JPH04154201A

JPH04154201A - 位相追尾型ｆｍ復調回路

Info

Publication number: JPH04154201A
Application number: JP27819590A
Authority: JP
Inventors: Yukinobu Ishigaki; 石垣　行信; Kenichi Mizuno; 健一水野; Katsuo Okuaki; 克夫奥秋
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1990-10-17
Filing date: 1990-10-17
Publication date: 1992-05-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はＦＭ負帰還方式（形式）のＦＭ復調回路に係り
、特に、ＦＭスレシホールドレベルの改善に最適な位相
追尾型ＦＭ復調回路に関する。

〔技術的背景〕

ＦＭ負帰還方式のＦＭ復調回路として、ＦＭ復調器とそ
の前段に設けたベテロダイン回路の電圧制御発振器の発
振周波数を、ＦＭ復調信号でフィードバック制御するこ
とにより、中間周波の帯域幅を狭くしてＦＭ６１調する
ＦＭ負帰還（負饋還）方式や、ＰＬＬ　（位相同期ルー
プ）によるＦＭ復調回路が知られている。また、その他
例えば本出願人になる特公昭５６−４７７２２号に開示
、記載された被角度変調波信号の復調方式や、特公昭６
２−８９６２号に紹介された“位相追尾ループによるＦ
Ｍ復調回路”等があり、電圧制御１発振器を使用しない
ＦＭ負帰還方式のＦＭ復調回路として知られている。

これらの基本となっているのはＰ　Ｔ　Ｌ　（Ｐｈａｓ
ｅＴｒａｃｋｉｎｇ　Ｌｏｏｐ）復調方式で、これは位
相追尾ループで構成されるＦＭ復調方式であり、本出願
人会社のオリジナル技術である。今までに、ＰＴＬ復調
方式によるディスクリート４チヤンネル（いわゆるＣＤ
−４）レコード再生用デイモジュレータの開発や、ＰＴ
Ｌ−ＦＭチューナを数機種商品化した実績を持ち、高感
度、高選択度のＦＭチューナとして国内外で好評を博し
、関連の学会でも高い評価を得ている。

具体的には、ＦＭ復調部の入力部に狭帯域な帯域通過特
性を持つトラッキングフィルタを設け、このフィルタの
入力信号と出力信号とを位相比較し、その誤差出力（復
調出力）をトラッキングフィルタに供給して、このフィ
ルタの同調周波数をＦＭ信号の瞬時周波数に追尾させる
。これにより、トラッキングフィルタでは一種の逆変調
作用を伴い乍ら、トラッキングフィルタの入力ＦＭ信号
と逆変調の被ったフィルタ出力とを位相比較してＦＭ変
調を行なうという、−巡のフィードバック制御からなる
ＦＭ変調法がある。

ＰＴＬ復調方式のオリジナリテイ−は、発信部を持たな
いＦＭ負帰還によるＦＭ復調技術であり、次のような様
々な優れた特長を持っている。

■基本的な特長の他に、応用に有った特長を引出せる。

■従来のＦＭ負帰還方式やＰＬＬ復調と同様にＦＭスレ
シホールドレベルが改善できる（等測的に高感度受信が
できる）。

■負帰還動作により、復調動作が安定化される（ＡＣ帰
還よりもＤＣ帰還の利得が大きいので、ループ内の回路
部品の温度特性、経時変化特性等が抑えられる）。

■負帰還作用により、復調における直線性（微分利得）
が改善され、低歪率な復調が行なえる。

■過変調時にＰＬＬ復調に見られる過変調ノイズ（折返
しノイズ）は生じない。

■発振回路を持たないため、従来のＦＭ負帰還方式やＰ
ＬＬｆｆ１調に見られる発振成分の入力部への戻り問題
（感度低下を来たす）や他回路への干渉問題は原理的に
生じない。

■回路構成が比較的簡単なのでコストが易く、民生機器
や業務機器等幅広い応用が可能である。

〔従来の技術〕

ＰＴＬ復調の基本原理について説明する。ここでは、コ
ードレス電話への応用に適するバイパス型トラッキング
フィルタを用いたＰＴＬ回路を例に挙げて動作説明をす
る。

第４図は従来のＰＴＬ復調回路の代表例であり、図中５
はトラッキングフィルタ（追尾フィルタ）、７はリミタ
、９はＬＰＦ　（低域ｒ波器）、１６は直流増幅器、１
８は±９０度型の位相比較器である。

