JPH0414914B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0414914B2 JPH0414914B2 JP59256116A JP25611684A JPH0414914B2 JP H0414914 B2 JPH0414914 B2 JP H0414914B2 JP 59256116 A JP59256116 A JP 59256116A JP 25611684 A JP25611684 A JP 25611684A JP H0414914 B2 JPH0414914 B2 JP H0414914B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- horizontal deflection
- pulse
- deflection
- horizontal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 13
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Details Of Television Scanning (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、水平偏向回路に係り、水平偏向周波
数を可変した場合においても常に水平画面振幅等
を一定とし得る水平偏向回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a horizontal deflection circuit, and more particularly, to a horizontal deflection circuit that can always keep the horizontal screen amplitude etc. constant even when the horizontal deflection frequency is varied.
従来の技術
一般に、通常の受像管の水平偏向回路では、水
平偏向周波数に応じて偏向電流が変化し、水平画
面振幅が変化してしまう。このことにつき更に説
明するに、第６図は従来の水平偏向回路の回路図
を示す。同図中、１は励振パルスＰでオン、オフ
する水平偏向出力トランジスタ、２はダンパーダ
イオード、３は水平偏向コイル、４は直流阻止用
又は、Ｓ字補正用コンデンサ、５は帰線共振用コ
ンデンサ、６はフライバツクトランス、７は高圧
整流回路で、これらは水平偏向回路を構成してい
る。いま、水平走査周波数の励振パルスＰに応動
して水平偏向出力トランジスタ１がオン、オフ動
作を行うと、ダンパーダイオード２のオン、オフ
動作と連動して、周知の原理により水平偏向コイ
ル３に鋸歯状波電流が流れる。一方、フライバツ
クトランス６は、その一次巻線６ａによつて、水
平偏向回路に直流電圧＋EBを供給し、さらに水
平偏向出力トランジスタ１のコレクタに生じる帰
線パルスVPを昇圧して、二次巻線６ｂより取り
出し、これを高圧整流回路７を経て直流高圧電圧
EHTとし、これを通常は受像管の陽極加速電圧と
して使用している。2. Description of the Related Art Generally, in a horizontal deflection circuit of a normal picture tube, the deflection current changes depending on the horizontal deflection frequency, and the horizontal screen amplitude changes. To further explain this point, FIG. 6 shows a circuit diagram of a conventional horizontal deflection circuit. In the figure, 1 is a horizontal deflection output transistor that is turned on and off by the excitation pulse P, 2 is a damper diode, 3 is a horizontal deflection coil, 4 is a DC blocking or S-shaped correction capacitor, and 5 is a retrace resonance capacitor. , 6 is a flyback transformer, and 7 is a high voltage rectifier circuit, which constitute a horizontal deflection circuit. Now, when the horizontal deflection output transistor 1 turns on and off in response to the excitation pulse P at the horizontal scanning frequency, in conjunction with the on and off operations of the damper diode 2, a sawtooth is applied to the horizontal deflection coil 3 according to a well-known principle. A wave current flows. On the other hand, the flyback transformer 6 supplies DC voltage +E B to the horizontal deflection circuit through its primary winding 6a, and further boosts the retrace pulse V P generated at the collector of the horizontal deflection output transistor 1 to generate a second It is taken out from the next winding 6b and passed through the high voltage rectifier circuit 7 to produce a DC high voltage voltage.
EHT , which is normally used as the anode accelerating voltage for picture tubes.
また、第５図に示す帰線パルスのパルス幅は、
水平偏向コイル３とフライバツクトランス６との
合成インダクタンスと、帰線共振用コンデンサ５
によつて定まる共振周期により決定される。ここ
で、偏向走査期間がTsで、この期間中水平偏向
出力トランジスタ１とダンパーダイオード２がオ
ンするものとし、水平偏向コイル３のインダクタ
ンス値をＬとすると、偏向電流のピーク・ピーク
値Ｉは、
Ｉ＝（EB／Ｌ）・Ts (1)
で表わされる。 In addition, the pulse width of the retrace pulse shown in FIG.
The combined inductance of the horizontal deflection coil 3 and the flyback transformer 6, and the retrace resonance capacitor 5
It is determined by the resonance period determined by . Here, assuming that the deflection scanning period is Ts, the horizontal deflection output transistor 1 and the damper diode 2 are turned on during this period, and the inductance value of the horizontal deflection coil 3 is L, the peak-to-peak value I of the deflection current is as follows. It is expressed as I=(E B /L)·Ts (1).
ところで、最近のコンピユータ機器出力信号の
水平偏向周波数は機種により、15kHzから30kHz
近傍まで、種々の値を取ることが多く、そのデイ
スプレイモニターも、種々の偏向周波数に対応出
来ることが望ましい。さらに、テレビジヨン放送
やビデオデイスク等家庭用映像ソースについて
も、現在の水平偏向周波数は15.734kHzであるが、
近い将来高品位放送等の30kHz以上の水平偏向周
波数の映像ソースが混在することが考えられ、簡
単な構成で任意の偏向周波数に対応出来る受像機
の開発が望まれていた。 By the way, the horizontal deflection frequency of recent computer equipment output signals varies from 15kHz to 30kHz, depending on the model.
