないことも重要で
ある。できるだけ線形であり、無雑音（noise
free）でかつできるだけ過変調及び搬送波伝播の
問題に対し無関係であるべきである。現在利用できる大抵の受信機の提案において
は、PM検波システムは同期検波器及びフエーズ
ロツクループ発振器（PLLO）を用いている。こ
のような構成は一般にかなりな放射を発生し、搬
送波の過変調に過剰に応答する。本発明の目的は、PM応答を発生するために積
分器をともなつたFM検波器として動作するＬ−
RAMステレオ受信機の位相復調器を提供するこ
とである。本発明の目的は、AMステレオデコーダとし
て、直角成分発生用同調回路及びビルトイン積分
器を有する４象限乗算器（four−quandrant
multiplier）を用いることである。本発明の目的は、同調応答及びステレオパイロ
ツト信号に対する回路応答を制御するためにAM
ステレオデコーダPM検波器のオーデイオ出力を
同調することである。本発明の目的は、Ｌ−Ｒ情報及び可聴下AMス
テレオパイロツト信号のデコードを補助するため
にオーデイオ同調用の大きなコイルをシミユレー
トすることである。これら及び他の目的は以下のように構成された
IC内に実現される。まず、無線IF信号はリミツ
タ段を通して送られ４象限乗算器の２つの入力端
子に印加される。乗算器入力は同調回路を付勢す
るために用いられ、これが次に象限
（Quadrature）信号を他の２つの入力端子に与え
る。乗算器の出力端子はその応答を積分しPM出
力を発生する大きいコンデンサに接続されてい
る。大きいコイルはデコーダの低周波数オーデイオ
応答を制御するために積分コンデンサの両端で電
子的にシミユレートされる。これは、DC用出力
を効果的に短絡し、可聴下ステレオパイロツト信
号に対する回路応答を適正に低減したレベルヘセ
ツトするために行なわれる。このシミユレーシヨ
ンは２つの乗算器出力端子を相互コンダクタンス
（Gm）増幅器に接続することによつて達成され
る。この増幅器はコンデンサに接続された電流駆
動出力を有している。このコンデンサの電圧は印
加された電流よりも90°だけ遅れ、そして第２の
Gm増幅器に接続されている。この第２のGm増
幅器は乗算器の出力端子用の負荷として機能する
１対の電流源を変更するために用いられる１対の
出力を有している。この帰還構成は帰還電流が端
子電圧より90°だけ遅れるようにしこれによりコ
イルをシミユレートする。コイルの値はコンデン
サの値と第１のGm増幅器からこのコイルに与え
られる電流とによつて決定される。この方法を用
いて、数百ヘンリーのインダクタンス値がジユミ
レートでき、その結果かなり小さい積分コンデン
サが低オーデイオ周波数で共振する。直流短絡として機能するコイルを形成する帰還
ループは別の使用法がある。乗算器出力電流が等
しい時には、コンデンサは第２のGm増幅器に零
平均差動入力電圧を発生する平均電圧まで充電さ
れる。非同調の結果として出力電流が等しくなれ
ば、コンデンサの電荷が変化され、その結果第２
のGm増幅器は必要とされる零DC出力電圧を発
生する修正信号を受信する。そのためコンデンサ
の電荷は乗算器における同調の関数として変化す
る。このコンデンサの電圧は同調インジケータと
して使用でき、もし希望すれば無線受信機内の
AFC電圧源としても使用できる。前述のように
検波器が同調状態にあるか或いはこれに十分に近
い状態にあれば、差動DC出力電圧は零であり、
しかも信号成分は差動信号として存在する。しか
し、帰還回路の範囲が超えられると、DCオフセ
ツトが発生する。第１のGm増幅器への差動入力も所望の同調範
囲を囲むデツドバンドを有する電流コンパレータ
に接続されている。このコンパレータは非同調が
受信機内で過度である時だけ出力信号を与える。対称４象限乗算器は、その中のトランジスタが
オン及びオフに切換えられている場合でさえも電
源から流れ出る電流が一定となるように設けられ
た。これは放射を発生する回路の傾向を極めて低
減する。関連の同調回路は差動電流電源により駆
動され、更にこれはデコーダが殆んど或いは全く
寄生信号放射を発生しないようにシールドでき
る。同期検波が用いられていないので、この回路
はAM搬送波の過変調には殆んど影響されない。