第５図に追尾フィルタ５のみを取出して示す、可変容量
コンデンサＣ，は復調出力ｆ（ｔ）で時間と共に容量が
変化するとすれば、Ｃｘ　−Ｃｏ”ＡＣ−ｆ（ｔ）・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１）（但し、ＡＣ：可変容量コ
ンデンサＣｘの感度）で表わすことができる。

ここで、ｆ（ｔ）＝Ｏのときの静止伝達関数Ｔ（Ｐ）は
、Ｔ（ｊＷ）　＝Ｃ／　（Ｃ＋Ｃｘ）Ｘ　（Ｊ（ｌＪ）
’÷［（声）２＋声／　（（Ｃ＋　Ｃｘ）　Ｒ）＋１／
　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｘ））］＝Ｇｏ（Ｐ）り／（（ｊＷ）’＋ωｏ（泗）　　／　Ｑ
　＋　ωｎ’　　）　　・”　（２＞と表わすことがで
きる。従って、上式より、◆ Ｑ＝ω。（Ｃ十Ｃｘ）Ｒ＝Ｒ（Ｌ　（Ｃ十Ｃｘ）　ｌ　”／　Ｌ・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（３）Ｇｏ　＝Ｃ／　（
Ｃ十Ｃｘ）　　　　　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（４）ωｏ　＝　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｘ））→
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５
）Ｈ＝　（Ｃ＋Ｃｘ）Ｒ／ＣＸ　（（Ｃ＋　Ｃｘ）／ｊ
　）　”　（６）（但し、Ｒ：ダンプ抵抗Ｒ１の抵抗値
）となる。

第６図にこの周波数特性（曲線（肴）と位相春性（曲線
仲））を示す。

ここで、復調出力をトラッキングフィルタ５に供給して
、このフィルタ５の振舞いを調べてみる。

即ち、第（１）式を第２式に代入し、求めるトラッキン
グフィルタ５の伝達量数丁（声、１＞を計算すると、Ｔ
（ｊＷ、ｔ）　＝　＜ｊＷ）’Ｘ　［（Ｃａ＋　ｄｃ；
Ｆ（ｔ）＋Ｃ）（声）２÷ｃ　　十　＜　ｊｌ＆＋　＞
　　／ＲＣ±　　１／ＬＣコ　−１　・・・・・・　（
７）となる、ここで、ｆ（ｔ）＝０のときのトラッキン
グフィルタ５の共振周波数はＦＭ信号のキャリア周波数
と等しくωＣであるとし、従って、ωｃ　＝　ＬＬ　（
Ｃ＋Ｃｏ））　’　　・・・・・・・・・・・・・・・
（８）とすれば、トラッキングフィルタ５の伝達関数Ｔ
（）（２）、１）は次のようになる。

Ｔ（声、ｔ）　＝　［Ａ　（Ｊ（ｔ）／Ｃ−ｊＸ　Ｉ　
Ｌ　（Ｃ＋Ｃｏ）ｌ　”／ＲＣ］　−’・・−−−−（
’ａ）トラッキングフィルタ５に、無変調キャリアＣｍ
ｎ（ｉ）を供給して動作を解析すると、Ｃｎｖ（ｔ）　
＝ｅＸｐ（Ｊ　ωｃｔ）　　　　・”・”・”（１Ｇ）
なので、トラッキングフィルタ出力Ｃｎｗ＋’（ｊ）は
、第９式より、Ｃｍ、′〔ｊ）＝ｅＸ＋）［Ｊ（（ｉｃ）ｃｔ＋４　Ｋ
　　　ｔａｎ−’　（ＡＣＸ　Ｒｆ（ｔ）／　ｒ丁■で
７彰ゴ））］・・・・・・（１１）となる、即ち、無変
調キャリアＣｒｍ（ｊ）はｔａｎ−’［ａｃＲｆ（ｔ）
／　（Ｌ　（Ｃ十Ｃｏ））’］分の量の逆変調を、被る
ことを意味する。