It often takes various values up to the vicinity, and it is desirable that the display monitor can also handle various deflection frequencies. Furthermore, the current horizontal deflection frequency for home video sources such as television broadcasts and video discs is 15.734kHz.
It is thought that in the near future there will be a mix of video sources with horizontal deflection frequencies of 30 kHz or higher, such as high-definition broadcasting, and it has been desired to develop a receiver that can handle any deflection frequency with a simple configuration.
しかし、第６図に示す従来の水平偏向回路にお
いては、偏向周期THが長くなると偏向走査期間
Tsも長くなるので、(1)式の関係より偏向電流の
ピーク・ピーク値Ｉが増加し、その結果受像管画
面の水平振幅が拡大する。逆に、偏向周期THが
短くなれば受像画面の水平振幅は縮小する。 However, in the conventional horizontal deflection circuit shown in Fig. 6, when the deflection period T H becomes long, the deflection scanning period
Since Ts also becomes longer, the peak-to-peak value I of the deflection current increases according to the relationship in equation (1), and as a result, the horizontal amplitude of the picture tube screen increases. Conversely, if the deflection period T H becomes shorter, the horizontal amplitude of the image receiving screen decreases.
この様に、第６図に示す従来の水平偏向回路に
て、多種の水平偏向周期に対応しようとすると、
その都度、受像画面の水平振幅が変動することに
なり、その画面振幅の調節が面倒である等の欠点
があつた。 In this way, when trying to accommodate various horizontal deflection periods with the conventional horizontal deflection circuit shown in FIG.
Each time, the horizontal amplitude of the image-receiving screen fluctuates, resulting in drawbacks such as the troublesome adjustment of the screen amplitude.
そこで、本出願人は先に実開昭58−71266号に
て、常に偏向電流を一定とする偏向安定化回路を
提案した。第７図はこの提案になる偏向安定化回
路で、第６図に示す従来の水平偏向回路に加え、
水平偏向コイル３の偏向電流ピーク・ピーク値Ｉ
に比例した直流電圧E0を生成する電流検知回路
８、直流電圧E0と直流電圧源１０よりの基準直
流電圧Esとを比較するコンパレータ９、及びコ
ンパレータ９の出力に応じ、機器の直流電源電圧
＋EBより電圧を降下させて直流電圧＋EB′を発生
し、これを水平偏向回路の直流電源電圧として供
給する電源レギユレータ１１とより構成されてい
る。この構成により、水平偏向電流のピーク・ピ
ーク値Ｉが増加しようとすると、直流電圧＋
EB′が低下し、逆に偏向電流のピーク・ピーク値
Ｉが減少しようとすると、直接電圧＋EB′が増大
するので、偏向走査期間Tsが変化しても、Ｉは
常に一定となり、結局水平画面振幅は変化しな
い。 Therefore, the present applicant previously proposed a deflection stabilizing circuit that always keeps the deflection current constant in Utility Model Application No. 71266/1983. Figure 7 shows this proposed deflection stabilization circuit, which in addition to the conventional horizontal deflection circuit shown in Figure 6,
Deflection current peak value I of horizontal deflection coil 3
a current detection circuit 8 that generates a DC voltage E 0 proportional to , a comparator 9 that compares the DC voltage E 0 with a reference DC voltage Es from the DC voltage source 10 , and a DC power supply voltage of the equipment according to the output of the comparator 9. It is comprised of a power supply regulator 11 that lowers the voltage from +E B to generate a DC voltage +E B ' and supplies this as a DC power supply voltage to the horizontal deflection circuit. With this configuration, when the peak-to-peak value I of the horizontal deflection current increases, the DC voltage +
When E B ' decreases and conversely the peak-to-peak value I of the deflection current tries to decrease, the direct voltage + E B ' increases, so even if the deflection scanning period Ts changes, I always remains constant, and eventually Horizontal screen amplitude does not change.