同期検波機のこのような状態は搬送波の位相反転
によるノイズバーストを発生する。以下に図面を参照して本発明について詳細に説
明する。第１図において、AMラジオはこれをステレオ
受信機に変換するために付加されたコンポネント
によつてブロツク図で示されている。RF増幅器
１０（これはオプシヨンである）、コンバータ１
１、IF増幅器１２及び検波器１３は従来のもの
であり、通常のモノラルプログラム信号であるＬ
＋Ｒ出力を発生する。典型的には、このような受
信機は、相対的に一定の出力すなわちＬ＋Ｒ信号
を与えるために、IF増幅器１２の利得及び可能
ならば点線の接続により示されているようなRF
増幅器１０の利得を変更するためにAGCライン
１４を使用している。これらの要素は、ステレオ
放送にコンパチブルに応答する通常のラジオ内に
ある要素と同等のものである。ステレオに対しては、リミツタ１６はIF信号
を位相検波器１７に送り、この位相検波器１７は
ステレオ搬送波の位相変調に応答してＬ−Ｒ出力
を発生する。マトリクス回路１８はＬ＋Ｒ信号と
Ｌ−Ｒ信号とを結合して、通常のステレオオーデ
イオ増幅器及びスピーカシステム（図示せず）で
再生されるＬ及びＲオーデイオチヤンネル信号を
発生する。検波器１７が信号の位相に応答するので、この
検波器１７は受信機の局部発振器を制御するため
にライン１９上の自動周波数制御（AFC）とし
て用いられる。大抵のAMステレオ受信機では、ステレオチヤ
ンネルはPLLOにより動作される同期検波器を用
いて検波される。このようなシステムにおいては
高レベルで動作される発振器は、レシーバ回路に
より寄生IF信号としてピツクアツプされる実質
的な放射を発生する。また、このような検波器は
AM搬送波が送信者の不注意のため或いはマルチ
パス受信のために過変調された時は大きい出力パ
ルスを発生する。これらのパルスはノイズとして
あらわれる。第２図は好適な検波器回路をブロツク図で示し
ている。リミツタ１６は通常のものであり乗算器
２１を付勢する。このリミツタ１６はまた同調回
路２２を付勢する。同調回路２２はIF信号に同
調されて、正弦波を与える。この正弦波はIF信
号に直角でありやはり乗算器２１に送られる。リ
ミツタ出力が位相直角−同調回路信号により乗算
された時、その結果周波数変調（FM）検波器が
得られる。このFM信号を積分器２３で積分する
ことにより、FM信号はPM信号に変換され端子
２４にあらわれる。AMステレオについては無線
送信機がＬ−Ｒステレオ情報及びパイロツト位相
変調されているので、端子２４の信号は可聴下パ
イロツト信号以外にＬ−Ｒオーデイオ信号であ
る。第２図のブロツク２１，２２及び２３は第３図
に回路図で示されている。この回路は十端子２５
と接地端子２６との間に接続された電源Vccによ
り動作される。以下の説明ために、トランジスタ
のベース電流はコレクタ電流に対して無視できる
ものとする。入力端子２７及び２８は乗算器２１
への差動付勢を与えるリミツタ１６の出力端子を
表している。一対の定電流シンク２９及び３０はそれぞれ電
流I₁及びI₂を通す。トランジスタ３１及び３２は
同調回路２２を付勢する。これらはI₁をV_REFパツ
ド３３とパツド３４との間で交互に切換える。
V_REFは典型的には通常の電圧レギユレータ３５を
用いて得られる調整された4.2ボルトである。電
流源３６はパツド３４に一定のＩ1/2を供給する。
この電流値は実際にはトランジスタ３１の動作に
より50％デユーテイサイクルで流れているI₁を表
している。I₁の他の半分はレギユレータ３５によ
り供給される。同調回路２２はICの外部にパツド３３，３４
及び４２により結合されたコンデンサ３９、コイ
ル４０及び抵抗４１から構成されている。コンデ
ンサ３９及びコイル４０は回路中心周波数を受信
機のIFに同調し、また抵抗４１は所望の検波器
出力曲線の傾斜を与え、同調回路のＱを設定する
ために用いられている。コイル４０及び抵抗４１
はDC帰還を与え、その結果パツド３３，３４及
び４２はすべて実質的にV_REFのDC電位にある、
抵抗４１が検波器の位相応答の傾斜を制御するの
で、これはまたデコーダのステレオ利得応答もセ
ツトする。このように、ステレオ受信機が製造さ