次に、ＰＴＬの基本構成における動作を解析する。ＦＭ
信号Ｃ（ｔ、）は次のように表わせる。

Ｃ（ｔ）　＝ｅＸＥｌ［ｊ（ωｃｔ＋　ｆ”ｕ　（λ）
ｄλｌ　・−・−、−（１２）また、＄（ｔ）＝Ｏにお
いて、トラッキングフィルタ５及びリミタ７を経たＦＭ
信号Ｃｏ（ｔ）は、次のようになる。

Ｃｏ（ｊ）”　ｅＸＤｌ（ωｃｔ　＋ｆ”Ｊ−１（λ）
ｄλ−τμ（ｔ）十π／２）］　　　・・・・・・・・
・・・・（１３）但し、τニドラッキングフィルタの群
遅延μ（ｔ）：変調信号即ちこれは、従来のクオドラチュア復調における移相回
路とリミタ７を通った信号そのものである。なお、第（
ロ）式では変調信号μ（１）はキャリア角周波数ωＣに
比べて十分率さな周波数偏移を与えるという条件を考慮
している。ＣＱ＞ＡＣの条件を付与すると、群遅延τは
、 τＬｒ２ＣｏＲ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（１４）となる０以上の第ａｔ＋、＠、ＧＱ式か
ら、トラッキングフィルタ５とリミタ７を経たＦＭ信号
Ｃ’（ｔ）は、Ｃ’（ｔ）−ｊ　ｅＸＩ）［ｊ（ωｃｔ
　＋　ｆ”ｕ　（λ）ｄλ−２ＣｏＲｕ（ｔ）　　ＡＣ
Ｒｆ（ｔ）÷Ｅｒ口ｓ賃万）１・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１５）となる、ただし、ｔａｎ
”　［ａｃＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（Ｃ十Ｃｏ））→］は小
さな値なので、ｊａｎ−’　［ａｃＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｏ））
→］”Ｆ　ａｃＲｆ（ｔ）　（Ｌ　（ｃ＋Ｃｏ））→と
している。従って、ＦＭ信号Ｃ（ｔ）とトラッキングフ
ィルタ５の出力信号Ｃ’（ｔ）との位相比軟により、誤
差出力信号Ｅｒ（ｔ）が得られる。

Ｅｒ（ｔ）＝−ｓｉｎ［２Ｃｏ　Ｒ，ｕ（ｔ）　＋　ａ
ｃＲｆ（ｔ）Ｘ　（Ｌ　（Ｃ＋Ｃｏ）ｌ→］・・・・・
・・・・・・・・・・（１６）この第（２）式において
、ｃ＋ｃ、ｓｃｏであり、正弦関数の［］内は値が十分
率さいので、誤差出力信号Ｅｒ（ｔ）は、Ｅｒ（ｔ）　Ｌｆ（２Ｃｏ　Ｒμ（ｔ）十Ａ　ＣＲｆ（
ｔ）　（Ｌ　Ｃｏ）→）　・−・−−−−−・−（１７
）としても差支えない。

以上の考察により、復調の式ｆ（Ｓ）は、ｆ（Ｓ）＝Ｇ
（Ｓ）・Ｅｒ（ｓ）・Ａ＝−ＡＧ（Ｓ）（２Ｃｏ　Ｒμ（Ｓ）＋ａｃＲｆ（Ｓ）　（ＬＣｏ）→）（但し、Ａ：ループ利得）と表わすことができる。

ループフィルタＧ　（ｓ）は、一般に１次のＬＰＦを用
いる。即ち、Ｇ（Ｓ）＝（ｓ＋ωＬ　）　−’・・・・・・・・・・
・・・・団・（１９）従って、復調の式ｆ（Ｓ）は、となり、第７図に示すような、１次のＬＰＦ特性となる
。