発明が解決しようとする問題点
しかるに、一般に、帰線パルスの値VPは、
VP＝（ ／２・TS／TH−TS＋１）EB′ (2)
で表わされるので、第７図に示す偏向安定化回路
の構成において、偏向電流のピーク・ピーク値Ｉ
を一定にするため、直流電圧＋EB′の値を変化さ
せることは、帰線パルスVPの値も変化すること
を意味している。従つて、帰線パルスVPをフラ
イバツクトランス６にて昇圧して受像管の陽極加
速電圧EHTを生成する場合は、偏向電流のピー
ク・ピーク値Ｉを一定にしても偏向周期THが変
化する毎にEHTが変化するので、結局、受像管の
偏向能率が変り、水平画面振幅も変るという問題
点があつた。この様な問題点を解決するため、第
７図において種々の偏向周期の信号に対応しよう
とすると、通常、陽極加速電圧EHTは、フライバ
ツクトランス６の出力を利用せず、全く別系統の
回路を新たに設て、そこから陽極加速電圧EHTを
得ることが多かつた。Problems to be Solved by the Invention However, in general, the value of the retrace pulse V P is expressed as V P = (/2・T S /T H − T S +1)E B ′ (2), so In the configuration of the deflection stabilization circuit shown in Figure 7, the peak-to-peak value I of the deflection current
In order to keep the value constant, changing the value of the DC voltage +E B ' means that the value of the retrace pulse V P also changes. Therefore, when the retrace pulse V P is boosted by the flyback transformer 6 to generate the anode accelerating voltage E HT of the picture tube, even if the peak-to-peak value I of the deflection current is kept constant, the deflection period T H is Since E HT changes each time it changes, the deflection efficiency of the picture tube changes and the horizontal screen amplitude also changes, which is a problem. In order to solve such problems, in order to deal with signals of various deflection periods in Fig. 7, the anode accelerating voltage EHT is usually set to a completely different system without using the output of the flyback transformer 6. In many cases, a new circuit was installed and the anode acceleration voltage EHT was obtained from it.
しかし、このようにすると、その分だけ水平偏
向回路の構成が複雑となり、そのため高価で形状
も大型になるので不利であるという問題点があつ
た。 However, if this is done, the structure of the horizontal deflection circuit becomes complicated, which is disadvantageous because it becomes expensive and large in size.
そこで、本発明は簡単な回路構成で広範囲の水
平偏向周波数の如何に拘らず常に一定の水平画面
振幅と陽極加速電圧とを得ることが出来る水平偏
向回路を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a horizontal deflection circuit that can always obtain a constant horizontal screen amplitude and anode acceleration voltage regardless of a wide range of horizontal deflection frequencies with a simple circuit configuration.
問題点を解決するための手段
本発明になる水平偏向回路は、水平偏向コイル
に発生する帰線パルスの平均レベル電圧からパル
ス尖頭値までの電圧に略比例する直流電圧を生成
する電圧生成手段と、電圧生成手段から供給され
る直流電圧と基準電圧とを比較するコンパレータ
と、フライバツクトランスの一次巻線に供給する
電源電圧を水平偏向コイルに流れる偏向電流のピ
ーク・ピーク値に略逆比例して制御する電源レギ
ユレータと、高圧出力手段とから構成されてい
る。Means for Solving the Problems The horizontal deflection circuit according to the present invention has voltage generation means for generating a DC voltage approximately proportional to the voltage from the average level voltage of the retrace pulse generated in the horizontal deflection coil to the pulse peak value. and a comparator that compares the DC voltage supplied from the voltage generation means with the reference voltage, and a power supply voltage supplied to the primary winding of the flyback transformer that is approximately inversely proportional to the peak-to-peak value of the deflection current flowing through the horizontal deflection coil. It consists of a power supply regulator for controlling the power supply and a high voltage output means.
上記高圧出力手段は、上記フライバツクトラン
スの二次巻線の一端を接地し、かつ他端を整流用
ダイオードに接続し、このダイオードから受像管
用の高圧電圧を出力する構成よりなる。 The high voltage output means has a configuration in which one end of the secondary winding of the flyback transformer is grounded, the other end is connected to a rectifying diode, and a high voltage for the picture tube is output from the diode.
作 用
第５図に示す帰線パルスの値VPは、そのパル
ス幅（帰線時間）TRを用いて(2)式を書き改める
と、TR＝TH−Tsの関係から、
VP＝（ ／２・TS／TR＋１）EB′ (3)
となる。Effect The value of the retrace pulse V P shown in Figure 5 can be found by rewriting equation (2) using its pulse width (retrace time) T R , and from the relationship T R = T H − Ts, V P = ( /2・T S /T R +1) E B ′ (3).