れた後にう、抵抗４１の値が所望のステレオ信号
の分離のために最終的に調整される。電流シンク３０は電流I₂が交互にトランジスタ
対４７−５０中を流れるようにトランジスタ４５
及び４６からの電流I₂を通す。公称的には電流
I₂／２を流すように設計されている電流源５１及
び５２は、パツド５３及び５４と＋Vccラインと
の間にそれぞれ接続された出力負荷デバイスとし
て機能する。トランジスタ４７及び４９は共に負
荷５１に接続され、一方トランジスタ４８及び５
０は共に負荷５２に接続されている。入力端子２
７及び２８はトランジスタ４５及び４６介して乗
算器２１に至る１対の入力を構成し、一方トラン
ジスタ３１及び３２は同調回路２２への差動電流
駆動を与える。駆動入力に対して直角である同調
回路２２の出力はパツド３３及び４２で乗算器２
１への第２の対の入力を与える。信号入力レベル
はスイツチングモートとしてトランジスタ４５−
５０を動作するのに十分に大きく、全電流が一定
であることがわかる。これは、信号駆動があるト
ランジスタをオフにした時はいつでも別の同様の
トランジスタがオンにされることを意味する。こ
のように、端子２５及び２６間を流れる乗算器電
流は一定でありかつ回路は如何なる過度電流
（supply transients）も発生しない。同調回路２
２の要素３９−４１は導電性シールド缶の中に配
置できるので、全回路は実質的にいかなる信号放
射も発生しない。第２図の積分機能２３はコンデンサ５６を直接
に出力端子パツド５３と５４との間に接続するこ
とにより得られる。共振回路は点線で示されてい
るコイル５８により形成される。このコイル５８
は実際のコイルではなく以下に詳細に説明される
ように近似されているものである。抵抗５７はリ
ンギングを避けるために共振回路を制御するよう
に機能する。典型的には、このように構成された
RLC回路は約30Hzの低オーデイオ周波数範囲に
同調される。このように、５Hzのステレオパイロ
ツト周波数の回路応答は低減レベルにある。この
レベルはコイル５８の値によつて制御できる。バツフア増幅器６０はパツド５３及び５４を、
Ｌ−Ｒ及びパイロツトステレオ情報を含んでいる
オーデイオ信号端子６１及び６２に接続する。バ
ツフア増幅器６０からのライン５９は、電流源５
１及び５２のコモンモードレベルを制御する負帰
還ループを形成する。この帰還は、電流源５１及
び５２内の電流の合計がシンク３０内の電流I₂の
実際の値に等しいことを確実にする。コイル５８はコンデンサ５６と低オーデイオ周
波数まで共振しなければならないので、極めて大
きく、数百ヘンリーの大きさである。このような
物理的に構成されたコイルは実際的でなく、IC
技術を用いて点線で示されたように近似できる。
基本的には、大きなコイルが単にコンデンサ６３
と２つの差動Gm増幅器６４及び６５とを加える
ことにより近似される。コンデンサ６３はICの
外部にあり、パツド６６により接続されている。差動増幅器６４はバツフア６０を介して端子パ
ツド５３及び５４にある信号を応答する。その
Gmは信号電流をコンデンサ６３上にのせる。コ
ンデンサ６３の両端の電圧は90°だけ信号電流よ
り遅れる。コンデンサの電圧はGm増幅器６５を
駆動し、次に差動的に電流源５１及び５２を駆動
する。増幅器６５及び電流源５１及び５２を通つ
た信号の極性は、電流が電圧より90°だけ遅れこ
れにより誘導性リアクタンスを発生するように、
パツド５３及び５４への電流帰還を位相変位させ
る。増幅器の利得と共にコンデンサ６３の値はコ
イル５８の所望の値を発生するように選択されて
いる。コイル５８をシミユレートする帰還システムは
DC用の短絡パツド５３及び５４であるが、差動
信号電圧を可能にする。しかし、乗算器は非同調
の関数として差動出力電流を発生し、帰還システ
ムはこの非同調を反映して電流源５１及び５２の
電流を調整する。増幅器６５の一方の入力はV_REF
パツド３３へ戻されるので、コンデンサ６３によ
り接地にバイパスされている他方の入力端子の電
圧はIF信号に対して同調回路２２の同調により
決められる大きさだけV_REFより上あるいは下にあ
る。このように、検波器が同調にあれば、パツド
６６の電圧はV_REFに等しい。検波器がIF信号周