以上の解析結果から、ＰＴＬ復調における基本的性質は
、以下のように整理される。

■復調利得はループ利得Ａに比例する。

■復調利得は群遅延時間（ｂａｎｄｌｇの逆数）に比例
する。

■復調帯域幅はループ利得Ａやダンプ抵抗Ｒが大きいほ
ど広くなる。

■復調帯域幅は電圧制御可変容量（可変容量コンデンサ
）の感度ＡＣが大きいほど広くなる。

ｃ本発明が解決しようとする課題〕従来より広く使用されているクオドラチュア型ＦＭ復調
用ＩＣを利用して、位相追尾型ＦＭ復調回路を実現でき
れば、回路の簡略化が可能となり、その応用も非常に広
くなる。しかし乍ら、従来の位相追尾型ＦＭ復調回路を
そのまま利用しようとすると、次のような問題が生じて
、基本動作をさせることも困難となる。

０位相比較器や誤差増幅器の利得が、追尾フィルタの変
換利得の影響から位相追尾型ＦＭｆｉ調回路には高すぎ
て、そのままでは利用できない問題が生じる（飽和問題
）。

■追尾フィルタの狭帯域特性を確保する為には、温度特
性や経時変化特性の点で厳しくなり、この、ｔまでは利
用が困難である。

■クオドラチュア型ＦＭ復調用ＩＣの位相比較器の後段
にキャリアフィルタが内蔵されているＩＣは、このまま
では利用できない。

■キャリアフィルタが内蔵されていないＩＣでも、内部
電極間容量の大きさ等によりフィードバック制御に於け
る位相回転問題が生じ、そのまま利用しては、復調性能
の実現は期待できない。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路は、追尾フィルタと位
相比較器との間に非線形回路を挿入＃続し、非線形回路
への入力のレベルがＦＭスレシホールドレベル付近であ
る場合に伝送ＦＭ信号レベルを下げて、ループ帯域幅を
狭くするよう構成しなり、或いは、追尾フィルタの後段
に緩衝増幅器を介して第２の追尾フィルタをｌＩ！続接
続して、追尾フィルタを２段梢或とすることにより、上
記諸問題点を解消した。

〔実施例〕

本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路の第１実施例について
、第１ｆ！ｌ及び第７図の特性図等を併せ参照しながら
説明する。第１（！Ｉは本発明の位相追尾型ＦＭ＠＠回
路１のブロック構成図であり、この図において、１２．
１４は緩衝増幅器（バッファアンプ）、１３．１５は振
幅制限増幅器、１６は直流増幅器、１８は±９０度型の
位相比較器、１９は非線形回路である。また、０１〜Ｃ
３はコンデンサ、Ｌ、はインダクタ、ＣＯＪは電圧可変
容量ダイオード（電圧制御可変コンデンサ）、Ｒ１は抵
抗であり、これらを図示の如く接続することにより追尾
フィルタ２１が構成され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３に
よってループフィルタ２５が構成されている。更に、非
線形回路１９は第２図に示すように、抵抗Ｒ３〜Ｒａｐ
コンデンサＣ２ｚ　Ｃ４及びダイオードＤ　Ｊ　／　Ｄ
　２を使用し、これらを図示の如く接続することにより
構成されている。これにより、第８図に示すような入出
力特性となる。即ち、入力信号レベルがある程度以上大
きい（＾）の場合にはその出力（Ｂ）のレベルも略等し
いが、入力信号が（ａ）のように小レベルとなると、出
力レベルは信号（ｂ）のように極端に小さく抑えられる
。

追尾フィルタ２１においては、電圧可変容量ダイオード
ＣＤＩの容量に比べてコンデンサｃ１の容量は１／１０
０程度に設定され、コンデンサｃ３の容量は電圧可変容
量ダイオードＣＤ、の容量を無視できる程（約千倍程度
）大きく設定される。従って、追尾フィルタ２１の共振
周波数は、電圧可変容量ダイオードＣＤＩの容量とイン
ダクタＬｌのインダクタンスとで鴫定まる。ｊｌ１尾フ
ィルタ２１の基本動作は、前記第４図に示した従来回路
におけるトラッキングフィルタ５と同じであり、従って
追尾フィルタ２１の同調角周波数ω０における入力信号
と出力信号との位相差は９０°である。この追尾フィル
タは変換利得特性（誤差電圧に対する同調周波数の変化
で示される特性）を持っている。