一方第７図の偏向安定化回路における偏向電流
Ｉは、電源レギユレータ１１により、一定に制御
されているので、
Ｉ＝EB′Ts／Ｌ＝一定 (4)
となる。また、水平偏向コイル３のインダクタン
ス値Ｌが一定であるので、
EB′Ts＝LI＝一定 (5)
となり、(5)式を(3)式に代入すると、
VP＝ ／２・LI／TR＋EB′ (6)
となる。(6)式において、偏向周期THに応じて偏
向回路直流電圧EB′の値は前述の利用により変化
させなくてはならないが、第１項にのみ着目すれ
ば、変数は帰線時間TRのみなので、TRが一定で
あれば、第１項は一定となる。通常、帰線時間率
TR／THは、偏向周期THが変化しても、20％前後
の値に設定しているが、ここで論じている可変偏
向周期の受像装置では、使用範囲の最も短かい偏
向周期に合せて、帰線時間TRを設定することに
より、偏向周期の長い信号に対しては、帰線時間
率が小さくなり、即ち有効利用可能な画面範囲が
拡がるだけで、実用上の不都合はない。 On the other hand, since the deflection current I in the deflection stabilizing circuit shown in FIG. 7 is controlled to be constant by the power supply regulator 11, I= EB'Ts /L=constant (4). Also, since the inductance value L of the horizontal deflection coil 3 is constant, E B ′Ts=LI=constant (5), and substituting equation (5) into equation (3), V P = /2・L I /T R +E B ′ (6). In equation (6), the value of the deflection circuit DC voltage E B ' must be changed according to the deflection period T H by the above-mentioned usage, but if we focus only on the first term, the variable is the retrace time T Since it is only R , if T R is constant, the first term is constant. Normally, retrace time rate
T R /T H is set to a value of around 20% even if the deflection period T H changes, but in the variable deflection period image receiving device discussed here, the shortest deflection period in the usable range is used. By setting the retrace time T R according to do not have.
一方、(6)式において、第２項の水平偏向回路直
流電源電圧値＋EB′は、第５図に示す帰線パルス
VPの平均レベル電圧V2を意味し、従つてこの平
均レベルからパルス尖頭値迄の値V1は、(6)式第
１項に相当し、この第１項は前述の如く偏向周期
THが変化しても一定である。そこで、この帰線
パルスVPをフライバツクトランス６で１：ｎで
変圧すると共に第３図に示す如く、一端を接地し
たフライバツクトランス６の二次巻線６ｂの他端
にダイオード７1を接続した構成により、フライ
バツクトランス６より取り出されたパルスの直流
平均レベル電圧V2をゼロ電位とし、このゼロ電
位からパルス尖頭値迄はｎ×V1となり、やはり
偏向周期THが変化しても常に一定となる。従つ
て、この昇圧したパルスをダイオード７1により
整流し、陽極加速電圧EHTを得る構成により、偏
向周期THに拘らず一定の陽極加速電圧EHTを得、
よつて受像管の水平振幅を一定にすることが出来
る。 On the other hand, in equation (6), the horizontal deflection circuit DC power supply voltage value +E B ' in the second term is the retrace pulse shown in Figure 5.
Means the average level voltage V 2 of V P , and therefore the value V 1 from this average level to the pulse peak value corresponds to the first term of equation (6), and this first term is the deflection period as described above.
It remains constant even if T H changes. Therefore, this retrace pulse V P is transformed at a ratio of 1:n by a flyback transformer 6, and a diode 71 is connected to the other end of the secondary winding 6b of the flyback transformer 6, one end of which is grounded, as shown in FIG. Due to the connected configuration, the DC average level voltage V 2 of the pulse taken out from the flyback transformer 6 is set to zero potential, and from this zero potential to the peak value of the pulse is n×V 1 , and the deflection period T H changes as well. However, it is always constant. Therefore, by rectifying this boosted pulse with the diode 71 to obtain the anode acceleration voltage EHT , a constant anode acceleration voltage EHT can be obtained regardless of the deflection period TH .
Therefore, the horizontal amplitude of the picture tube can be kept constant.
これに対し、従来は、フライバツクトランスの
高次高調波同調がとり易くなる等の理由で、高圧
整流回路としてコツククロフト・ウオルトン回路
を使用することが多い。このため、パルス平均値
から基底部分迄の二次電圧nV2も陽極加速電圧
EHTの一部となるので、偏向周期THが変化する
と、EHTも変化してしまつていた。 On the other hand, conventionally, a Cottcroft-Walton circuit is often used as a high-voltage rectifier circuit because it facilitates high-order harmonic tuning of a flyback transformer. Therefore, the secondary voltage nV 2 from the pulse average value to the base part is also the anode acceleration voltage.
Since it becomes a part of E HT , when the deflection period T H changes, E HT also changes.
尚、第３図に示す単一のダイオード７1で整流
する方式は、自黒受像管や小型カラー管の如く陽
極加速電圧EHTが比較的低い場合に限られ、中大
型カラー受像管の様にEHTが高い場合は、第４図
に示す様に二次巻線を６1，６2，６3の如く数段
に分割し、同様にダイオード７1，７2，７3の如
く数段に分割して接続するいわゆるマルチシング
ラー方式の構成とする。 Note that the method of rectifying with a single diode 71 shown in Fig. 3 is limited to cases where the anode accelerating voltage EHT is relatively low, such as self-black picture tubes and small color picture tubes; If E HT is high, divide the secondary winding into several stages such as 6 1 , 6 2 , and 6 3 as shown in Figure 4, and similarly divide the secondary winding into several stages such as diodes 7 1 , 7 2 , and 7 3 . It has a so-called multi-singler system configuration in which it is divided into stages and connected.