波数より上で非同調であればパツド６６の電圧は
V_REFより上にあり、またIF信号同波数より下で
非同調であればパツド６６の電圧はV_REFより下で
ある。第１図にライン１９によつて示されている
ように、この電圧はAFCに利用できる。また、
この電圧は同調インジケータ駆動として使用でき
る。第４図は第３図のブロツク要素６０，６４及び
６５を詳細に示す回路図である。PM検波器２１
は第３図に示されたものである。電流源負荷５１
及び５２は、ダイオード接続されたトランジスタ
７２を流れる電流を反映するように接続されたト
ランジスタ７０及び７１として示されている。抵
抗７３−７７は電流ミラー内の電流分布を制御す
る。抵抗７３及び７５は差動増幅器６５への負荷
要素として機能する。差動増幅器６５は電流源５
１及び５２内を流れる差動電流を変調あるいは制
御するように機能する。 PM検波器２１の出力端子を示すトランジスタ
７０及び７１のコレクタはそれぞれトランジスタ
７８及び７９のベースに直接接続されている。ト
ランジスタ７８及び７９はそれぞれトランジスタ
８０及び８１に接続されたダーリントン回路であ
る。抵抗８４及び８５はトランジスタ７８−８１
の利得を低減するように作用し、抵抗８２及び８
３はダーリントン接続トランジスタをバイアスす
る。トランジスタ７８−８１は検波器２１のコモ
ンモード出力に対するエミツタホロワとして機能
し、かつトランジスタ７０及び７１のベース電圧
を制御するように機能することがわかる。これ
は、電流源５１及び５２はライン５９を介して共
通に制御され、そのため検波器２１のコモンモー
ド電圧は各負荷が（第２図の電流I₂として識別さ
れる）検波器２１を流れる電流の分割を与えるた
めに自動的に調整されるようにセツトされる。実
際には、ライン５９は検波器２１及び負荷５１及
び５２をまわるコモンモード高利得負帰還ループ
を完成する。トランジスタ８６及び８７はそれぞれトランジ
スタ８０及び８１のコレクタに対する負荷要素と
して機能する。トランジスタ８６及び８７のエミ
ツタは一体に接続されダイオード接続されたトラ
ンジスタ８８及び８９を介して接地されている。
従つて、トランジスタ８６及び８７の共通接続さ
れたベースは接地より3V_BE上で動作する。抵抗
９０及び９１が存在するために、トランジスタ８
６及び８７のコレクタは直接接続されたトランジ
スタ９２及び９３のベースのレベルを設定するた
めに幾分高い電位にある。抵抗９６と共にエミツ
タ電流シンク９４及び９５はトランジスタ９２及
び９３を差動的にバイアスし、動作する。このト
ランジスタ９２及び９３の出力はFM検波器２１
及び積分器２３のバツフアされたPM信号出力を
表している信号を端子６１及び６２に与える。ベースがV_REFに接続されているトランジスタ９
７及び９８は、トランジスタ９２及び９３のカス
ケード負荷として機能し、電流コンパレータ９９
を付勢する。この電流コンパレータ９９は、発明
者の1980年９月15日に提出された係属中の出願番
号第187007号の発明「デツトバンドを有する電流
コンパレータ（Current Comparator with
Deadband）」に説明されているように、デツド
バンドを有するように設計されている。コンパレ
ータ９９が９：１のデツドバンド比を発生するデ
ツドバンド制御回路を備えていれば、ライン100
上の出力は差動信号が９：１の比を超えた時にオ
ンになる。この特性の使用については以降に詳細
に説明する。トランジスタ９２及び９３のコレクタはそれぞ
れ差動トランジスタ１０１及び１０２のベースに
接続されている。電流シンク１０３はトランジス
タ１０１−１０２のエミツタに共通である。トラ
ンジスタ１０１及び１０２のコレクタはダブル電
流ミラー回路を動作し、増幅器６４に電流出力を
与える。２つのコレクタ電流はまずトランジスタ
１０４−１０７から成る電流ミラー対によつて反
射される。次に、トランジスタ１０８−１１０か
ら成る電流ミラー負荷は端子６１及び６２の差動
信号入力からパツド６６にシングルエンド
（singleended）出力を与える。コンデンサ６３は
電流源として機能する増幅器６４の出力をロード
することがわかる。この信号によつて、パツド６