かかる構成において、入力端子Ｉｎよりの入力ＦＭ信号
Ｃ（ｔ）は増幅器１２にて所定量増幅された後、振幅制
限増幅器１３を介して位相比較器１８に供給されると共
に、追尾フィルタ２１を構成するコンデンサＣ１に供給
される。追尾フィルタ２１においては、誤差信号（ＦＭ
復調信号）ｆ（ｔ）により制御され、干渉増幅器１４を
経て非線形回路１９に供給される。この非線形回路１９
は、前述の如く、第８図示のような入出力特性を持って
いるので、入力ＦＭ信号Ｃ（ｔ）のレベルにより、ＦＭ
ｆｆｌ１１回路１のループゲインは変化し、ループの追
尾範囲は第９図に示すように、非線形入力信号レベルが
比較的大きな（Ａ）（第８図参照）の場合には同調周波
数は（■と広くなり、逆に、小レベルの信号（ａ）の時
には（０）と狭くなるように動作が行なわれる。この動
作は後述するように、弱入力時にループゲインを小さく
して復［Ｓ／Ｎを高める動作となる。

非線形回路１９にて上記のような信号処理を受けたＦＭ
信号は、次段の振幅制限増幅器（リミタ）１５にて振幅
変動分を除去されてｃ’（ｔ）となり、位相比較器１８
に供給される０位相比較器１８では、上記振幅制限増幅
器１３からのＦＭ信号Ｃ（ｔ）との位相比較が行なわれ
、その出力として誤差信号が得られる。この誤差信号は
ＷＬ流流部幅器１６介して出力端子−にキャリア成分を
含む誤差信号（ＦＭ復調信号）として出力されると共に
、ループフィルタ２５を構成する抵抗Ｒ２を介して、追
尾フィルタ２１を構成する電圧可変容量ダイオードＣＤ
、に供給されることになり、かかるフィードバック制御
動作によってＦｌｌｌｌｇが行なわれるわけである。

以上の説明においては、非線形回路１９を干渉増幅器１
４と振幅制限増幅器１５との間に挿入するものとしたが
、これに限らず、非線形回路１９を、第３図に示す第２
実施例回路２の如＜、ｌｉｔ＠制限増幅器１５と位相比
較器１８の間に挿入して位相追尾型ＦＭｆｆｉ調回路を
積回路ても、同様の効果が得られる。そこで、第３図の
第３実施例回路３においては、第１図示の第１実施例回
路１と同一構成要素に同一符号を付すことにより、その
詳細な動作説明を省略する。

次に、本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路の第３実施例に
ついて、第１０図の回路構成図を参照しながら説明する
。この図においても、上記第１及び第２実施例回路と同
一構成要素には同一符号を付して、その詳細な動作説明
は省略する。この第３実施例回路３は、追尾フィルタ（
及びループフィルタ）を２段構成にしたところに最大の
特徴がある。即ち、インダクタ上２．電圧可変容量ダイ
オードＣ０２，抵抗Ｒ６ｓ及びコンデンサ０５　＃　Ｃ
６を使用し、これらを図示の如く接続することにより２
段目の追尾フィルタ２２を楕或し、更に抵抗Ｒ７とコン
デンサＣ６とで２つ目のループフィルり２６を構成して
いる。なお、１７はｌ１１１１ｒ増幅器、２８は９０度
位相回路であり、追尾フィルタ２１内のコンデンサＣ１
の容量は、電圧可変容量ダイオードＣＤ、の容量に比べ
て１／１００程度に設定され、コンデンサＣ３の容量は
電圧可変容量ダイオードＣＤ。

の容量に比べて十分大きく設定されている。従って、追
尾フィルタ２１の同調（共振）周波数は、電圧可変容量
ダイオードＣＤＩの容量値とインダクタＬ１のインダク
タンスとで略定まる。また、追尾フィルタ２２の設計も
追尾フィルタ２１と基本的に同じで良く、同等の位１に
ある各素子が夫々対応している。