実施例
第１図は、本発明になる水平偏向回路の第１実
施例の回路図を示す。同図中、第４図及び第６図
と同一構成部分には同一符号を付してある。ま
た、受像管の陽極加速電圧EHTの高圧生成手段と
して上記マルチシングラー方式の構成を採用して
いる。更に前記電圧生成手段として、フライバツ
クトランス６に巻数比１：n′の三次巻線６ｃを設
け、そこに発生するパルス電圧n′VPの平均レベ
ルから尖頭値迄の値n′V1を利用し、電圧n′V1を
整流用ダイオード１２で整流し、平滑コンデンサ
１３で平滑して直流電圧E3を得る構成とされて
いる。直流電圧E3は、コンパレータ９で基準直
流電圧源１０よりの基準電圧Esと比較され、両
者の電圧差に応じたコンパレータ９の出力電圧が
電源レギユレータ１１に印加される。ここで、直
流電圧E3がEsに比べ増大しようとすると、電源
レギユーラ１１がフライバツクトランス６の一次
側に供給する直流電圧EB′を減少させ、また逆に
E3がEsに比べ減少しようとすると、直流電圧
EB′を増大させることにより、E3はEsに近似した
値で一定となる。従つて、パルス電圧n′V1は、
E3と整流用ダイオード１２の電圧降下分とを加
えたものなので一定となり、さらに一次側帰線パ
ルスVPの変流成分V1も常に一定となる。Embodiment FIG. 1 shows a circuit diagram of a first embodiment of a horizontal deflection circuit according to the present invention. In the figure, the same components as in FIGS. 4 and 6 are designated by the same reference numerals. Furthermore, the multi-shingler system configuration described above is adopted as a means for generating a high voltage for the anode acceleration voltage EHT of the picture tube. Further, as the voltage generating means, the flyback transformer 6 is provided with a tertiary winding 6c with a turns ratio of 1:n', and the value n'V 1 of the pulse voltage n'V P generated therefrom from the average level to the peak value is determined. The configuration is such that the voltage n'V 1 is rectified by a rectifying diode 12 and smoothed by a smoothing capacitor 13 to obtain a DC voltage E 3 . The DC voltage E 3 is compared with a reference voltage Es from a reference DC voltage source 10 by a comparator 9, and the output voltage of the comparator 9 according to the voltage difference between the two is applied to the power supply regulator 11. Here, when the DC voltage E 3 tries to increase compared to Es, the power supply regulator 11 decreases the DC voltage E B ' supplied to the primary side of the flyback transformer 6, and vice versa.
When E 3 tries to decrease compared to Es, the DC voltage
By increasing E B ′, E 3 becomes constant at a value close to Es. Therefore, the pulse voltage n′V 1 is
Since it is the sum of E 3 and the voltage drop of the rectifying diode 12, it is constant, and furthermore, the current transformation component V 1 of the primary side retrace pulse V P is always constant.
さらに、V1が偏向周期THに拘らず一定である
という事は、(6)式の関係より、水平偏向電流Ｉが
一定なり、そのため第１図の水平偏向回路では、
該水平偏向電流Ｉの電流検知回路を特に設ける必
要はない。 Furthermore, the fact that V 1 is constant regardless of the deflection period T H means that the horizontal deflection current I is constant from the relationship in equation (6). Therefore, in the horizontal deflection circuit of Fig. 1,
There is no particular need to provide a current detection circuit for the horizontal deflection current I.
一方、陽極加速電圧EHTは、巻数比１：ｎの二
次巻線６1〜６3により得たパルス電圧nVPの平均
レベルから尖頭値迄の値nV1を、ダイオード７3
により整流して得られるので、EHTは偏向周期に
拘らず一定である。 On the other hand, the anode acceleration voltage E HT is the value nV 1 from the average level to the peak value of the pulse voltage nV P obtained by the secondary windings 6 1 to 6 3 with a turns ratio of 1:n, and
Since E HT is obtained by rectification by , E HT is constant regardless of the deflection period.
また、直流電圧E3は比較的低電圧で、しかも
良く安定化されているので、機器内の他の回路の
電源として使用することも可能である。 Furthermore, since the DC voltage E 3 is a relatively low voltage and is well stabilized, it can also be used as a power source for other circuits within the device.
第２図は、本発明になる水平偏向回路の第２実
施例の回路図を示す。同図中、第１図及び第７図
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を
省略する。本実施例では、前記電圧生成手段とし
て、偏向電流のピーク・ピーク値Ｉに比例する直
流電圧E0を与える電流検知回路８が設けられて
いる。直流電圧E0が基準直流電圧源１０よりの
基準電圧Esに比べ減少しようとすると、コンパ
レータ９の出力に応じ電源レギユレータ１１が直
流電圧EB′を増大させ、逆にE0が増大とようとす
ると、EB′を減少させることにより、偏向周期に
拘らず偏向電流を一定に保つ。 FIG. 2 shows a circuit diagram of a second embodiment of the horizontal deflection circuit according to the present invention. In the figure, the same components as in FIGS. 1 and 7 are denoted by the same reference numerals, and their explanations will be omitted. In this embodiment, as the voltage generating means, a current detection circuit 8 is provided which provides a DC voltage E 0 proportional to the peak-to-peak value I of the deflection current. When the DC voltage E 0 tries to decrease compared to the reference voltage Es from the reference DC voltage source 10, the power supply regulator 11 increases the DC voltage E B ' in accordance with the output of the comparator 9, and conversely, when E 0 tries to increase. Then, by decreasing E B ', the deflection current is kept constant regardless of the deflection period.