６の信号は約90°だけ電流を遅らせる。パツド６６の信号電圧は差動増幅器６５の１方
の入力に直接に接続され、この差動増幅器６５の
他方の入力は直接にV_REFに接続される。ダーリン
トン接続トランジスタ１１１及び１１２はダーリ
ントン接続トランジスタ１１３及び１１４と共に
差動高利得信号増幅を行なう。カレントシンク１
１５及び１１６は抵抗１１７と共に差動バイアス
及び信号動作を与える。トランジスタ１１１及び
１１２のコレクタは負荷として抵抗７３を用い、
電流源５１を動作する。トランジスタ１１３及び
１１４のコレクタは抵抗７５を負荷として用い、
電流源５２を動作する。このように、増幅器６５
による反転はコンデンサ６３により生じた電流の
遅れを電流進みに変えさせこれにより検波器２１
のインダクタンスをシミユレートする。前述のように、シミユレートされたコイル５８
は検波器２１の出力端間にDC短絡を与えしかも
差動信号としてPM情報の復元を可能にする。し
かし、検波器２１が非同調になつた時に、帰還回
路は負荷５１及び５２に検波器２１への差動電流
を調整させる。同調ずれが修正動作を与える帰還
回路の能力を超えた時には、この回路はもはや動
作せずDC差動電圧は発生しない。この差は十分
にコンパレータ９９のデツドバンドを超え、指示
がこの超過位相（excess phase）のライン１０
０上にあらわれる。シミユレートされたコイルが
動作する実際の範囲は増幅器６５上のバイアスに
よつて設定される。実際問題として、抵抗１１７
の値は超過位相応答の限界を設定するために使用
できる。図示されていないが、超過位相ライン１００は
カレントシンク１０３に接続されている。このよ
うに、超過位相限界か超えられた時に、増幅器６
４をコンデンサ６３に接続している電流源が変更
できる。これは超過位相状態をなくす同調修正に
続く回路の動的回復時間を改善するために使用で
きる。第２図及び第３図の回路は通常のICコンポー
ネントを用いて実現された。NPNトランジスタ
は通常のバーチカル構造のものであり、PNPト
ランジスタはラテラル構造のものである。以下の
コンポネントの値が用いられた。

【表】

【表】この回路は８ボルトVcc電源を用いて260KHz
で動作された。レキユレータ３５は4.2ボルト
V_REFを発生した。コイル５８のシミユレートされ
たインダクタンスの値は600ヘンリーである。オ
ーデイオ帯域幅は30Hz〜15KHzである。 90％変調されたＬ＋Ｒ搬送波を用いた時にはオ
ーデイオ信号の歪は１％以下であつた。ステレオ
分離は30dbより良好であつた。位相検波器は土
2KHzの範囲にわたつて動作した。この範囲が超
えられた時、出力が超過位相ライン１００にあわ
られた。過変調及び／あるいはマルチパス受信は
PM信号に殆んどノイズを発生しなかつた。

【図面の簡単な説明】

第１図はAMステレオ受信機のブロツク図、第
２図はAMステレオラジオに適する位相検波器の
ブロツク図、第３図は位相検波器として使用する
のに適する４象限乗算器の回路図、第４図は第３
図にブロツクで示された増幅器の詳細を示すAM
ステレオ位相検波器の回路図である。１０：RF増幅器、１１：コンバータ、１２：
IF増幅器、１３：AM検波器、１６：リミツタ、
１７：位相検波器、１８：マトリクス回路、２
１：乗算器、２２：同調回路、２３：積分器、２
９，３０：電流シンク、３５：電圧レギユレー
タ、５１，５２：電流源、６０：バツフア増幅
器、６４，６５：差動Gm増幅器、９９：電流コ
ンパレータ。

Claims

【特許請求の範囲】１位相変調信号が供給される第１の入力端子対
２７，２８、第２の入力端子対３３，４２、出力
端子対５３，５４、並びに該出力端子対に負荷と
して接続された第１及び第２の可変電流源５１，
５２を有する４象限乗算器２１；３０，４５〜５
０、前記位相変調信号の中心周波数で共振する同調
回路であつて、前記乗算器の第２の入力端子対３３，４２に接
続されて該乗算器に該回路の出力信号を供給する
同調回路２２、前記同調回路２２を発振させるよう該回路に前
記位相変調信号を供給する手段３１，３２及び前記出力端子対５３，５４に接続され、該出力
端子対における信号を積分して位相応答出力を発