以上の構成において、入力端子【ｎよりの入力ＦＭ信号
Ｃ（ｔ）は緩衝増幅器１２を介して、振幅制限増幅器１
３と、１段目の追尾フィルタ２“１を構成するコンデン
サＣＩに供給される。追尾フィルタ２１を通過したＦＭ
信号は緩衝増幅器１４を介して、２段目の追尾フィルタ
２２を構成するコンデンサＣ５に供給される。追尾フィ
ルタ２１の共振周波数における入力と出力との位相差は
９０゛であり、従って両追尾フィルタ２１．２２の２段
で１８０°の位相差となる。追尾フィルタ２２を通過し
たＦＭ信号は、緩衝増幅器１７を介して９０度位相回＃
Ｉ２８に供給される。この９０度位相回路２８は、位相
比較器１８に供給される振幅制限増幅器１３からのＦＭ
信号と、振幅制限増幅器１５からのＦＭ信号との、搬送
波における位相差を９０度にならしめるものであり、こ
れにより、位相比較器１８における位相比較動作が正常
に行なわれる９０度位相回路２８にて上記信号処理を施
されたＦＭ信号は、次段の振幅１１ＦＪｌｌＩ増幅器１
５にて振幅変動分を除去されたのち位相比較器１８に供
給され、ここでｌｉ幅制限増幅器１３からのＦＭ信号と
の位相比較が行なわれ、その差に略比例した大きさの誤
差信号が得られる。この誤差信号は直流増幅器１６を介
して出力端子−にキャリア成分を含む誤差信号（ＦＭ復
復信信号として出力されると共に、ループフィルタ２６
及び２５に同時に供給さる。従って、夫々抵抗Ｒ７＃　
Ｒ２を介して、追尾フィルタ２２及び２１を構成する電
圧可変容量ダイオードＣＤ２．ＣＤ、に供給されること
になり、−巡するフィードバック制御動作によってＦＭ
ｌｌｌｌが行なわれるわけである。

追尾フィルタ２１においては、誤差信号（ＦＭ復調信号
ン、ｆ（ｔ）により制御され、干渉増幅器１４を経て非
線形回路１９に供給される。この非線形回路１９は、前
述の如く、第８図示のような入出力特性を持っているの
で、入力ＦＭ信号Ｃ（ｔ）のレベルにより、ＦＭ復調回
路１のループゲインは変化し、ループの追尾範囲は第９
図に示すように、非線形入力信号レベルが比教的大きな
（Ａ）（第８図参照）の場合には同調周波数は（罰と広
くなり、逆に、小レベルの信号（ａ）の時には（２））
と狭くなるように動作が行なわれる。この動作は後述す
るように、弱入力時にループゲインを小さくして復調Ｓ
／Ｎを高める動作となる。また、２段目の追尾フィルタ
２２においても同様な信号処理が行なわれるので、両追
尾フィルタによる選択度は２倍（フィルタのＱは２段で
２倍となるため）にシャープになり、入来する不要な信
号や雑音等を除去し易くなり、追尾フィルタにおける変
換利得（誤差信号電圧に対する入力と出力との位相変化
量）が２倍となり、これにより、−巡ループにおけるル
ープゲインの設定においてバランスの取れた利得設計が
可能となる。

以上の説明においては、９０度位相回＃Ｉ２８を干渉増
幅器１７と振幅制限増幅器１５との間に挿入するものと
したが、これに限らず、第１１図に示す第４実施例回路
４の如く、振幅制限増幅器１３側（例えばその前段）の
伝送ラインに挿入して位相追尾型ＦＭ復調回路を構成し
ても、同様の効果が得られる。従って、この第４実施例
回路４においては、第１０図示の第３実施例回路３と同
一構成要素に同一符号を付すことにより、その詳細な動
作説明を省略する。

また、以上の説明においては、位相比較器１８を±９０
度（＋π型）としたが、これに限定されるものではない
、特に、±１８０度（π型）の位相比較器を使用すれば
、９０度位相回路も不要となるので便利である。

〔効　果〕

畝上の如く、本発明の位相追尾型ＦＭ復調回路によれば
、まず、ダイオードの非線形特性を利用して、弱入力時
（ＦＭ信号レベルが小さい時）には位相比較器に与える
信号のレベルを下げることにより、−巡ループのループ
ゲインを小さくして復調帯域幅を狭くしたので、これに
より復調ノイズも小さくなって復調信号のＳ／Ｎを向上
することができた。つまり、ＦＭ復調にはスレシホール
ドレベルが存在し、このスレシホールドレベルは位相追
尾型ＦＭＱ調により改善できるが、本発明回路の如く、
入力ＦＭ信号レベルに対応して、弱入力時の小さなルー
プゲインにより、スレシホールドレベルは更に改善でき
るという優れた特長を有する。