第８図は本発明になる水平偏向回路の第３実施
例の要部を示す回路図である。同図中、第１図と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。直列に接続した帰線共振用コンデンサ５
１と５2の容量を夫々C1，C2とすると、一端を接地
した帰線共振用コンデンサ５2の両端に生じるパ
ルス電圧VP′の波高値は、
VP′＝｛C1／（C1＋C2）｝VP (7)
となる。ここで、第８図に示すような極性でクラ
ンプダイオード１５が帰線共振用コンデンサ５2
と並列に挿入されると、パルス電圧VP′の先端部
はゼロボルトにクランプされ、その後抵抗１６及
びコンデンサ１４等による平滑回路を通すと、ク
ランプされたパルス電圧VP′の平均レベル電圧−
E3が、コンパレータ９の一方の入力端に入力さ
れる（但し、この場合コンパレータ９の入力イン
ピーダンスが充分高いことが必要である。）。この
平均レベル電圧−E3は帰線パルス（フライバツ
クパルス）VPの平均レベルからパルス尖頭値迄
の電圧値V1に比例する。このため平均レベル電
圧−E3を基準電圧−Esと比較し、その後コンパ
レータ９の出力にて電源レギユレータ１１を制御
することにより、前述の理由により偏向周期TH
が変化しても偏向電流Ｉ及び高圧EHTは変化しな
い。 FIG. 8 is a circuit diagram showing a main part of a third embodiment of the horizontal deflection circuit according to the present invention. In the figure, the same components as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and their explanations will be omitted. Return line resonance capacitor 5 connected in series
Assuming that the capacitances of capacitors 1 and 5 2 are C 1 and C 2 respectively, the peak value of the pulse voltage V P ′ generated across the retrace resonance capacitor 5 2 with one end grounded is V P ′={C 1 /( C 1 + C 2 )}V P (7). Here, with the polarity shown in FIG. 8, the clamp diode 15 is connected to the retrace resonance capacitor 5 2
When inserted in parallel with , the tip of the pulse voltage V P ' is clamped to zero volts, and then passed through a smoothing circuit consisting of a resistor 16, a capacitor 14, etc., the average level voltage of the clamped pulse voltage V P ' -
E 3 is input to one input terminal of the comparator 9 (however, in this case, the input impedance of the comparator 9 needs to be sufficiently high). This average level voltage -E 3 is proportional to the voltage value V 1 from the average level of the retrace pulse (flyback pulse) V P to the pulse peak value. Therefore, by comparing the average level voltage -E3 with the reference voltage -Es and then controlling the power supply regulator 11 with the output of the comparator 9, the deflection period T H
Even if the deflection current I and the high voltage EHT change, the deflection current I and the high voltage EHT do not change.
第９図は本発明になる水平偏向回路の第４実施
例の要部を示す回路図である。同図中、第１図と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省
略する。第９図において、フライバツクトランス
６の三次巻線６ｃとコンデンサ１７と、一端を接
地したクランプダイオード１８とよりなる回路に
より得たパルス電圧VP″は帰線パルスVPと逆相
で、しかもパルス電圧VP″の尖頭部はゼロボルト
となる。その後、平滑コイル１９と平滑コンデン
サ２０を経て、取り出されたパルス電圧VP″の平
均レベル電圧E3はコンパレータ９の一端に供給
されて、基準電圧Esと比較される。平均レベル
電圧E3は帰線パルスVPの平均レベルからパルス
尖頭値迄の電圧値V1に比例する。このため、前
述と同様にコンパレータ９の出力にて電源レギユ
レータ１１を制御することにより、偏向周期TH
が変化しても偏向電流Ｉ及び高圧EHTは変化しな
い。 FIG. 9 is a circuit diagram showing the main part of a fourth embodiment of the horizontal deflection circuit according to the present invention. In the figure, the same components as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and their explanations will be omitted. In FIG. 9, the pulse voltage V P '' obtained by the circuit consisting of the tertiary winding 6c of the flyback transformer 6, the capacitor 17, and the clamp diode 18 with one end grounded is in opposite phase to the retrace pulse V P . The peak of the pulse voltage V P ″ is zero volts. Thereafter, the average level voltage E 3 of the extracted pulse voltage V P ″ is supplied to one end of the comparator 9 via the smoothing coil 19 and the smoothing capacitor 20, and is compared with the reference voltage Es. The average level voltage E 3 is It is proportional to the voltage value V 1 from the average level of the retrace pulse V P to the pulse peak value. Therefore, by controlling the power supply regulator 11 with the output of the comparator 9 as described above, the deflection period T H
Even if the deflection current I and the high voltage EHT change, the deflection current I and the high voltage EHT do not change.