また、追尾フィルタを２段にしてＦＭ復調回路を設計し
た場合には、両追尾フィルタによって選択度が２倍にシ
ャープになり、入来する不要な信号や雑音等を除去し易
くなり、追尾フィルタにおける変換利得も２倍となり、
これにより、−巡ループにおけるループゲインの設定に
おいてバランスの取れた利得設計が可能となる。そのた
めに、ＦＭ負帰還としての性質を持つ本発明の位相追尾
型ＦＭ復調回路において、更に良好なスレシホールドレ
ベルの改善が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図、第１０図及び第１１図は本発明の位相
追尾型ＦＭ復調回路の夫々第１乃至第４実施例の回路構
成図、第２図は本発明回路を構成する非線形回路の具体
的構成図、第４図は従来回路のブロック図、第５図は従
来のＰＴＬ復調回路を構成するトラッキングフィルタの
回路図、第６図は第５図のトラッキングフィルタの周波
数特性及び位相特性を示す動作特性図、第７図は従来回
路を構成するルーズフィルタの周波数特性図、第８図は
本発明のＦＭ復調回路を構成する非線形回路の入出力特
性図、第９図は本発明回路におけるループの追尾範囲を
示す特性図である。１〜４・・・位相追尾型ＦＭ復調回路、１２〜１７・・
・各種増幅器、１８・・・位相比較器、１９・・・非線
形回路、２１．２２・・・追尾フィルタ、２５．２６・
・・ループフィルタ、２８・・・９０度位相回路、０１〜Ｃ６・・・コンデンサ、ＣＤＩ、　ＣＤ２・・・電圧可変容量ダイオ−Ｄ　Ｉ　
ｐ　Ｄ　２・・・ダイオード、Ｌ、、Ｌ２Ｒ１〜Ｒ７・
・・抵抗。ド、・・インダクタ、

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＦＭ復調信号により同調周波数を変化させ乍ら入
力ＦＭ信号の瞬時周波数に追尾する追尾フィルタを設け
、該追尾フィルタの入力信号と出力信号とを位相比較器
に供給して位相比較し、該位相比較器にて得られた誤差
信号（ＦＭ復調信号）を上記追尾フィルタにフィードバ
ックして制御してなる位相追尾によるＦＭ復調回路にお
いて、上記追尾フィルタと位相比較器との間に非線形回
路を挿入、接続し、該非線形回路への入力のレベルがＦ
Ｍスレシホールドレベル付近である場合に伝送ＦＭ信号
レベルを下げるようにして、ループ帯域幅を狭くするよ
う構成したことを特徴とする位相追尾型ＦＭ復調回路。
（２）上記追尾フィルタと位相比較器との間に振幅制限
増幅器（リミタ）を上記非線形回路と直列に挿入、接続
すると共に、該非線形回路を上記振幅制限増幅器のリミ
タレベル以下で非線形回路動作を行なうように構成した
、請求項（１）記載の位相追尾型ＦＭ復調回路。
（３）ＦＭ復調信号により同調周波数を変化させ乍ら入
力ＦＭ信号の瞬時周波数に追尾する追尾フィルタを設け
、該追尾フィルタの入力信号と出力信号とを位相比較器
に供給して位相比較し、該位相比較器にて得られた誤差
信号（ＦＭ復調信号）を上記追尾フィルタにフィードバ
ックして制御してなる位相追尾によるＦＭ復調回路にお
いて、上記追尾フィルタの後段に緩衝増幅器を介して第
２の追尾フィルタを縦続接続することにより、追尾フィ
ルタを２段構成としたことを特徴とする位相追尾型ＦＭ
復調回路。
（４）第２の追尾フィルタを通過したＦＭ信号と、他方
の伝送ラインを通過したＦＭ信号との位相差を、相対的
に９０度にするための９０度位相回路を、上記第２の追
尾フィルタの後段又は上記他方の伝送ラインに接続した
、請求項（３）記載の位相追尾型ＦＭ復調回路。