発明の効果
上述の如く、本発明によれば、水平偏向コイル
に発生する帰線パルスの平均電圧レベルによりパ
ルス尖頭値迄の電圧に略逆比例する直流電圧を生
成する電圧生成手段を設けることにより、デイス
プレイ機器の取扱う水平偏向周波数の如何に拘ら
ず常に一定の水平画面振幅と陽極加速電圧及び、
機器の他の回路に用いることの出来る直流電圧を
得ることが出来、多目的なデイスプレイ機器の実
用を可能となる等の特長を有する。Effects of the Invention As described above, according to the present invention, voltage generation means is provided for generating a DC voltage that is approximately inversely proportional to the voltage up to the pulse peak value based on the average voltage level of the retrace pulse generated in the horizontal deflection coil. Therefore, regardless of the horizontal deflection frequency handled by the display equipment, the horizontal screen amplitude and anode acceleration voltage are always constant, and
It has the advantage of being able to obtain a DC voltage that can be used in other circuits of the device, making it possible to put into practical use multi-purpose display devices.
第１図は本発明になる水平偏向回路の第１実施
例を示す回路図、第２図は本発明になる水平偏向
回路の第２実施例を示す回路図、第３図及び第４
図は本発明回路の要部の各例を示す回路図、第５
図は帰線パルス電圧波形図、第６図は従来の水平
偏向回路の一例の回路図、第７図は本出願人の先
の提案になる偏向安定化回路の一例の回路図、第
８図及び第９図は夫々本発明になる水平偏向回路
の他の各実施例の要部を示す回路図である。
１……水平偏向出力トランジスタ、２……ダン
パーダイオード、３……水平偏向コイル、４……
直流阻止用又は、Ｓ字補正用コンデンサ、５，５
１，５2……帰線共振用コンデンサ、６……フライ
バツクトランス、８……電流検知回路、９……コ
ンパレータ、１０……基準直流電圧源、１１……
電源レギユレータ、１２……整流ダイオード、１
３，１４，２０……平滑コンデンサ、１５，１８
……クランプダイオード、１６……抵抗、１７…
…コンデンサ、１９……平滑コイル。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a horizontal deflection circuit according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of a horizontal deflection circuit according to the present invention, and FIGS.
The figure is a circuit diagram showing each example of the main parts of the circuit of the present invention.
The figure is a retrace pulse voltage waveform diagram, Figure 6 is a circuit diagram of an example of a conventional horizontal deflection circuit, Figure 7 is a circuit diagram of an example of a deflection stabilization circuit proposed earlier by the applicant, and Figure 8 and FIG. 9 are circuit diagrams showing essential parts of other embodiments of the horizontal deflection circuit according to the present invention. 1... Horizontal deflection output transistor, 2... Damper diode, 3... Horizontal deflection coil, 4...
DC blocking or S-shaped correction capacitor, 5,5
1 , 5 2 ... Return line resonance capacitor, 6 ... Flyback transformer, 8 ... Current detection circuit, 9 ... Comparator, 10 ... Reference DC voltage source, 11 ...
Power regulator, 12... Rectifier diode, 1
3, 14, 20... Smoothing capacitor, 15, 18
... Clamp diode, 16 ... Resistor, 17 ...
...Capacitor, 19...Smoothing coil.
Claims (1)
デイスプレイ装置に設けられた水平偏向回路にお
いて、 水平偏向コイルに発生する帰線パルスの平均レ
ベル電圧からパルス尖頭値までの電圧に略比例す
る直流電流を生成する電圧生成手段と、 この電圧生成手段から供給される前記直流電圧
と予め設定した基準電圧とを夫々比較するコンパ
レータと、 このコンパレータの出力信号によつてフライバ
ツクトランスの一次巻線に供給する電源電圧を、
前記水平偏向コイルに流れる偏向電流のピーク・
ピーク値に略逆比例して制御するレギユレータ
と、 前記フライバツクトランスの二次巻線の一端を
接地すると共に他端を第１の整流用ダイオードに
接続し、この第１の整流用ダイオードから受像管
用の高圧電圧を出力する高圧出力手段とよりなる
ことを特徴とする水平偏向回路。 ２ 前記電圧生成手段は、水平偏向コイルに発生
する第１のパルスである帰線パルスの直流分を除
去し、必要に応じて変圧して得られた第２のパル
スの平均レベル電圧からパルス尖頭値までの電圧
を整流平滑して直流電圧を生成するよう構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の水
平偏向回路。 ３ 前記電圧生成手段は、受像管の水平偏向コイ
ルに流れる偏向電流のピーク・ピーク値に比例す
る直流電圧を発生する電流検知回路であることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の水平偏向
回路。 ４ 前記高圧出力手段は、複数段に分割された二
次巻線中に１又は複数の第２のダイオードを接続
した構成であることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の水平偏向回路。[Claims] 1. In a horizontal deflection circuit provided in a display device that performs display corresponding to a plurality of horizontal deflection frequencies, the voltage from the average level voltage of retrace pulses generated in the horizontal deflection coil to the pulse peak value. a voltage generating means for generating a direct current approximately proportional to the voltage; a comparator for comparing the direct current voltage supplied from the voltage generating means with a preset reference voltage; The power supply voltage supplied to the primary winding of
The peak of the deflection current flowing through the horizontal deflection coil
a regulator that controls in substantially inverse proportion to the peak value; one end of the secondary winding of the flyback transformer is grounded and the other end is connected to a first rectifying diode, and an image is received from the first rectifying diode. A horizontal deflection circuit characterized by comprising a high voltage output means for outputting high voltage for pipes. 2. The voltage generating means removes a direct current component of the retrace pulse, which is the first pulse generated in the horizontal deflection coil, and converts the voltage as necessary to obtain a pulse peak from the average level voltage of the second pulse. 2. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the horizontal deflection circuit is configured to generate a DC voltage by rectifying and smoothing the voltage up to the initial value. 3. The horizontal deflector according to claim 1, wherein the voltage generating means is a current detection circuit that generates a DC voltage proportional to the peak-to-peak value of the deflection current flowing through the horizontal deflection coil of the picture tube. Deflection circuit. 4. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the high voltage output means has a configuration in which one or more second diodes are connected to a secondary winding divided into multiple stages. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25611684A JPS61134181A (en) | 1984-12-04 | 1984-12-04 | Horizontal deflecting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25611684A JPS61134181A (en) | 1984-12-04 | 1984-12-04 | Horizontal deflecting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61134181A JPS61134181A (en) | 1986-06-21 |
| JPH0414914B2 true JPH0414914B2 (en) | 1992-03-16 |
Family
ID=17288116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25611684A Granted JPS61134181A (en) | 1984-12-04 | 1984-12-04 | Horizontal deflecting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61134181A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6379615U (en) * | 1986-11-14 | 1988-05-26 | ||
| JP2595061B2 (en) * | 1988-09-12 | 1997-03-26 | 株式会社日立製作所 | Horizontal deflection circuit and horizontal deflection / high voltage circuit |
| JP2719498B2 (en) * | 1994-07-20 | 1998-02-25 | 産恵工業株式会社 | Laminated paper processing machine |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5731711A (en) * | 1980-08-04 | 1982-02-20 | Osaka Gas Co Ltd | Combustor |
| JPS59126369A (en) * | 1982-12-10 | 1984-07-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High voltage stabilizing device |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54114523U (en) * | 1978-01-31 | 1979-08-11 | ||
| JPS60153059U (en) * | 1984-03-21 | 1985-10-12 | ソニー株式会社 | horizontal output circuit |
-
1984
- 1984-12-04 JP JP25611684A patent/JPS61134181A/en active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5731711A (en) * | 1980-08-04 | 1982-02-20 | Osaka Gas Co Ltd | Combustor |
| JPS59126369A (en) * | 1982-12-10 | 1984-07-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High voltage stabilizing device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61134181A (en) | 1986-06-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4939429A (en) | High voltage regulator circuit for picture tube | |
| JPS6261186B2 (en) | ||
| US5010281A (en) | High voltage stabilization circuit for video display apparatus | |
| US4112465A (en) | Thrush current start-up circuit for a television receiver including a start-up decoupling circuit | |
| US5357175A (en) | Deflection and high voltage circuit | |
| US5714849A (en) | Circuit and method for adjusting horizontal retrace time and limiting pulse peak in display device | |
| JPH0414914B2 (en) | ||
| JPH07107320A (en) | Power supply for television apparatus | |
| US4572993A (en) | Television deflection circuit with raster width stabilization | |
| US4906903A (en) | Horizontal output circuit for television receiver | |
| JP3401357B2 (en) | Horizontal size stabilization circuit | |
| JPH0374995B2 (en) | ||
| JPS6110383Y2 (en) | ||
| JPS61140278A (en) | Horizontal deflection circuit | |
| US6396171B1 (en) | Circuit for stabilizing a high voltage | |
| JPH0473670B2 (en) | ||
| JPH0422605Y2 (en) | ||
| JP3045047B2 (en) | Dynamic focus circuit | |
| JPS62180678A (en) | High voltage stabilization circuit | |
| JPH0274986A (en) | Dynamic focus circuit | |
| JPH03237878A (en) | High voltage generating circuit | |
| JPH08168019A (en) | Dynamic focusing circuit | |
| JPH01238375A (en) | Deflection circuit | |
| JPH0799620A (en) | High voltage stabilizing circuit | |
| JP2000106637A (en) | Display |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |